CN115412036A - 用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器 - Google Patents

用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器 Download PDF

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CN115412036A CN202211083736.0A CN202211083736A CN115412036A CN 115412036 A CN115412036 A CN 115412036A CN 202211083736 A CN202211083736 A CN 202211083736A CN 115412036 A CN115412036 A CN 115412036A
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Abstract

本发明公开了一种用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，采用两级预失真以及负反馈技术提高线性化性能，通过优化两级有源偏置电路以及第一级负反馈网络，来改善整体功率放大器的AM‑AM失真，同时驱动级偏置电路中引入了线性化器补偿功率级的AM‑PM失真，并采用新型双并联负反馈回路以获得良好的增益平坦度。同时在输出匹配网络中通过设计谐波陷阱对二次、三次谐波进行抑制，进一步提高整体电路的线性度。该功率放大器应用于短距离无线通信，在复杂的信号调制技术下，能以高保真度对具有高均峰比信号进行放大，满足无线通信系统严格的线性度规范。

Description

用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，具体涉及一种用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器。
背景技术
21世纪以来，无线通信技术不断发展，其应用场景也日益多样化，除了在卫星导航、汽车雷达、国防安全等领域得到了广泛应用，无线通信技术还渗透到人们的日常生活中方方面面。在无线通信系统中，功率放大器处于发射机的末端，负责将基带信号进行放大通过天线发射出去。
在无线通信系统中，为了提高数据吞吐量、数据传输速率，往往采用负载的调制技术对信号进行处理，而更高阶的信号调制方式带来的一大问题就是信号峰均功率比随之增大。
为了以高保真度对高峰均功率比的信号进行放大，功率放大器就需要具备良好的线性度，因此，为了适应技术发展趋势，应用于5G无线通信系统的功率放大器的线性度规范将更为严格。
发明内容
针对现有技术的缺陷和不足，本发明提出了一种用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，在保证输出功率水平的前提下，采用预失真技术提高功率放大器的线性度，同时加入谐波抑制输出匹配网络抑制高次谐波对功率放大器线性度的影响，采用负反馈技术进行增益与线性度的合理折中，同时提高功率放大器带宽，合理分配两级增益，实现高线性、高输出功率的要求。
其采用两级预失真以及负反馈技术提高线性化性能，通过优化两级有源偏置电路以及第一级负反馈网络，来改善整体功率放大器的AM-AM失真，同时驱动级偏置电路中引入了线性化器补偿功率级的AM-PM失真，并采用新型双并联负反馈回路以获得良好的增益平坦度。同时在输出匹配网络中通过设计谐波陷阱对二次、三次谐波进行抑制，进一步提高整体电路的线性度。该功率放大器应用于短距离无线通信，在复杂的信号调制技术下，能以高保真度对具有高均峰比信号进行放大，满足无线通信系统严格的线性度规范。
为实现上述目的，本发明具体采取如下技术方案：
一种用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：
