JPH05304422A - 光通信用前置増幅器 - Google Patents

光通信用前置増幅器

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JPH05304422A
JPH05304422A JP4106682A JP10668292A JPH05304422A JP H05304422 A JPH05304422 A JP H05304422A JP 4106682 A JP4106682 A JP 4106682A JP 10668292 A JP10668292 A JP 10668292A JP H05304422 A JPH05304422 A JP H05304422A
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JP
Japan
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preamplifier
optical communication
amplifier circuit
drain
feedback resistor
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JP4106682A
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Yasuki Mikamura
泰樹 御神村
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Sumitomo Electric Industries Ltd
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Sumitomo Electric Industries Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 周波数帯域の向上とダイナミックレンジの向
上を同時に満足し得る光通信用の前置増幅器を提供す
る。 【構成】 入力信号が小信号のときは、増幅回路のオー
プンループ利得を高くし且つ帰還抵抗を大きくすること
により小受光感度が高くする。一方、入力信号が予め設
定された振幅を超えると、帰還抵抗を減少させて最大許
容入力レベルの向上を図ると共に、該増幅回路のオープ
ンループ利得を低下させることによって、増幅回路の周
波数帯域を上昇させることで、発振状態やリンギングの
発生を抑制するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、光通信用の受信装置に
適用される光通信用前置増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、光通信用受信器には、図８
（ａ）に示すようなトランスインピーダンス型の前置増
幅器や、図８（ｂ）に示すようなハイインピーダンス型
の前置増幅器が適用され、これらの技術は、「K.Ogawa:
Considerations for Optical Receiver Design,IEEE J
ournal on Selected Are-as in Communications,Vol.SA
C-1,No.3,1983 」等の文献に開示されている。
【０００３】従来、光通信の主要な適用分野であった電
話回線の幹線系において用いられる中継器では、長距離
の伝送により減衰された微弱な信号を等化増幅するため
に、高感度の特性が要求されてきた。
【０００４】ところが、近年のように、データ通信の分
野や加入者系等に光通信の応用分野が拡大してくると、
種々の通信システムへの適用可能性を考慮するために
は、光源の種類、伝送距離、光ファイバーの減衰度、通
信ネットワークのトポロジー等に鑑み、高感度の特性と
共に、広ダイナミックレンジの光信号に対応することが
できる光通信用受信器の開発が重要になってきた。
【０００５】そこで、本願発明者はこのような課題に対
処すべく、図９に示すような構成の前置増幅器を提案し
た（例えば、「広ダイナミックレンジ型ＧａＡｓ光受信
