JPH03187601A - 抵抗性結合器および分圧器を有する先行歪ませ等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電力増幅器の振幅および位相歪みを補償する
先行歪ませ回路に関し、特に信号が分割され、複数の別
々のチャンネルを通過し、そして再結合される無線周波
先行歪ませ等化器に関する。

電子信号増幅器は電気信号の電圧、電流または電力を増
大するために使用される。理想的には、増幅器は別な点
では信号に影響を与えることなく信号の振幅を増大する
のみである。しかしながら、全ての信号増幅器は増幅さ
れる信号を歪ませる。

この歪みは増幅器の能動素子の伝達関数または特性の非
線形性から生ずる。増幅器を通過する信号の歪みは、ピ
ーク−ピーク信号振幅を最小に維持することによって、
および伝達特性が最も線形である伝達特性の中心部分を
信号が通過するように増幅器を作動させることによって
減少することができる。しかしながら、出力信号の動作
域が増幅器の伝達関数のかなりの部分を超えて広がる必
要がある場合がある。これはラジオおよびテレビジョン
放送送信機の場合に存在するものであり、このような場
合、この動作は各高価な増幅器から可能な最大出力電力
を得るために重要である。また、この状態は衛星通信用
のマイクロ波またはミリメートル波の周波数（無線周波
数またはＲＦ）増幅器の場合に存在する。これは、ＲＦ
で動作する能動素子の能力が比較的適度な電圧および電
流バイアスレベルでのみ動作することができる構造を必
要とするからであり、信号の振幅は利用できるバイアス
の重要な部分を構成し、従って増幅器の全伝達関数の重
要な部分を構成している。増幅器の出力信号振幅が伝達
関数のかなりの部分を超える場合、通常の効果として小
さな信号に比較して大きな信号は相対的に圧縮される。

すなわち、大きな信号レベルの増幅器の利得は小さい信
号レベルの利得よりも小さくなる傾向がある。正弦波信
号の場合、圧縮された出力信号は外観上入力信号にほぼ
類似した正弦波であるが、頂上部と底部がいくらか平坦
になっている。無線周波増幅器は多チヤンネル衛星動作
におけるように複数の信号を増幅するのにしばしば使用
される。多重信号を増幅する場合、複数の信号のピーク
信号値はときどき重なり合い、大きなピーク−ピーク値
を有する全体の動作域を生ずる。多チャンネル信号の場
合、相互変調歪みのような歪みの対応する明示を測定す
る場合はど容易ではない。相互変調歪み測定は通常試験
のために一般にそれ自身変調されない搬送波の１つを伴
う不要な積の相対的値を測定することによって行われる
。

増幅器の非線形性によって生ずる予想した歪みを予め補
償するために非線形増幅器に供給される信号を前もって
歪ませることは本技術分野で周知のことである。先行歪
ませ回路の設計において発生する問題には、レベルの増
大とともに増大する利得を有し、従って増幅器の非線形
性によって生ずる利得における減少を補償する非線形素
子を見つけることがある。非線形素子のタイプは回路の
トポロギーに依存している。従来の１つの装置は１９８
６年５月１３日にキャップ（Ｋａｔｘ）に発行された米
国特許第４，５８８．９５８号に記載された反射型線形
化器であり、これは逆並列ダイオード対を使用している
。他の問題は振幅および位相の両方において増幅器の非
線形性に対して非線形素子の非線形性を整合させること
にある。すなわち、先行歪ませによる信号レベルの増大
に伴う利得の増大は増幅器に起因するレベルの増大に伴
う利得の減少にほぼ整合していなければならない。

比較的広い周波数帯域にわたって伸びている複数のチャ
ンネルを扱う電力増幅器の場合には、先行歪ませ等化器
の帯域幅を前もって歪ませる増幅器の帯域幅に等しくさ
せるという別の問題がある。

先行歪ませ回路が周波数帯域内の多くの周波数において
補償するものよりも多くの歪みを導入する場合には、そ
れを使用する利点はない。

広帯域の先行歪ませ等化器が要望されている。

発明の概要 増幅される信号用の先行歪ませ等化器は、入力端子およ
び出力端子を有する信号処理用の第１のチャンネルを有
するとともに、また前記第１チヤンネルの入力端子に接
続され、この入力端子に供給される信号を減衰して、減
衰された第１のチャンネル信号を発生する第１の信号減
衰器を有する。