包括相连接的：输入匹配电路、驱动级基极偏置电路、驱动级并联晶体管放大电路、驱动级负反馈电路、级间匹配电路、功率级基极偏置电路、功率级并联晶体管放大电路、功率级基极偏置电路及谐波抑制输出匹配电路；
所述输入匹配电路，用于将放大器输入阻抗匹配至50欧姆源阻抗，以保证输入信号完整传输至功率放大器；
所述驱动级基极偏置电路，用于给驱动级晶体管提供偏置电流，其输出端与驱动级晶体管基极相连，实现温度补偿特性，同时调整驱动级的AM-AM特性，使其在大功率输入下表现出的增益膨胀对功率级的增益压缩进行补偿，且加入了线性化器改善整体电路的AM-PM失真；
所述驱动级并联晶体管放大电路，用于对输入信号进行放大；
所述驱动级负反馈电路，采用双并联负反馈回路，用于实现驱动级的负反馈机制；与传统的RLC负反馈结构相比能进一步提升放大器宽带线性性能；
所述级间匹配电路，用于将功率级输入阻抗匹配至驱动级最佳负载阻抗的共轭，以保证驱动级输出信号有效的传输至功率级进行放大；
所述功率级基极偏置电路，由电流镜构成，用于给功率级晶体管提供稳定的直流偏置，在输入功率变化的情况下稳定其发射结压降；同时具有温度补偿的作用；
所述功率级并联晶体管放大电路，用于对输入信号进行二次放大；
所述谐波抑制输出匹配电路，用于实现基波阻抗匹配作用的同时对二次、三次谐波进行抑制，以进一步提升放大器的线性度。
进一步地，所述输入匹配电路采用L型高通匹配网络。实现阻抗匹配的同时对直流偏置信号进行阻隔，均可以采用片上元器件实现。即，其采用片上元器件设计的L型高通匹配网络，将放大器输入阻抗匹配至50欧姆最佳源阻抗，同时阻隔直流信号。
进一步地，所述驱动级基极偏置电路，包括由晶体管QB1-QB3以及Q0构成电流镜，在QB2的发射极加入相位补偿网络，用于获得与功率级相反的AM-PM特性，并通过调整电阻R1的阻值对驱动级放大器非线性特性进行调节，实现预失真的作用；
通过调节偏置电阻R1及R2的值，控制驱动级晶体管的基极偏置电流大小，使驱动级的增益膨胀补偿功率级的增益压缩特性，改善AM-AM失真；
对于驱动级的基极偏置电路，其偏置电阻R1同时参与负反馈，与反馈电阻Rf1和Rf2相叠加，用于提升放大器宽带性能；
偏置电路输出部分的线性化器由两个反向接入的基极-集电极二极管构成，其形成的反向电容Cbc-rb用于抵消放大管Q0的基极-集电极寄生电容Cbc，以改善非线性失真。其利用二极管连接的三极管的反向电容与驱动级晶体管的正向电容相抵消，使驱动级获得与功率级相反的相移特性，改善AM-PM失真。
基极偏置电路主要由偏置管QB1-QB3以及放大管Q0构成电流镜，通过电阻R1、R2调节偏置电流大小，同时通过电阻R1控制放大电路的非线性特性，调节两级非线性特性使之相互抵消。
分析两级放大电路的非线性特性，根据沃尔特拉级数展开可得驱动级和功率级输出端电压表达式分别为(1)、(2)：
Figure BDA0003834549820000031
Figure BDA0003834549820000032
其中ax、bx(x＝1,2,3)为沃尔特拉系数，二者均为复数。
假设输入双音信号A(cosω1t+cosω2t)，可得第一级放大器的基波和三阶互调信号(IM3)分别为(3)、(4)：
V1,out(ω1orω2)≈Aa1 (3)
Figure BDA0003834549820000033
带入式(2)中可得第二级放大器输出电压的基波和三阶互调信号IM3：
V2,out(ω1orω2)≈Aa1b1 (5)
Figure BDA0003834549820000034
其中式(6)第一项
Figure BDA0003834549820000035
由第一级产生后经过第二级放大，第二项
Figure BDA0003834549820000036
则是第二级通过第一级的基波输出生成。根据IMD3定义：
Figure BDA0003834549820000037
Figure BDA0003834549820000038
则系统的IMD3为：
Figure BDA0003834549820000039
由于式(9)的整体IMD3是由来自式(6)的两个IM3电压组成的，因此调节两个IM3电压的相位，使其相位相反，可以优化三阶互调失真，进而提高整体IMD3。