用前置増幅器ＩＣ」 1990年、電子情報通信学会秋季全
国大会：講演番号 B-743）。この前置増幅器Ａは、トラ
ンスインピーダンス型の増幅器を基本構成とし、中継器
内のフロントエンド部に相当する光受信器Ｂ内に設けら
れる。そして、光伝送線路を介して伝送されてくる光信
号ｈνを受光素子ＰＤが光電変換することによって発生
された光電流がインピーダンス変換された入力信号ＶIN
を増幅して出力すると共に、バイパス回路Ｃを付加する
ことによってダイナミックレンジの向上を図るようにし
ている。即ち、前置増幅器Ａの入出力端子間には、帰還
抵抗ｒfを有するトランスインピーダンス型の反転増幅
回路１と出力バッファ回路２がカスケードに接続され、
バイパス回路Ｃ内のトランジスタ３のソース・ドレイン
が帰還抵抗ｒf に対して並列に接続されると共に、電界
効果トランジスタ３のゲートには出力バッファ回路２の
出力レベルに比例した電圧がレベルシフト回路４を介し
て印加されている。
【０００６】そして、この前置増幅器Ａによれば、過大
振幅の入力信号ＶINが入力すると、出力ＶOUT の変化に
伴って電界効果トランジスタ３がオン状態となることか
ら、実効的な帰還抵抗値（即ち、帰還抵抗ｒf と電界効
果トランジスタ３との並列抵抗値）ＲF が小さくなり、
ダイナミックレンジが改善される。
【０００７】更に、図９に示すトランスインピーダンス
型の前置増幅器の一具体例を図１０に基いて詳述する。
この前置増幅器は、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ等の化合物半
導体から成る電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとい
う）Ｔ1 〜Ｔ8 と、レベルシフト用のダイオード群
ｄ1 ，ｄ2 と、抵抗ｒ1 ，ｒ2 、及び帰還抵抗ｒf で構
成され、単一電源ＶDDによって作動する。尚、ＦＥＴ
Ｔ1 〜Ｔ4 及びダイオード群ｄ1 ，ｄ2 によって反転増
幅回路１が構成され、ＦＥＴ Ｔ5 ，Ｔ6 によって出力
バッファ回路２が構成され、ＦＥＴ Ｔ7 及び抵抗
ｒ1 ，ｒ2 によってレベルシフト回路４が構成され、更
に、図１０中の帰還抵抗ｒf が図９中の抵抗ｒfに対応
し、ＦＥＴ Ｔ8 が図９中のトランジスタ３に対応して
いる。更に、ＦＥＴ Ｔ8 のしきい値電圧ＶT8を−０．
５ボルト、無信号及び微小信号入力時（例えば−２０ｄ
Ｂｍ以下のとき）のＦＥＴ Ｔ8 のゲート・ソース間電
圧ＶGSが−０．５ボルト以下となるようにバイアス設定
が成されており、ソース・ドレイン間を電流が流れない
構成と成っている。
【０００８】かかる構成の具体例にあっては、受信した
光信号の光強度の増大に伴って入力信号ＶINの振幅が増
大すると、光受信時には反転増幅により出力信号ＶOUT
の電圧レベルが下がると共に、ＦＥＴ Ｔ8 のゲート電
位ＶG とソース電位ＶS が共に降下する。但し、ソース
電位ＶS の電圧降下の度合いがゲート電位ＶG のそれよ
りも大きいため、ゲート・ソース間電圧ＶGSが増加す
る。この結果、光入力信号の強度がある値（例えば、−
１０ｄＢｍ）を超えると、ＦＥＴ Ｔ8 がオン状態に移
行してトランスインピーダンスが減少し、更に過大振幅
となるとこのトランスインピーダンスの減少により、回
路内部の電位変動をクリップするので、各ＦＥＴ Ｔ1
〜Ｔ7 が非飽和領域にバイアスされることなく最大許容
入力レベル（入力信号ＶINの最大振幅）を向上させるこ
とができる。即ち、図９及び図１０の前置増幅器は、最
大許容入力レベルの向上を図ることで広ダイナミックレ
ンジ化を実現する。
【０００９】一方、これらの前置増幅器において、ダイ
ナミックレンジの内の最小受光感度を向上させるために
は、大きな値の帰還抵抗ｒf を適用する必要がある。即
ち、増幅回路１の入出力間の実効的な帰還抵抗値を
ＲF 、前置増幅器の周波数帯域幅をＷ、絶対温度をＴ、
ボルツマン定数をｋとすると、熱雑音＜ｉRF 2 ＞は、次
式（１）で示されるので、帰還抵抗ｒf の値を大きくす
るほど、熱雑音が低減され最小受光感度の向上が可能と
なる。
【００１０】
【数１】
【００１１】しかしながら、実質的な帰還抵抗値ＲF を