また、この第１のチャンネルは前記第１の減衰器および
前記出力端子に接続され、前記減衰された第１のチャン
ネル信号を変換または増幅する増幅器のような第１の信
号変換装置を有する。第１のチャンネル出力信号は第１
のチャンネルの出力端子から発生し、第１のチャンネル
出力信号は第１のチャンネルの入力端子に供給される信
号の振幅にほぼ線形的に関連しており、第１のチャンネ
ルは特定の周波数の信号に対して基準位相を有している
。また、信号処理用の第２のチャンネルも入力端子およ
び出力端子を有している。また、この第２のチャンネル
は信号変換装置または増幅器を有し、これは第１の増幅
器に類似しているものであり、第２のチャンネルの入力
端子に接続され、この入力端子に供給される信号を変換
し、変換された第２のチャンネル信号を出力する。また
、第２のチャンネルも前記第２の信号変換装置および第
２のチャンネルの出力端子に接続され、前記変換された
第２のチャンネル信号を減衰して、第２のチャンネルの
出力端子に第２のチャンネル信号を発生する第２の信号
減衰器を有している。第２のチャンネル出力信号は、第
１のチャンネルの入力および出力信号の関係の直線性に
比較して第２のチャンネルの入力端子に供給される信号
の振幅により少ない直線性をもって関連している振幅を
有する。また、第２のチャンネルは特定の周波数の信号
に対する基準位相に対して９０°ないし２７０°の範囲
の位相のずれを有している。また、先行歪ませ等化器は
増幅される信号の供給源に接続されている入力ボートを
有する抵抗性信号振幅分割器を有するとともに、また第
１および第２の出力端子を有する。第１の出力端子は第
１のチャンネルの入力端子に接続され、第２の出力端子
は第２のチャンネルの入力端子に接続され、増幅される
信号の電力を第１のチャンネル用の第１の部分と第２の
チャンネル用の第２の部分とに分割している。これらの
第１および第２の部分は位相は実質的に等しい。また、
先行歪ませ等化器は第１および第２のチャンネルの出力
端子にそれぞれ接続された第１および第２の入力端子を
有する抵抗性信号結合器を有する。また、この抵抗性信
号結合器は歪みを発生しやすいレベルで動作する増幅器
に接続されている出力ポートを有する。抵抗性信号結合
器は実質的な相対的位相のずれを付加することなく第１
および第２のチャンネル出力信号を結合し、増幅される
信号の前もって歪ませられた信号を抵抗性結合器の出力
ポートに発生する。増幅される前もって歪ませられた信
号は第１および第２のチャンネルの出力端子に発生する
信号の差であり、前もって歪ませられ、これにより次に
続く増幅器の歪みを補償することができる。

発明の説明 第１図はマイクロ波またはミリメートル波（ＲＦ）の動
作周波数で動作するようになっている先行歪ませ等花器
の構成を示す簡略ブロック図である。第１図において、
先行歪ませ等花器１０は入力ポート１２および出力ポー
ト１４を有する。入力ポート１２は先行歪ませ等花器１
０によって前もって歪ませられる供給源（図示せず）か
らの信号を受信するようになっており、出力ポート１４
は振幅歪みが発生しやすいようなレベルで動作する増幅
装置（図示せず）に接続されるようになっている。この
ような増幅器は進行波管増幅器または並列に設けられた
固体増幅器アレイである。勿論、増幅装置は適当なもの
として最終電力増幅器および分離した前置増幅器が含ま
れるであろう。

供給源から入力ポート１２に供給される増幅されるべき
信号は抵抗１８の第１の端部に供給される。この抵抗１
８の他端はノード２０に接続されている。また、抵抗２
２および２４の各々の一端もノード２０に接続されてい
る。抵抗１８．２２および２４はともに１６として示す
抵抗性信号振幅または電力分割器を形成しており、これ
は入力ポート１２から信号を受は取り、この信号を２つ
の等振幅部分に分割し、これらの部分を２６および２７
として示す導体を介して上側チャンネル５０および下側
チャンネル６０の入力端子（別に符号で示されていない
）にそれぞれ供給される。導体２６および２７上の信号
は等振幅であることに加えて等位相である。ここで、「
ポート」と「端子」との差を説明すると、用語「ポート
」は所望の特性にインピーダンス整合していることを示
し、「端子」はこのようなインピーダンスを整合してい
ることを必ずしも意味していない。