基于该思想，利用基极偏置电路的偏置电阻R1的大小来控制不同输入功率水平下放大管的基射结压降VBE。理想情况下为了避免增益压缩或膨胀应保证跨导不变，即保持VBE稳定，而此处通过调整驱动级、功率级的偏置电阻R1、R3，使两级的增益膨胀/压缩特性相抵消，能够改善整体电路的AM-AM失真，使电路达到高线性度的设计要求。
在驱动级偏置电路中还加入了两个基极-集电极二极管。所形成的反向电容Cbc-rb表达式为：
Figure BDA0003834549820000041
其中VCB为集电极-基极压降，
Figure BDA0003834549820000042
为集电极和基极PN结的内建电势，n是集电极和基极PN结的梯度因子。当VCB＝0时，Cbc0为基极-集电极电容，若集电极-基极正偏，则反向电容Cbc-rb将会产生与正偏相反的非线性特性，相应的，正向电容Cbc-fb的表达式为：
Figure BDA0003834549820000043
进一步地，所述驱动级并联晶体管放大电路，根据输出功率水平逐级推进的工作原理确定所需驱动级晶体管的发射结面积，保证信号的逐级放大，提供给后级电路足够的线性输出功率。
进一步地，所述驱动级负反馈电路，在RLC支路上并联电容参与反馈回路的高频阻抗调节的基础上，将电阻Rf分离为三部分，即Rf1、Rf2和R1，其中R1作为驱动级的偏置电阻；采用双并联负反馈回路，能提高增益平坦度的调节精度，使功率放大器在带宽内具有更平缓的增益曲线，改变驱动级的输入阻抗，同时提高整体电路的线性度及稳定性。
在双并联负反馈回路中，通过调节Cf2改变负反馈回路的交流阻抗，控制高频负反馈深度，通过Cf2、Lf和Cf1共同实现高频增益的协同调节。
也就是说，驱动级负反馈电路为双并联负反馈回路，与传统的RLC负反馈结构不同，除了在RLC支路上并联电容参与反馈回路的高频阻抗调节以外，还将电阻Rf分离为三部分，即Rf1、Rf2和R1，其中R1作为驱动级的偏置电阻。在传统的RLC反馈回路中，Cf用于隔绝直流信号，Rf则作为主要反馈元件，将输出端信号耦合至输入端实现负反馈，牺牲部分增益换取一定带宽范围内的增益平坦度，而Lf用于引入高频电抗，其在低频时不起作用，在高频时提高负反馈回路的阻抗，降低负反馈深度。
因此传统的RLC负反馈结构仅通过调节放大器在低频和高频时增益的频响特性，以获得平坦的增益曲线，所能实现的增益平坦度较为有限，在本设计的双并联负反馈回路中，通过实现较为平缓的增益曲线的情况下，可通过调节Cf2改变负反馈回路的交流阻抗，控制高频负反馈深度，例如，在减小Rf1加大低频负反馈深度的同时将不可避免降低部分高频增益，传统RLC负反馈需通过调节Lf进行高频增益回调，而双并联负反馈回路中则可通过Cf2、Lf和Cf1来共同实现高频增益的协同调节，可进一步提高平坦度补偿的精度。除了改善增益平坦度以外，负反馈的引入还可以改善放大器的输入、输出驻波比。
由于负反馈电阻阻值较大，在版图实现时可以将其分割为多电阻串联的形式实现，为了提高集成度，经过验证，可以将驱动级负反馈电阻的部分串联与驱动级偏置电阻R1共用，节省芯片面积。
进一步地，所述级间匹配电路采用低Q值宽带匹配，由电容、电感器件构成的T型高通网络，以实现阻抗匹配的同时对两级级间的直流偏置信号进行阻隔。
使用T型高通匹配网络设计，实现阻抗匹配的同时对两级级间的直流偏置信号进行阻隔，电感采用多层金属设计以提高Q值，与电容均于片内实现。
具体地，级间匹配电路采用了低Q值宽带匹配技术的思想，由电容、电感器件构成一个T型高通网络，低Q值匹配技术需要根据工作带宽以及工作频率计算出网络最大Q值，然后在史密斯圆图上画出等Q值曲线，在曲线内部进行阻抗匹配的设计。
若中心工作频率为fO，工作带宽BW为：
BW＝fH-fL (14)
其中fH、fL分别为工作频段最高、最低频点。则匹配网络的最大Q值为：
Q＝fO/BW (15)。
进一步地，所述功率级基极偏置电路，包括由晶体管QB4-QB6以及Q1构成电流镜，用于稳定放大管Q1在不同功率水平下的偏置点，以扩宽其线性工作的范围。