大きくすると、次式（２）に示されるように、光受信器
Ｂの周波数帯域ωC が下がってしまう問題を生じる。
尚、式（２）において、Ｇは増幅回路１のオープンルー
プ利得、ＣT は入力容量、ＲFは実質的な帰還抵抗値で
ある。
【００１２】
【数２】
【００１３】したがって、最小受光感度を向上させるた
めに実質的な帰還抵抗値ＲF を大きくし、且つ光受信器
Ｂの周波数帯域ωC を十分に確保するためには、上記式
（２）から明らかなように、増幅回路１のオープンルー
プ利得Ｇを増加させるか、又は入力容量ＣT を減らす必
要がある。
【００１４】そこで、本願発明者は、図１１に示すよう
な、オープンループ利得を増加することができる前置増
幅器を提案した（例えば、「高速光受信器用高利得・広
帯域ＧａＡｓ前置増幅器ＩＣ」 1990年、電子情報通信
学会秋季全国大会：講演番号B-744 ）。これは、２種類
のしきい値電圧を有するＦＥＴを用いた電流注入方式を
適用することによって上記オープンループ利得を増大さ
せるようにしたものであり、基本的には、図１０中の入
力用のＦＥＴ Ｔ1 のドレイン接点と電源ＶDDとの間に
電流注入用のＦＥＴ ＴINが接続すると共に、このＦＥ
Ｔ ＴINを負荷用のＦＥＴ Ｔ2 に対してアイソレート
するためのＦＥＴ ＴISが接続された構成となってお
り、入出力接点間に帰還抵抗ｒf が接続している。
【００１５】図１１の前置増幅回路によれば、電流注入
用のＦＥＴ ＴINから入力用のＦＥＴ Ｔ1 に電流が注
入されることによってオープンループ利得Ｇが増加し、
その結果、オープンループ利得Ｇが約３３ｄＢとなり、
高利得化が達成される。しかるに、一般的に利得帯幅積
は一定値となるので、高利得化を実施しない場合（例え
ば図１０の前置増幅回路）より周波数帯域幅は狭くな
り、約６００ＭＨｚである。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】そこで、図９及び図１
０に示す第１の従来技術、即ちバイパス回路Ｃを備える
ことによって最大許容入力レベルの向上を図ることので
きる前置増幅器と、図１１に示す第２の従来技術、即ち
電流注入用のＦＥＴを備えることによってオープンルー
プ利得及び周波数帯域の向上ひいては最小受光感度の向
上を図ることのできる前置増幅器との両者の利点を組み
合わせることによって、図１２に示すような前置増幅器
を開発した。
【００１７】しかしながら、実際には次のような問題が
発生するので、かかる単純な組み合わせでは、最適な前
置増幅器を実現することができなかった。即ち、図１２
の前置増幅器は、図１１に示す電流注入用のＦＥＴ Ｔ
INを備えた前置増幅器に、図１０のＦＥＴ Ｔ8 に相当
するスイッチングダイオードｄs を設けることでバイパ
ス回路を実現している。そして、かかる前置増幅器の周
波数特性が１次の極（ポール）を有する場合には、この
前置増幅器を内蔵する光受信器のトランスインピーダン
ス伝達関数ＺT （ｓ）は２次の極を有することとなるの
で、光受信器の周波数帯域（角周波数）をωC 、前置増
幅器の直流オープンループ利得をＧＯ、前置増幅器の周
波数帯域（角周波数）をωｈ 、実質的な帰還抵抗値
（帰還抵抗ｒf とスイッチングダイオードｄs のカソー
ド・アノード間抵抗との並列抵抗値）をＲF 、前置増幅
器の入力容量をＣT とすれば、次式（３）で表される。
【００１８】
【数３】
【００１９】そして、問題は次の状況で発生する。即
ち、過大な入力信号ＶINが入力した場合、上記バイパス
回路の機能によって帰還抵抗値ＲF が減少し、上記式
（３）中のζが減少することとなる。ζが減少するとい
うことは帰還量が増加することを意味し、入力信号ＶIN
が更に増加してζが減少していくと、上記式（２）から
明らかなように光受信器の周波数帯域ωC が上昇してい
き、前置増幅器の周波数帯域ωh の上限に次第に近づい
ていく。ここで、前述したように電流注入方式により高
利得化を実施した前置増幅器の帯域は図１０の前置増幅
器の帯域より狭いため、第１の従来例と比べて前置増幅
器の周波数帯域ωh と光受信器の周波数帯域ωC との関
係が、ωC ≧ωh とりやすい。この時上記式（３）の関