上側チャンネル５０は線形基準チャンネルであるもので
あり、下側チャンネル６０は非線形チャンネルであるも
のである。本技術分野に専門知識を有する者は線形性は
程度の問題であり、上側チャンネル５０が非線形性であ
ってもよいことを知っている。

上側チャンネル５０は点線２８で示す移相器を有する。

この移相器２８の入力は導体２６に接続されて、抵抗分
割器１６からの入力信号を受信し、導体３４に位相シフ
トされた信号を発生する。移相器２８は制御源（図示せ
ず）からデータバス６２を介して供給される５ビツトの
制御信号によって制御される。移相器２８は約８ｄＢの
公称損失を有する固有の損失を有するものであり、この
損失は制御信号の構成または論理状態によって変えるこ
とができる。移相器２８の分離した機能的内容が移相器
２８の点線内の減衰器ブロック３０と移相器ブロック３
２の縦続接続によって示されている。移相器２８は位相
シフトされ減衰された信号を導体３４上に出力して、増
幅器３６に供給する。

増幅器３６はその動作入力レベル内において導体３８に
ほぼ線形の信号を発生するに充分な出力電力性能を有し
ている。

下側チャンネル６０は増幅器４０を有し、この増幅器の
入力は導体２７に接続され、抵抗性電力分割器１６から
の分割された信号の一部を受信するようになっている。

増幅器４０の出力はブロック４２として示されている制
御可能または可変減衰器に接続され、この減衰器は制御
源（図示せず）からデータバス６４を介して供給される
６ビツトの制御信号によって制御される。増幅器４０は
入力端子に供給される信号レベルの関数として変化する
振幅歪みを有する。典型的には、このような歪みはより
高い信号レベルにおける圧縮として現れる。本技術分野
に専門知識を有する者に周知であるように、このような
圧縮は圧縮のパーセントによって示されたり、または多
チヤンネル入力信号の場合には、搬送波対相互変調歪み
によって示される。増幅器３６および４０は同様なバイ
アスレベルで動作する同様な増幅器であってもよく、こ
こで線形性または歪みにおける差は増幅器３６に供給さ
れる入力信号に比較して増幅器４０の入力に供給される
より大きな入力信号に起因するものであることに特に注
意されたい。増幅器４０から出力される増幅された信号
は可変減衰器４２を介して抵抗性信号結合器４６の入力
端子４４に供給される。同様にして、増幅器３６の出力
は信号結合器４６の入力端子３８に供給される。

抵抗性信号結合器４６はその入力端子３８と出力ポート
１４との間に接続された第１の抵抗５２を有している。

第２の抵抗５４は一端が入力端子３８に接続され、他端
が入力端子４４に接続されている。第３の抵抗５６は入
力端子４４とアース５８のような基準電位源との間に接
続されている。

抵抗性結合器４６は入力端子４４に供給される比較的非
線形な信号を入力端子３８に供給される比較的線形な信
号と結合する。移相器３２は抵抗性結合器４６に供給さ
れる線形信号および非線形信号の間に相対的な位相のず
れを形成するように調整される。この位相のずれは９０
°および２７０°の範囲内にあり、これは理解を容易に
するために、逆相状態を表す１８０°の公称値を有する
ものと考えてもよい。

上側チャンネル５０の出力である増幅器３６の出力に現
れる信号電圧は次のように表すことができる。

ｖＴ＝ｖｉｎ・ＡＴ−ＧＴＬθＴ＋θｄ　　（１）ここ
において： Ｖｉｎは電力分割器１６に供給される電圧レベルであり
、 ＡＴは電力分割器１６の減衰比および理想的な減衰器３
０によって表される上側チャンネルの移相器２８の固有
の減衰であり、 ＧＴは上側チャンネルの増幅器３６の利得であり、 ＧＴは理想的な移相器によって導入される位相のずれ以
外の上側チャンネルの固有の位相のずれであり、 θｄは理想的な移相器３２によって導入され、バス６２
を介して供給される制御信号によって制御される位相の
ずれである。