进一步地，所述功率级并联晶体管放大电路，根据预设的输出功率计算所需的功率级晶体管的发射结面积，以保证信号放大至足够的功率水平传输至天线发射。
进一步地，所述谐波抑制输出匹配电路采用电感电容串联谐振的方式分别在输出端对二次、三次谐波呈现对地短路通路，串联电感电容经过等效变换等效为电容，与输出端串联电感构成低通LC网络，进行基波阻抗匹配，将功率放大器最佳负载阻抗匹配至50欧姆负载阻抗。
谐波抑制输出匹配电路输出匹配参考F类功率放大器对谐波的控制原理进行设计，该结构能够实现在较宽的工作频带内高效率、高线性度的信号传输，其中的Cf2o和L2谐振于二次谐波，Cf3o和L3谐振于三次谐波，对二次、三次呈现低阻抗进而实现谐波抑制的目的。而L2-Cf2o-Lf2o、L3-Cf3o-Lf3o以及L4-C4则可等效为三节基波匹配网络，实现阻抗匹配的作用。
对于低通网络Ln-Ceqn，可以将其等效为谐波抑制低通网络Ln-Cfno-Lfno，其中的Ceqn与Cfno的关系可以表示为：
Figure BDA0003834549820000061
其中n代表谐波控制次数，对于本次设计需要控制二次及三次谐波，即n取2、3，分别计算得Cf2o和Cf3o。再根据LC串联谐振条件：
Figure BDA0003834549820000062
可求得Lfno的值。
Figure BDA0003834549820000063
进一步地，并联晶体管放大电路的设计遵循输出功率水平合理选择两级放大器的晶体管发射结面积，根据设计要求的输出功率Pout，以及所选择工艺晶体管的发射极最大电流密度为Jc，根据式(13)计算所需晶体管发射结面积大小；当功率放大器的线性输出功率为Pout时，功率级所需晶体管发射结的总面积S为：
Figure BDA0003834549820000064
其中Vmax为驱动级或功率级输出的最大电压摆幅，再根据驱动级或功率级的输出功率及对应功率增益计算所需的线性输入功率，考虑级间的损耗，计算得到第一级放大电路的输出功率，并根据式(13)计算所需晶体管发射结的总面积大小。
与现有技术相比，本发明及其优选方案采用两级预失真以及负反馈技术提高线性化性能，通过优化两级有源偏置电路以及第一级负反馈网络，来改善整体功率放大器的AM-AM失真，同时驱动级偏置电路中引入了线性化器补偿功率级的AM-PM失真，并采用新型双并联负反馈回路以获得良好的增益平坦度。同时在输出匹配网络中通过设计谐波陷阱对二次、三次谐波进行抑制，进一步提高整体电路的线性度。整体电路包括输入匹配电路、驱动级基极偏置电路、驱动级并联晶体管放大电路、驱动级负反馈电路，级间匹配电路、功率级并联晶体管放大电路、功率级基极偏置电路及谐波抑制输出匹配电路。该功率放大器应用于短距离无线通信，在复杂的信号调制技术下，能以高保真度对具有高均峰比信号进行放大，满足无线通信系统严格的线性度规范。
附图说明
图1是本发明实施例驱动级基极偏置电路图；
图2是本发明实施例驱动级负反馈电路图；
图3是本发明实施例级间匹配电路图；
图4是本发明实施例功率级基极偏置电路图；
图5是本发明实施例两级放大电路图；
图6(a)、(b)是本发明实施例单节低通LC网络与谐波抑制低通网络等效电路图；
图7是本发明实施例输出匹配电路图；
图8是本发明实施例电路仿真结果图1；
图9是本发明实施例电路仿真结果图2；
图10是本发明实施整体电路原理示意图。
具体实施方式
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本说明书使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