係から、光受信器のトランスインピーダンス特性が図１
３（ａ）に示すようなピーキング特性を有するようにな
り、光受信器の動作が不安定となる。
【００２０】そして、このピーキング特性を示すように
なると、例えば、ＮＲＺ（ノンリターンゼロ）の矩形波
の光信号が入力された場合には、リンギングや発振を招
来し、出力信号ＶOUT は図１３（ｂ）に示すように、忠
実な波形とならない。具体的には、入力平均光強度が−
１０ｄＢｍで６２２Ｍｂｉｔ／ｓｅｃのＮＲＺの光信号
を入力してその出力信号ＶOUT の波形を測定したとこ
ろ、図１４に示すように、発振現象を伴う波形歪みを招
いた。
【００２１】即ち、入力信号ＶINの振幅が過大でないと
きは、前置増幅器の周波数帯域ωhの方が光受信器の周
波数帯域ωC より十分に高い（ωh ＞ωC ）ので安定動
作となるが、入力信号ＶINの振幅が過剰に増大すると、
光受信器の周波数帯域ωC が上昇して、前置増幅器の周
波数帯域ωh に接近又は卓越するようになり、このよう
な状態になると、光受信器が発振状態などの不安定な状
態となるのである。
【００２２】このように、本発明は従来の光受信器に適
用される前置増幅器の問題点に鑑みて成されたものであ
り、周波数帯域の向上とダイナミックレンジの向上を同
時に満足し得る光通信用の前置増幅器を提供することを
目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明は、受光素子の光電変換よって発生され
た入力信号を増幅する光通信用前置増幅器において、上
記入力信号を増幅するドレイン接地形の増幅回路と、該
増幅回路の負荷に予め設定された電流が流れると、該負
荷抵抗値を減少させることによって、該増幅回路のオー
プンループ利得を低下させる利得制御手段と、該増幅回
路に負帰還をかけるための帰還抵抗と、該増幅回路の帰
還量が予め設定された量になると、該帰還抵抗値を減少
させるバイパス手段と、を具備することを特徴とする光
通信用前置増幅器。
【００２４】
【作用】かかる構成の光通信用前置増幅器にあっては、
入力信号が小信号のときは、前記増幅回路のオープンル
ープ利得が高く且つ帰還抵抗が大きいので最小受光感度
が高くなる。
【００２５】一方、入力信号が予め設定された振幅を超
えると、帰還抵抗が減少されるので最大許容入力レベル
の向上が図られる。ここで、入力信号が予め設定された
振幅を超えると、該負荷抵抗値が減少されるのに伴っ
て、該増幅回路のオープンループ利得が低下し、その反
面で周波数帯域が上昇するので、増幅回路の周波数帯域
が光受信器の周波数帯域よりも常に高くなり、発振状態
やリンギングの発生が抑制される。
【００２６】
【実施例】以下、本発明による前置増幅器の一実施例を
図面と共に説明する。まず、図１に基いて回路構成を述
べると、光伝送線路を介して伝送されてくる光信号ｈν
をフォトダイオード等の受光素子ＰＤが光電変換するこ
とによって発生された光電流がインピーダンス変換され
た入力信号ＶINがゲートに印加されるＦＥＴ Ｑ1を有
し、このＦＥＴ Ｑ1 のソースが低電圧電源ＶSSに接続
し、ドレインが固定値の負荷抵抗ＺL を介して高電圧電
源ＶDDに接続している。又、負荷抵抗ＺL に対して並列
に利得制御手段が接続している。即ち、利得制御手段
は、負荷抵抗ＺL の両端にソースとドレインが接続し、
ゲートは一定の直流電圧ＶBBでバイアスされたＦＥＴ
ＱZLで形成されている。かかるＦＥＴ Ｑ1 ，ＱZLと負
荷抵抗ＺL 及び直流電圧ＶBBによって初段の増幅回路１
００が構成されている。ＦＥＴＱ1 のドレインＸに生じ
る信号ＳX は、レベルシフト回路１０１によって適宜の
バイアスレベルにレベルシフトされ、帰還抵抗ｒf を介
してＦＥＴ Ｑ1 のゲートに帰還されている。又、帰還
抵抗Ｒf に対して並列にバイパス回路１０３が接続さ
れ、更に、レベルシフト回路１０１の出力を出力バッフ
ァ回路１０２で電力増幅することによって出力信号Ｖ
OUT を発生する構成となっている。ここで、バイパス回
路１０３は、レベルシフト回路１０１の出力レベルに応
じて帰還抵抗ｒf との並列抵抗を制御することにより、
実質的な帰還抵抗値（即ち、帰還抵抗ｒf とバイパス回