同様にして、下側チャンネル６０の出力に現れる信号電
圧ＶＢは次のように表すことができる。

ＶＢ＝Ｖｉｎ・ＧＢ・ＡＢ・乙θＢ　　　（２）こごに
おいて： Ｖｉｎは入力ポート１２から電力分割器１６に供給され
る電圧レベルであり、 ＧＢは下側チャンネルの増幅器４０の利得であり、 ＡＢは電力分割器１６の減衰比および下側チャンネルの
減衰器４２の減衰比であり、 θＢはθ側チャンネルによって導入される固有の位相の
ずれである。

抵抗性出力信号結合器４６はその入力端子３８に受信し
た信号ＶＴを入力端子４４に受信した信号ＶＢと結合し
、出力ポート１４に出力信号電圧Ｖｏｕｌを発生する。

■ｏＩＩｔ＝■１ｎ（ＡＴ・ＧＴ・乙θＴ＋θｄ＋ＧＢ
−ＡＢＬθＢ）　　　　　　　　　　（３）上側チャン
ネルおよび下側チャンネルの固有の位相のずれが同じで
あるか、または同じであるように移相器３２によって導
入される追加した位相のずれによって補償されるものと
想定するとともに、更に移相器３２によって導入される
機能的な位相のずれがπ、すなわち１８００であると想
定すると、次式のようになる。

Ｖｏｏｔ　＝Ｖｉｎ（ＡＴ−ＧＴ−ＧＢ−ＡＢ）（４）
また、先行歪ませ等花器の利得は次式のようになる。

利得＝Ｖｏｕｔ　／Ｖｔｎ＝　（ＡＴ−ＧＴＧＢ・ＡＢ
）　　　　　　　　　　　（５）上側の通路は常に線形
であると想定されているので、積ＡＴ−ＧＴは全ての入
力信号レベルに対して一定になっている。しかしながら
、積ＧＢ・ＡＢは増幅器４０が飽和方向に駆動されるに
従ってＶｉｎの大きさの増大に伴って大きさが低減する
。

従って、入力信号レベルの増大に伴って、徐々に小さく
なる信号がＡＴ・ＧＴから差し引かれ、出力ポート１４
における結合信号は拡大する伝達関数または特性を有す
る。拡大する伝達関数は圧縮と逆のものであり、先行歪
ませ補正用に有益なものである。

θｄの値が約９０°ないし２７０°の範囲にある場合、
拡大する伝達関数特性がまた発生するが、位相に関連す
る変化が伴う。θｄが９０°ないし１８０°の範囲にあ
る場合には、出力信号の位相のずれは入力レベルの関数
として増大し、θｄが１８００ないし約２７０°の範囲
にある場合には、出力信号の位相のずれは信号レベルの
増大に伴って低減する。位相のずれθｄおよび減衰器４
２の減衰を適当に選択することによってほとんどどのよ
うな組合せの拡大および位相のずれでも発生することが
できる。勿論、５ビツトの位相のずれおよび６ビツトの
減衰によって行われる増分があまりにも粗い場合には、
より多くのビットを使用してもよいし、またはアナログ
の移相器または減衰器を使用してもよい。

第１図の実施例の主な利点は、方向性結合器のような誘
導性結合変成器または誘導−容量結合回路を使用する代
わりに抵抗性信号電力分割器１６および抵抗性信号電力
結合器４６を使用することである。前記誘導性結合変成
器または誘導−容量性結合回路は設計帯域の中心周波数
以外の周波数において結合係数および位相が変化する傾
向がある。結合係数および位相におけるこのような変化
は小さいが、信号の減算、すなわちチャンネルにおける
信号間の差が出力信号用に使用されることによって差が
拡大したり、または悪化する。