如图10所示，本实施例提供的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器电路一般可以作为应用于5G无线通信的高线性宽带功率放大器，实质上也是一种基于预失真的InGaP GaAs HBT高线性功率放大器，采用两级预失真以及负反馈技术提高线性化性能，通过优化两级有源偏置电路以及第一级负反馈网络，来改善整体功率放大器的AM-AM失真，同时驱动级偏置电路中引入了线性化器补偿功率级的AM-PM失真，并采用新型双并联负反馈回路以获得良好的增益平坦度。同时在输出匹配网络中通过设计谐波陷阱对二次、三次谐波进行抑制，进一步提高整体电路的线性度。整体电路包括输入匹配电路、驱动级基极偏置电路、驱动级并联晶体管放大电路、驱动级负反馈电路，级间匹配电路、功率级并联晶体管放大电路、功率级基极偏置电路及谐波抑制输出匹配电路。该功率放大器应用于短距离无线通信，在复杂的信号调制技术下，能以高保真度对具有高均峰比信号进行放大，满足无线通信系统严格的线性度规范。
如图1所示是放大器的基极偏置电路，由偏置管QB1-QB3以及放大管Q0构成电流镜，调整R1、R2的值可以控制偏置电流大小，同时偏置电路输出部分的线性化器由两个反向接入的基极-集电极二极管，其形成的反向电容Cbc-rb可抵消放大管Q0的基极-集电极寄生电容Cbc，改善非线性失真。
如图2所示是驱动级负反馈电路，由Rf1-Rf2-Cf1-Cf2-Lf与放大管Q0共同构成双并联反馈回路，在频率较低时，降低电路增益，进而提高增益平坦度，同时调整电阻R1的大小可以调节驱动级的增益膨胀特性，与功率级在大输入功率下的增益压缩相抵消，改善电路的AM-AM特性，同时驱动级负反馈网络输出端所串联的两个基极-集电极二极管能够使驱动级获得与功率级相反的AM-PM特性，在输出端实现相位失真补偿，改善电路的AM-PM失真。
如图3所示是级间匹配电路，本实施例方案以T型高通网络进行设计，控制匹配网络Q值以实现宽带匹配，各元器件均在片内实现，其中电感采用多层金属设计，提高品质因数，降低损耗。
如图4所示是功率级基极偏置电路，包括由晶体管QB4-QB6以及Q1构成电流镜，用于稳定放大管Q1在不同功率水平下的偏置点，以扩宽其线性工作的范围。其主要结构与基极偏置电路类似。
如图5所示是两级放大电路图，通过改变一二级偏置电路的偏置电阻值，来调节两级的AM-AM失真，在输出端实现增益膨胀与压缩相抵消，同时驱动级引入的线性化器使其AM-PM特性与功率级相反，同样在输出端实现相位补偿，改善整体电路的AM-PM失真。
如图6(a)、(b)所示是单节低通LC网络与谐波抑制低通网络等效电路图。设计输出匹配网络时，首先设计多枝节低通LC网络Ln-Ceqn，再将各枝节的电容Ceqn根据对应谐波控制次数等效为Cfno，然后根据串联谐振原理计算出对应等效电感Lfno，从而实现n次谐波控制，提高整体电路线性度。
如图7所示是输出匹配电路，其中Ln-Cfno-Lfno，n＝1，2，可等效为多枝节低通匹配网络，以较低的匹配网络Q值实现放大器最佳负载至50欧姆负载的匹配，提高电路带宽。
如图8、图9所示，是对本实施例提供的放大器电路的仿真结果，验证了其具备以上说明的性能和效果。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。

Claims (10)

1.一种用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：
包括相连接的：输入匹配电路、驱动级基极偏置电路、驱动级并联晶体管放大电路、驱动级负反馈电路、级间匹配电路、功率级基极偏置电路、功率级并联晶体管放大电路、功率级基极偏置电路及谐波抑制输出匹配电路；
所述输入匹配电路，用于将放大器输入阻抗匹配至50欧姆源阻抗，以保证输入信号完整传输至功率放大器；
所述驱动级基极偏置电路，用于给驱动级晶体管提供偏置电流，其输出端与驱动级晶体管基极相连，实现温度补偿特性，同时调整驱动级的AM-AM特性，使其在大功率输入下表现出的增益膨胀对功率级的增益压缩进行补偿，且加入了线性化器改善整体电路的AM-PM失真；
所述驱动级并联晶体管放大电路，用于对输入信号进行放大；
所述驱动级负反馈电路，采用双并联负反馈回路，用于实现驱动级的负反馈机制；
所述级间匹配电路，用于将功率级输入阻抗匹配至驱动级最佳负载阻抗的共轭，以保证驱动级输出信号有效的传输至功率级进行放大；
所述功率级基极偏置电路，由电流镜构成，用于给功率级晶体管提供稳定的直流偏置，在输入功率变化的情况下稳定其发射结压降；