路１０３との並列抵抗値）ＲF を自動調節する。
【００２７】次に動作を図２と共に説明すると、初段の
増幅回路１００は反転増幅器であるので、入力信号ＶIN
の反転増幅された信号ＳX がＦＥＴ Ｑ1 のドレインＸ
に生じる。
【００２８】まず、入力信号ＶINが小振幅である場合に
は、レベルシフト回路１０１の出力ＳR の直流変動分も
小さいので、バイパス回路１０３は開放状態のままであ
り、実質的な帰還抵抗値ＲF は帰還抵抗ｒf となる。し
たがって、入力信号ＶINが微小あるいは小振幅のとき
は、大きな帰還抵抗ｒf により最小受信感度が高くな
る。
【００２９】入力信号ＶINが所定の振幅ＶINC を超え、
それに伴ってレベルシフト回路１０１の出力ＳR がバイ
パス回路１０３に予め設定されるしきい値電圧を超える
と、バイパス回路１０３の内部抵抗が小さくなるので、
実質的な帰還抵抗値Ｒf は帰還抵抗ｒf よりも小さくな
る。したがって、過大な入力信号ＶINが入力されると、
回路内部の電位変動がクリップされ、内部の能動素子が
非飽和領域にバイアスされることなく最大許容入力レベ
ルの向上が自動的に図られる。
【００３０】更に、ＦＥＴ Ｑ1 のドレインＸの電位
は、入力信号ＶINの振幅が増加するのに伴って降下する
ので、ＦＥＴ ＱZLのソース電位もそれに連れて降下
し、ゲート・ソース間電圧ＶGSも増加する。したがっ
て、入力信号ＶINが所定の振幅を超えるのに伴ってゲー
ト・ソース間電圧ＶGSがＦＥＴ ＱZLのしきい値電圧Ｖ
TZLを超えると、ＦＥＴ ＱZLはオン状態となり、実質
的な負荷抵抗値（即ち、負荷抵抗ＺL とＦＥＴ ＱZLと
の並列抵抗値）ＲZLが次第に小さくなる。この結果、過
大振幅の入力信号ＶINが入力されると、初段の増幅器１
００のオープンループ利得が下がるが、周波数帯域ωh
が上昇するので、発振状態やリンギングの発生が抑制さ
れる。即ち、上記式（４）において、実質的な帰還抵抗
値ＲF が小さくなった分、増幅器１００の周波数帯域ω
h が上昇するので、ζの値が減少せず、この結果、上記
式（２）に基いて光受信器の周波数帯域ωC が上昇して
も、この実施例の前置増幅器の周波数帯域ωh も上昇す
ることとなり、常に、ωC ＞ωhの関係が得られて、光
受信器の動作は常に安定化される。
【００３１】このように、この実施例によれば、入力信
号ＶINが予め設定された振幅未満のときは実質的な帰還
抵抗値ＲF が大きいので最小受信感度が高くなり、入力
信号ＶINが過大振幅となると、帰還抵抗値ＲF が小さく
なって最大許容入力レベルを向上させ、且つ増幅回路１
００の周波数帯域ωh が上昇することから、発振等の不
安定な状態が回避される。
【００３２】尚、図１２の従来の前置増幅器に適用した
のと同じ条件のＮＲＺ（ノンリターンゼロ）の矩形波の
入力信号ＶINをこの実施例の前置増幅器に適用した場合
の出力信号ＶOUT の波形を測定したところ、図１５に示
すように、発振現象の無い忠実な出力波形が得られ、図
１４に示す波形と比較して明らかに改善が見られた。
【００３３】次に、図３に基いて第２の実施例を説明す
る。まず構成を述べると、ＦＥＴＱ1 ，ＱIS，ＱIN，Ｑ
2 ，ＱZLとバイアス設定用のダイオードＤ1 ，Ｄ2 によ
って形成される初段の増幅回路と、ＦＥＴ Ｑ3 ，Ｑ4
及びダイオードＤ3 ，Ｄ4によって形成されるレベルシ
フト回路と、ＦＥＴ Ｑ5 ，Ｑ6 から成る出力バッファ
回路と、バイパス回路に相当するダイオードＤs と高抵
抗の帰還抵抗ｒf で構成されている。
【００３４】即ち、入力信号ＶINがゲートに入力される
ＦＥＴ Ｑ1 のソースにはバイアス設定用のダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 が接続され、ドレインにはＦＥＴ ＱISを介
して負荷用のＦＥＴ Ｑ2 が接続している。更に、上記
ドレインには電流注入用のＦＥＴ ＱINが接続し、負荷
用のＦＥＴ Ｑ2 には所定電圧ＶBBによってゲートバイ
アスされたＦＥＴ ＱZLが接続している。ＦＥＴ Ｑ2
のソース接点ＸがＦＥＴ Ｑ3 のゲートに接続し、ダイ
オードＤ3 ，Ｄ4 によってレベルシフトされた信号ＳR