理想的には、第１図に示す構造は、帯域幅を最大にする
とともに、抵抗性分割器および結合器を使用することに
よって得られる帯域幅の改善を充分に利用するためにモ
ノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭ　Ｉ　Ｃ）として
形成される。本発明の特定の実施例においては、抵抗性
分割器１６の抵抗１８．２２および２４の各々は１６．
６オームの抵抗値を有し、抵抗性結合器４６の抵抗５２
，５４および５６はそれぞれ１５オーム、１００オーム
および６８オームの抵抗値を有する。５ビツトのディジ
タル移相器２８はステップあたり約５゜の位相増分およ
び８ｄＢの固有の減衰を有する。６ビツトの可変減衰器
４２は約＋３ないし一３０ｄＢの範囲を有し、増幅器３
６および４０の各々は中心周波数が１１．５ＧＨ！であ
る周波数範囲１１゜２ないし１１．７ＧＨ！にわたって
６ないし８ｄＢの範囲の利得を有する。

第２ａ図は１１．９５ＧＴｏの周波数における移相器の
論理状態の関数に対する線形の上側チャンネル５０の利
得を曲線２００で示し、曲線２０２は対応する位相を度
で示している。第２ｂ図は１８０°の位相のずれにほぼ
対応する１００００の移相器の論理状態における線形上
側チャンネルのｄＢｍで表される入力電力に対するｄＢ
ｍで表される出力電力を曲線２０４で示している。曲線
２０６は０００１０の制御コードの論理状態の場合にお
ける対応する曲線を示している。値１００００は第２ａ
図を参照してわかるように移相器の最大減衰に対応して
いる。曲線２０６は曲線２０４よりも第１図の移相器２
８の損失が低い状態を示しており、この結果上側チャン
ネルはより高い利得を有する。曲線２０４および２０６
の比較かられかるように、高い入力電力レベルにおいて
圧縮はわずかである。

第３ａ図の曲線３００は第１図の減衰器４２にデータバ
ス６４を介して供給される制御コードの論理状態の関数
として１１．９５ＧＨ！における第１図の下側チャンネ
ル６０の利得を示している。

この利得は約１１００００よりも大きなコードの場合に
最大になっている（減衰は最小である）。

相対的に、利得はｏｏｏｏｏｏの近くのコードに対して
最小になっている（減衰は最大である）。

曲線３０２は減衰制御から生ずる位相を度で示している
。第３ｂ図の曲線３０４は第１図の可変減衰器４２に供
給される制御コードの論理状態が１１１１００　（最小
減衰）の場合の１１．９５ＧＨｒの周波数における第１
図の下側チャンネル６０のｄＢｍで表される人力に対す
る出力電力をｄＢｍで示している。曲線３０４は最小減
衰にほぼ対応しており、従って曲線３０４は最大利得を
表している。

利得の大きさは曲線上の各点における入力電力と出力電
力の差に注目することによって決定される。

例えば、　１０ｄＢｍの入力電力は約−５ｄＢｍの出力
電力を発生し、これにより５ｄＢの利得を示す。

圧縮、すなわち約５ｄＢの利得からの偏差は約−４ｄＢ
ｍの入力電力で発生する。第３ｂ図の曲線３０６は００
００００　（最大減衰）の制御入力論理状態の対応する
曲線である。減衰器４２の最大信号減衰の場合、　１０
ｄＢｍの入力電力において、出力電力は約−１２ｄＢｍ
になり、−２ｄＢの利得を示す。そして、コードｏｏｏ
ｏｏｏおよび１１１１００の間の減衰器４２の制御によ
って第１図の下側チャンネル６０の利得変化は約７ｄＢ
になる。圧縮動作は約−４ｄＢｍの入力信号電力におい
て発生し続ける。

第４ａ図、第４ｂ図および第４Ｃ図は、種々の制御状態
に対する１１．９５ＧＴｏにおけるポート１２と１４と
の間の第１図の装置の伝達関数の大きさおよび位相の曲
線を示している。第４ａ図においては、移相器の制御信
号が０００１１１の場合および減衰器の制御信号がｏｉ
ｏｏｏｏの場合において曲線４００は大きさを示し、曲
線４０２は位相を示している。曲線４００は０．９ｄＢ
の利得拡大および＋３°の図示の範囲にわたる位相遅れ
を示している。第４ｂ図において、曲線４０４は大きさ
を示し、曲線４０６は位相を示している。