所述功率级并联晶体管放大电路，用于对输入信号进行二次放大；
所述谐波抑制输出匹配电路，用于实现基波阻抗匹配作用的同时对二次、三次谐波进行抑制，以进一步提升放大器的线性度。
2.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述输入匹配电路采用L型高通匹配网络。
3.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述驱动级基极偏置电路，包括由晶体管QB1-QB3以及Q0构成电流镜，在QB2的发射极加入相位补偿网络，用于获得与功率级相反的AM-PM特性，并通过调整电阻R1的阻值对驱动级放大器非线性特性进行调节，实现预失真的作用；
通过调节偏置电阻R1及R2的值，控制驱动级晶体管的基极偏置电流大小，使驱动级的增益膨胀补偿功率级的增益压缩特性，改善AM-AM失真；
偏置电阻R1同时参与负反馈，与反馈电阻Rf1和Rf2相叠加，用于提升放大器宽带性能；
偏置电路输出部分的线性化器由两个反向接入的基极-集电极二极管构成，其形成的反向电容Cbc-rb用于抵消放大管Q0的基极-集电极寄生电容Cbc，以改善非线性失真。
4.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述驱动级并联晶体管放大电路，根据输出功率水平逐级推进的工作原理确定所需驱动级晶体管的发射结面积，保证信号的逐级放大，提供给后级电路足够的线性输出功率。
5.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述驱动级负反馈电路，在RLC支路上并联电容参与反馈回路的高频阻抗调节的基础上，将电阻Rf分离为三部分，即Rf1、Rf2和R1，其中R1作为驱动级的偏置电阻；
在双并联负反馈回路中，通过调节Cf2改变负反馈回路的交流阻抗，控制高频负反馈深度，通过Cf2、Lf和Cf1共同实现高频增益的协同调节。
6.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述级间匹配电路采用低Q值宽带匹配，由电容、电感器件构成的T型高通网络，以实现阻抗匹配的同时对两级级间的直流偏置信号进行阻隔。
7.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述功率级基极偏置电路，包括由晶体管QB4-QB6以及Q1构成电流镜，用于稳定放大管Q1在不同功率水平下的偏置点，以扩宽其线性工作的范围。
8.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述功率级并联晶体管放大电路，根据预设的输出功率计算所需的功率级晶体管的发射结面积，以保证信号放大至足够的功率水平传输至天线发射。
9.根据权利要求1所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：所述谐波抑制输出匹配电路采用电感电容串联谐振的方式分别在输出端对二次、三次谐波呈现对地短路通路，串联电感电容经过等效变换等效为电容，与输出端串联电感构成低通LC网络，进行基波阻抗匹配，将功率放大器最佳负载阻抗匹配至50欧姆负载阻抗。
10.根据权利要求4或8所述的用于短距离无线通信的高线性宽带功率放大器，其特征在于：
并联晶体管放大电路的设计遵循输出功率水平合理选择两级放大器的晶体管发射结面积，根据设计要求的输出功率Pout，以及所选择工艺晶体管的发射极最大电流密度为Jc，根据式(13)计算所需晶体管发射结面积大小；当功率放大器的线性输出功率为Pout时，功率级所需晶体管发射结的总面积S为：
Figure FDA0003834549810000031
其中Vmax为驱动级或功率级输出的最大电压摆幅，再根据驱动级或功率级的输出功率及对应功率增益计算所需的线性输入功率，考虑级间的损耗，计算得到第一级放大电路的输出功率，并根据式(13)计算所需晶体管发射结的总面积大小。
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