がソースフォロワ接続されたＦＥＴ Ｑ5 によって電力
増幅されることにより出力信号ＶOUT が発生される。
又、信号ＳR は帰還抵抗ｒf 及びダイオードＤs を介し
てＦＥＴ Ｑ1 のゲートに帰還される。
【００３５】かかる実施例によれば、入力信号ＶINが小
振幅の場合には、ＦＥＴ ＱZLはゲート・ソース間電圧
ＶGSがそのしきい値電圧ＶTZL より小さくなるようにバ
イアス設定されているのでオフ状態となり、ＦＥＴ Ｑ
1 に対する実質的な負荷抵抗値ＲZLはＦＥＴ Ｑ２で設
定される大きな値となる。したがって、大きなオープン
ループ利得が得られることとなり、最小受光感度が向上
する。更にこの場合には、ダイオードＤs のカソード・
アノード間電圧がオン電圧に達しないため、実質的な帰
還抵抗値ＲF は帰還抵抗ｒf と等しくなり、最小受光感
度が向上する。
【００３６】一方、過大な入力信号ＶINが入力される
と、ＦＥＴ Ｑ2 のソース接点Ｘの電位が低くなり、Ｆ
ＥＴ ＱZLはゲート・ソース間電圧ＶGSがそのしきい値
電圧ＶTZL より大きくなるのでオン状態となり、ＦＥＴ
Ｑ1 に対する実質的な負荷抵抗値ＲZLは小さくなる。
更に、ダイオードＤs がオン状態となり、実質的な帰還
抵抗値ＲF は帰還抵抗ｒf より小さくなる。したがっ
て、第１の実施例の場合と同様に、前置増幅器のオープ
ンループ利得が小さく成る一方でその周波数帯域ωh は
広がるので、発振等の不安定状態と成ることなく、最大
許容入力レベルが向上する。
【００３７】次に、第３の実施例を図４に基いて説明す
る。尚、図３と同一又は相当する部分を同一符号で示
す。第２の実施例との相違点を述べると、バイパス回路
に相当するダイオードＤS の代わりに、ゲート・ドレイ
ンが短絡されたエンハンスメント型のＦＥＴ ＱDSのド
レインとソースが帰還抵抗ｒf の両端に並列接続されて
いる。かかる構成のＦＥＴ ＱDSは図３中のダイオード
ＤS と同じ機能、即ち、入力信号ＶINの振幅が小さいと
きはオフ状態となり、入力信号ＶINの振幅が所定値を超
えるとオン状態となって帰還抵抗値ＲF を小さくする機
能を有するので、第３の実施例においても第２の実施例
と同様に、動作が安定でダイナミックレンジの広い前置
増幅器を提供することができる。
【００３８】次に、第４の実施例を図５に基いて説明す
る。尚、図３と同一又は相当する部分を同一符号で示
す。第２の実施例との相違点を述べると、バイパス回路
に相当するダイオードＤS の代わりに、ディプレッショ
ン型のＦＥＴ ＱF が帰還抵抗ｒf に対して並列接続さ
れている。即ち、ＦＥＴ ＱF のドレインが入力側のＦ
ＥＴ Ｑ1 のゲートに接続し、そのソースがレベルシフ
ト回路のＦＥＴ Ｑ4 のドレインに接続し、ゲートがグ
ランド接点に接続している。ＦＥＴ ＱF は、入力信号
ＶINが小振幅のときは、ゲート・ソース間電圧がしきい
値電圧より小さいのでオフ状態となり、入力信号ＶINが
所定の振幅を超えると、ゲート・ソース間電圧がしきい
値電圧より大きくなるのでオン状態となる。したがっ
て、第２の実施例と同様に、入力信号ＶINの振幅に応じ
て、安定して最小受信感度の向上と最大許容入力レベル
の向上が図られることとなり、広ダイナミックレンジ前
置増幅器を提供することができる。
【００３９】次に、第５の実施例を図６に基いて説明す
る。尚、図５と同一又は相当する部分を同一符号で示
す。第４の実施例との相違点を述べると、出力信号Ｖ
OUT が発生する出力接点にＦＥＴ Ｑ7 及び抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2 から成る分圧回路が設けられ、出力信号ＶOUT の分
圧電圧によって、ディプレッション型のＦＥＴ ＱF の
ゲートバイアスを設定している。即ち、出力信号ＶOUT
が発生する出力接点にＦＥＴ Ｑ7 のゲートが接続さ
れ、そのドレインが電源電圧ＶDDに接続され、そのソー
スが抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を介してグランド接点に接続され、
抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 による分圧電圧ＶG がＦＥＴ ＱF のゲ
ートに印加される。
【００４０】ここで、ＦＥＴ ＱF のソース接点のバイ
アス電圧よりもゲート接点のバイアス電圧の方が常に低
電圧となるように抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の各抵抗値が設定され
ている。そして、ＦＥＴ ＱF は、第４の実施例と同様
に、入力信号ＶINの振幅に応じてオフ状態とオン状態に
自動的に切替わることから、最小受信感度の向上と最大
許容入力レベルの向上が図られることとなり、安定した
広ダイナミックレンジ前置増幅器を提供することができ
る。
【００４１】更に、一般的に、半導体製造プロセスによ
って、半導体素子にバラツキを生じるので、図５に示す
第４の実施例のように、ＦＥＴ ＱF のゲートをグラン
ド電位の固定する場合には、しきい値電圧のバラツキに
起因してオフ状態とオン状態の切替わり条件が変動す
る。しかし、図６に示す第５の実施例によれば、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 による分圧電圧ＶG をＦＥＴ ＱF のゲートに
印加するので、これらの素子に製造バラツキがあっても
互いに相殺され、オフ状態とオン状態の切替わり条件を
安定化することができる。
【００４２】次に、第６の実施例を図７に基いて説明す
る。尚、図６と同一又は相当する部分を同一符号で示
す。第５の実施例との相違点を述べると、出力信号Ｖ
OUT が発生する出力接点に接続されるＦＥＴ Ｑ9 のソ
ースにＦＥＴ Ｑ10のドレインが接続し、更に、ＦＥＴ
Ｑ10のゲート・ソース間が短絡されてアース接点に接
続し、そのドレインに発生する電圧によってＦＥＴ Ｑ
F のゲートバイアスを行う構成となっている。
【００４３】かかる構成によると、ＦＥＴ Ｑ10は抵抗
として作用するので、第５の実施例と同様の機能を発揮
する。更に、抵抗分圧する場合よりも小さな素子で実現
することができる。
【００４４】尚、以上に説明した第１〜第６の実施例は
動作が安定で広ダイナミックレンジをえることができる
ので、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを適用する前置増幅器に好
適であり、該ＭＥＳＦＥＴの適用により、高速の光受信
器を実現することができる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
内部増幅回路の周波数帯域幅の向上を図ることにより、
動作が安定で広ダイナミックレンジの前置増幅器を実現
するので、光源の種類、伝送距離、光ファイバーの減衰
度、通信ネットワークのトポロジー等により要求され
る、高感度の特性と、広ダイナミックレンジの光信号に
対応することができる光通信用受信器を提供することが
できる。又、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを適用する前置増幅
器に好適であり、該ＭＥＳＦＥＴの適用により、高速の
光通信用受信器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による前置増幅器の第１の実施例を示す
回路図である。
【図２】第１の実施例の機能を説明するための説明図で
ある。
【図３】第２の実施例を示す回路図である。
【図４】第３の実施例を示す回路図である。
【図５】第４の実施例を示す回路図である。
【図６】第５の実施例を示す回路図である。
【図７】第６の実施例を示す回路図である。
【図８】一般的な前置増幅器を示す説明図である。
【図９】前置増幅器の第１の従来例を示すブロック図で
ある。
【図１０】第１の従来例を更に詳細に示す回路図であ
る。
【図１１】第２の従来例を示す回路図である。
【図１２】第３の従来例を示す回路図である。
【図１３】従来例の問題点を説明するための説明図であ
る。
【図１４】従来例の問題点を更に説明するための説明図
である。
【図１５】第１〜第６の実施例の効果を説明するための
説明図である。
【符号の説明】
１００…増幅回路、１０１…レベルシフト回路、１０２