移相器の制御ロジックの状態が０００１１１であり、減
衰器の連輪状態が０１００００の場合のものである。こ
れは入力信号の図示の範囲にわたる０．９ｄＢの利得拡
大および３°の位相進みを示している。第４ｃ図では、
移相器の制御ロジック状態が００１１０であり、減衰器
の論理状態が１１００００である場合において、入力信
号レベルの範囲にわたる曲線４０８は大きさを示し、曲
線４１０は位相を示している。第４ｃ図の両曲線は入力
信号レベルの図示の範囲にわたる１．５ｄＢの利得拡大
および１３°の位相進みを示している。

第５図において、曲線５０２．５０５および５０７はそ
れぞれ１１．２，１１．５および１１゜７ＧＨ！におけ
るものであり、第１図の先行歪ませ等花器および次に続
く特定の電力増幅器を組み合わせた場合の最大電力レベ
ルからの種々のバックオフ量に対して前記３つの周波数
で発生する搬送波対相互変調（Ｃ／　Ｉ　）歪みをｄＢ
で示している。

低い値のバックオフに対応する最大出力電力においては
、歪みは所望の信号搬送波レベル以下の１６ないし２０
ｄＢの範囲にある。バックオフ約１０ｄＢに増大するに
従って、歪みは３２ないし４０ｄＢの範囲におおざっば
に見て単調に減少する。３つの曲線５０２．５０５およ
び５０７はほぼ平行であり、対象の周波数範囲の全ての
周波数において、バックオフの関数としての歪みレベル
の変化は予測し得るものであることを示している。第５
図の曲線５１０はハイブリッド結合器を利用した従来の
ダイオード線形化器の場合の１１．　２．　１１゜５お
よび１１．７Ｇ）Ｉ！の１つにおける最もよい結果を示
しているものである。曲線５１０は単調でなく、ある周
波数およびバックオフレベルにおいて本発明の装置と同
じ程度の良好な結果を達成していない。

本発明の他の実施例は本技術分野に専門知識を有する者
に明らかであろう。本発明による抵抗性分割器および結
合器に使用される抵抗の値はこれらが結合されるポート
の特性インピーダンスおよび電力分割に依存する。例え
ば、抵抗２４の抵抗値に比較して抵抗２２の抵抗値を増
大することによって上側チャンネル５０を更に線形にし
、下側チャンネル６０を更に非線形にすることができる
。

同様に、抵抗性結合器４６はその入力端子４４と入力端
子３８との間の減衰をもたらし、可変減衰器４２の抵抗
と引き換えにすることもできる。

抵抗性電力結合器は名目上は位相のずれを導入しないが
、２つの信号路に対して非対称であり、従って実際には
いくらかの残された位相のずれを導入するが、これは制
御可能な減衰器および移相器における位相のずれの線形
性エラーに鑑み重要なものでないと考えられる。歪みエ
ラーは多くの方法で現れ、歪み明示の正確な特性は重要
なものであるとは考えられない。これは例えば多チヤン
ネルテレビジョン用途において「混変調」として知られ
ている歪み明示が相互変調歪みまたは圧縮よりも重要で
あるからである。接続ポートはインピーダンス整合する
ものとして説明したが、本技術分野に専門知識を有する
者はこのような「整合」は理想的なものであり、実際に
はＶＳＷＲ，リターンロスまたはＳｌ＋によって通常知
られまたは特定される広い変動を受けるものであること
が知られている。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による先行歪ませ等化器の構成を示す簡
略ブロック図である。 第２ａ図は移相器に供給されるディジタル制御信号の種
々の値に対する第１図の第１のチャンネル、すなわち線
形チャンネルを通過する信号の相対的利得および位相の
曲線を示す図であり、第２ｂ図は入力電力に対する第１
図の第１のチャンネルの出力電力の曲線を示す図である
。 第３ａ図は第１図の可変減衰器に供給されるディジタル
制御信号の種々の値に対する１１．９５ＧＨｚの周波数
における第１図の装置の第２のチャンネル、すなわち非
線形チャンネルの相対的利得および位相の曲線を示す図
であり、第３ｂ図は第１図の第２のチャンネルに対する
入力電力に対する出力電力の曲線を示す図である。 第４ａ図、第４ｂ図および第４Ｃ図は特定の制御信号状
態の１１．９５ＧＨ！の周波数における第１図の先行歪
ませ等化器によって発生する出力信号の大きさおよび位
相の曲線を示す図である。 第５図は増幅器を縦続接続された第１図の先行歪ませ等
化器の種々の周波数における搬送波対相互変調比を示す
曲線および比較のために従来のダイオード式先行歪ませ
等化器の曲線を示す図である。 １０・・・先行歪ませ等化器、１２・・・入力ポート、
１４・・・出力ボート、１６・・・抵抗性電力分割器、
２８・・・移相器、３０・・・減衰器、３２・・・移相
器ブロック、３６・・・増幅器、４０・・・増幅器、４
２・・・可変減衰器、４６・・・信号結合器。