…出力バッファ回路、１０３…バイパス回路、ＰＤ…受
光素子、ＺL …負荷抵抗、ｒf …帰還抵抗、Ｑ1 〜
Ｑ7 ，ＱZL，ＱIN，ＱIS，ＱDS，ＱF …ＦＥＴ、Ｄ1 〜
Ｄ4 ，Ｄs …ダイオード。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受光素子の光電変換よって発生された入
    力信号を増幅する光通信用前置増幅器において、 前記入力信号を増幅するソース接地形の増幅回路と、 該増幅回路の負荷に予め設定された電流が流れると、該
    負荷抵抗値を減少させることによって、該増幅回路のオ
    ープンループ利得を低下させる利得制御手段と、 該増
    幅回路に負帰還をかけるための帰還抵抗と、 該増幅回路の帰還量が予め設定された量になると、該帰
    還抵抗値を減少させるバイパス手段と、 を具備することを特徴とする光通信用前置増幅器。
  2. 【請求項２】 トランスインピーダンス型増幅器である
    ことを特徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  3. 【請求項３】 前記増幅回路、利得制御手段及びバイパ
    ス手段は、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴが適用されることを特
    徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  4. 【請求項４】 前記バイパス手段は、前記帰還抵抗に対
    して並列接続されるダイオードから成ることを特徴とす
    る請求項１の光通信用前置増幅器。
  5. 【請求項５】 前記バイパス手段は、ドレイン及びゲー
    トが前記帰還抵抗の一端に接続し、ソースが該帰還抵抗
    の他端に接続することによって、該帰還抵抗に並列接続
    するエンハンスメント型電界効果トランジスタから成る
    ことを特徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  6. 【請求項６】 前記バイパス手段は、ドレインが前記帰
    還抵抗の一端に接続され、ソースが該帰還抵抗の他端に
    接続され、ゲートが一定電圧によってバイアスされるデ
    ィプレッション型電界効果トランジスタから成ることを
    特徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  7. 【請求項７】 前記バイパス手段は、ドレインが前記帰
    還抵抗の一端に接続され、ソースが該帰還抵抗の他端に
    接続され、ゲートが前記増幅回路の出力によって制御さ
    れるディプレッション型電界効果トランジスタから成る
    ことを特徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  8. 【請求項８】 前記バイパス手段は、ドレインが前記帰
    還抵抗の一端に接続され、ソースが該帰還抵抗の他端に
    接続され、ゲートが前記増幅回路の出力に設けられる分
    圧手段によって分圧された電圧によって制御されるディ
    プレッション型電界効果トランジスタから成ることを特
    徴とする請求項１の光通信用前置増幅器。
  9. 【請求項９】 前記分圧手段は、前記増幅回路の出力を
    レベルシフトするドレイン接地形電界効果トランジスタ
    と、 該ドレイン接地形電界効果トランジスタでレベルシフト
    された出力を分圧する抵抗とから成ることを特徴とする
    請求項８の光通信用前置増幅器。
  10. 【請求項１０】 前記分圧手段は、前記増幅回路の出力
    をレベルシフトするドレイン接地形ソースフォロワ接地
    の電界効果トランジスタと、該ドレイン接地形電界効果
    トランジスタの負荷となるゲートソース間を短絡したデ
    ィプレッション型電界効果トランジスタから成ることを
    特徴とする請求項８の光通信用前置増幅器。
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