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. １．入力端子および出力端子を有する信号処理用の第１
   のチャンネルであって、前記入力端子に接続され、この
   入力端子に供給される信号を減衰し、減衰された第１の
   チャンネル信号を発生する第１の信号減衰手段と、前記
   第１の減衰手段および前記出力端子に接続され、前記減
   衰された第１のチャンネル信号を変換し、第１のチャン
   ネル出力信号を前記出力端子に発生する第１の信号変換
   手段とを有し、前記第１のチャンネル出力信号は前記入
   力端子に供給される信号の振幅に対してほぼ線形な関係
   にある振幅を有し、前記第１のチャンネルは該チャンネ
   ルを通過する特定の周波数の信号に対して基準位相を有
   している前記信号処理用の第１のチャンネルと、 入力端子および出力端子を有する信号処理用の第２のチ
   ャンネルであって、前記入力端子に接続され、この入力
   端子に供給される信号を変換し、変換された第２のチャ
   ンネル信号を発生する第２の信号変換手段と、前記第２
   の信号変換手段および前記第２のチャンネルの前記出力
   手段に接続され、前記変換された第２のチャンネル信号
   を減衰し、第２のチャンネル出力信号を前記第２のチャ
   ンネルの前記出力端子に発生する第２の信号減衰手段と
   を有し、前記第２のチャンネル出力信号は前記第１のチ
   ャンネルの前記入力および出力信号の関係の線形性に比
   較して前記第２のチャンネルの前記入力端子に供給され
   る信号の振幅に対して線形性が少ない関係を有する振幅
   を有し、前記第２のチャンネルはこのチャンネルを通過
   する前記特定の周波数の信号に対して前記基準位相に対
   する９０°から２７０°の範囲の位相を有している前記
   信号処理用の第２のチャンネルと、 前もって歪ませられる前記信号の供給源に接続されるよ
   うになっている入力ポートを有するとともに、また第１
   および第２の出力端子を有する抵抗性信号分割手段であ
   って、前記第１の出力端子は前記第１のチャンネルの前
   記入力端子に接続され、前記第２の出力端子は前記第２
   のチャンネルの前記入力端子に接続され、前もって歪ま
   せられる前記信号の電力を前記第１のチャンネル用の第
   １の部分と前記第２のチャンネル用の第２の部分とに分
   割し、この第１および第２の部分はほぼ等しい位相を有
   している前記抵抗性信号分割手段と、前記第１および第
   ２のチャンネルの前記出力端子にそれぞれ接続される第
   １および第２の入力端子を有するとともに、また歪みを
   生じやすいレベルで動作する増幅手段に接続されるよう
   になっている出力ポートを有する抵抗性信号結合手段で
   あって、前記第１および第２のチャンネル出力信号を結
   合し、前記抵抗性結合手段の前記出力ポートに前もって
   歪ませられた信号を発生し、この前もって歪ませられた
   信号は前記第１および第２のチャンネル出力信号の差で
   あり、前記増幅手段の前記歪みを補償するようになって
   いる前記抵抗性信号結合手段と、 を有する前もって歪ませられる信号用の先行歪ませ等化
   器。
2. ２．前記第１および第２の信号変換手段の一方は第１の
   信号増幅器を有している請求項１記載の等化器。
3. ３．前記第１および第２の信号変換手段の他方は第２の
   信号増幅器を有する請求項２記載の等化器。
4. ４．前記第１および第２の信号増幅器は同じである請求
   項３記載の等化器。
5. ５．前記第１および第２のチャンネルの一方に接続され
   た移相手段を更に有している請求項１記載の等化器。
6. ６．前記第１の信号減衰手段の少なくとも一部は移相手
   段の固有の特性である請求項１記載の等化器。
7. ７．前記抵抗性信号分割手段は、ノード、第１、第２お
   よび第３の抵抗手段を有し、前記第３の抵抗手段は前記
   ノードと前記抵抗性信号分割手段の前記入力ポートとの
   間に接続され、前記第１の抵抗手段は前記ノードと前記
   抵抗性信号分割手段の前記第１の出力端子との間に接続
   され、前記第２の抵抗手段は前記ノードと前記抵抗性信
   号分割手段の前記第２の出力端子との間に接続されてい
   る請求項１記載の等化器。
8. ８．前記第１、第２および第３の抵抗手段は値が等しい
   抵抗値を有している請求項７記載の等化器。
9. ９．前記値は約１７オームである請求項８記載の等化器
   。
10. １０．前記抵抗性信号結合手段は、第１、第２および第
    ３の抵抗手段を有し、前記第１の抵抗手段は前記抵抗性
    信号結合手段の前記第１の入力端子と前記抵抗性信号結
    合手段の前記出力ポートとの間に接続され、前記第２の
    抵抗手段は前記抵抗性信号結合手段の前記第１および第
    ２の入力端子との間に接続され、前記第３の抵抗手段は
    前記抵抗性信号結合手段の前記第２の入力端子と基準電
    位点との間に接続されている請求項１記載の等化器。
11. １１．前記第１の抵抗手段の抵抗の値は１５オームであ
    り、前記第３の抵抗手段の抵抗の値は６８オームであり
    、前記第２の抵抗手段の抵抗の値は１００オームである
    請求項１０記載の等化器。
12. １２．前記第１および第２の信号処理用チャンネルは集
    積回路として形成されている請求項１記載の等化器。
13. １３．対象の周波数に関して前もって歪ませられた信号
    を発生する方法であって、前もって歪ませられる信号の
    振幅を第１および第２の部分に抵抗で分割し、 前記信号の前記第１の部分を基準の位相推移および基準
    の大きさを有する第１のチャンネルに通過させて、第１
    のチャンネル出力信号を発生し、前記信号の第２の部分
    を前記基準の位相に ９０°ないし２７０°の範囲の値を有する別の位相のず
    れを加えたものに等しい位相のずれを有するとともに、
    前もって歪ませられる前記信号の前記第２の部分の大き
    さに非線形的な関係を有する大きさを有する第２のチャ
    ンネルに通過させて第２のチャンネル出力信号を発生し
    、 前記第１および第２のチャンネル出力信号を抵抗で結合
    して、前もって歪ませられた信号を発生する、ことから
    なる前記前もって歪ませられた信号を発生する方法。
14. １４．前もって歪ませられる信号用の先行歪ませ等化器
    であつて、 ほぼ線形なチャンネルと、 ほぼ非線形的なチャンネルと、 前もって歪ませられる前記信号を第１の部分および第２
    の部分に分割する抵抗性分割手段と、前記抵抗性結合手
    段および前記第１および第２のチャンネルに接続され、
    前記第１の部分を前記第１のチャンネルに結合し、前記
    第２の部分を前記第２のチャンネルに結合し、これによ
    り前記第１のチャンネルはほぼ線形な信号を発生し、前
    記第２のチャンネルは非線形な信号を発生する第１の結
    合手段と、 第１および第２の入力端子および出力ポートを有し、前
    記第１および第２の入力端子に供給される信号を結合し
    、結合された信号を前記出力ポートに発生する抵抗性結
    合手段と、 前記第１および第２のチャンネルおよび前記抵抗性結合
    性手段の前記第１および第２の入力端子に接続され、前
    記ほぼ線形な信号を前記抵抗性結合手段の前記第１の入
    力端子に接続し、前記非線形な信号を前記抵抗性結合手
    段の前記第２の入力端子に接続して、前記線形およびほ
    ぼ非線形な信号を結合し、前もって歪ませられた信号を
    発生する第２の結合手段と、 を有する前記先行歪ませ等化器。