DE69706953T2

DE69706953T2 - Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz

Info

Publication number: DE69706953T2
Application number: DE69706953T
Authority: DE
Inventors: Tak Kwong Chan; Viatcheslav Igor Souetinov
Original assignee: Mitel Semiconductor Ltd
Current assignee: Microchip Technology Caldicot Ltd
Priority date: 1997-01-11
Filing date: 1997-12-16
Publication date: 2002-04-04
Anticipated expiration: 2017-12-17
Also published as: JPH10233625A; GB2321352A; US6308058B1; DE69706953D1; GB2321352B; EP0853374B1; GB9700485D0; EP0853374A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz und insbesondere eine Mischerschaltung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz mit einem einfach abgeschlossenen (single ended) Eingang und zwei differentiellen Ausgängen. Hochfrequenzmischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz sind sehr gebräuchliche Bestandteile von modernen Funksystemen und werden oft bevorzugt vor Superhetempfängern verwendet, besonders wenn es auf Veränderlichkeit der Frequenz ankommt. Die Parameter eines Mischers mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz bestimmen die Haupteigenschaften des Systems, in dem sie enthalten sind.
Gebräuchliche Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz beruhen meist auf der Schaltung der Gilbert-Zelle oder der des Micromixer. Im Fall der Gilbert-Zelle wird ein Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz einfach dadurch zusammengesetzt, daß zwei Schaltungen der Gilbert-Zelle parallel zueinander verbunden werden. Das Eingangssignal wird in zwei Zweige geteilt, wo es mit einem unverschobenen Signal eines lokalen Oszillators bzw. einem um 90º phasenverschobenen Signal eines lokalen Oszillators gemischt wird.
Ein Ausschnitt eines Mischers mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz beruhend auf der Schaltung des Micromixer ist in Fig. 1 gezeigt.
Beim Betrieb wird ein Eingangssignal an den Anschluss 120, ein Signal eines lokalen Oszillators an die Anschlüsse 130, 131 und ein um 90º phasenverschobenes Signal eines lokalen Oszillators an die Anschlüsse 132, 133 angelegt. Ein Bezugspotential wird über den Anschluss 125 angelegt an die Transistoren zur Vorspannung 103 und 104. Durch die Wirkung der Widerstände 150, 151, des Transistors 105 und des Transistors zur Vorspannung 103, wird ein Eingangssignal an Anschluss 120 zu komplementären Ausgangsstromsignalen an den Kollektorelektroden von Transistor 103 und 102 führen. Der durch die Transistoren 106- 109 gebildete Mischerkern 160 mischt die Stromsignale von den Kollektorelektroden der Transistoren 101 und 103 mit den Signalen des lokalen Oszillators, die an den Anschlüssen 130, 131 angelegt sind, und liefert ein Stromsignal an den Anschlüssen 140, 141. Die Transistoren 102 und 104 erzeugen an ihren Kollektorelektroden im wesentlichen denselben Strom, wie er durch die betreffenden Transistoren 101, 103 erzeugt wird, weil diese betreffenden Transistoren durch daßelbe Eingangssignal angesteuert werden. Der Mischerkern 170 mischt das Stromsignal von den Kollektorelektroden der Transistoren 102, 104 mit einem um 90º phasenverschobenen Signal eines lokalen Oszillators, das an die Anschlüsse 132, 133 angelegt ist, und liefert ein Stromsignal an den Anschlüssen 142, 143. Weil ein unverschobenes Signal des lokalen Oszillators an die Anschlüsse 130, 131 und ein um 90º dazu phasenverschobenes Signal an die Anschlüsse 132, 133 angelegt ist, zeigen die Ausgangsanschlüsse 140, 141 einen phasenrichtigen differentiellen Ausgang und die Ausgangsanschlüsse 142, 143 einen in Quadratur liegenden differentiellen Ausgang.
Selbstverständlich ist die in Fig. 1 gezeigte Mischerschaltung unvollständig. Die vollständige Anordnung verfügt ebenfalls über Mittel zur Phasenverschiebung des Ausgangs aus dem Mischerkern 170 um 90º und zum Addieren des resultierenden Signals zu dem Ausgang aus dem Mischerkern 160. Dies resultiert entweder darin, daß ein Spiegelbandsignal oder ein Signalbandsignal der Ausgang der vollständigen Mischerschaltung wäre, jeweils in Abhängigkeit des Vorzeichens der 90º Phasenverschiebung, die auf das Ausgangssignal des Mischerkern 170 angewendet wird.
Während der Abschnitt zur Unterdrückung der Spiegelfrequenz in Fig. 1 zwar einen weiten Dynamikbereich und eine sehr lineare Arbeitsweise hat, bedingt doch die große Anzahl von Widerständen in der Mischerschaltung schlechte Rauscheigenschaften.
Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz, die aus Gilbert-Zellen aufgebaut sind, haben schlechte Rauscheigenschaften aufgrund von Widerständen in den Hauptstrompfaden, aufgrund von Stromquellen, die großen Frequenzen unterworfen sind, aufgrund großer Spannungsschwankungen und aufgrund schlechter Transistoranordnungen. Es ist schwierig, einen Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz unter Verwendung von Gilbert-Zellen zu entwerfen, der ein bestimmte Eingangsimpedanz aufweist. Dies kann ein Nachteil sein, wenn eine Anpassung der Impedanz mit einer Vorstufe eines Verstärkers notwendig ist. Es besteht ein Bedarf nach einem Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz mit verbesserten Rauscheigenschaften.
Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz sind ebenfalls bekannt aus z. B. GB-A-2177860.
Gemäß der vorliegenden Erfindung, umfasst eine Mischeranordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz einen Eingangsverstärker und erste und zweite Mischerkerne sowie erste und zweite Phasenspalter, von denen jeder zwei im wesentlichen komplementäre Ausgänge mit der selben Frequenz des Ausgangs des Eingangsverstärkers hat, und von denen jeder verbunden ist mit dem Eingangsverstärker, dem ersten Mischerkern, der dazu eingerichtet ist, zwei der Ausgänge der Phasenspalter mit einem Oszillatorsignal zu mischen, und dem zweiten Mischerkern, der dazu eingerichtet ist, die anderen beiden Ausgänge der Phasenspalter mit einem Signal zu mischen, das durch eine Phasenverschiebung aus dem Oszillatorsignal erzeugt wird.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend beispielshalber beschrieben, wobei auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen:
Fig. 1 einen Ausschnitt aus einer gebräuchlichen Mischerschaltung zeigt, und
Fig. 2 einen Ausschnitt aus einem Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Gemäß Fig. 2 ist ein Ausschnitt aus einer Mischerschaltung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz 200 mit einer Eingangsstufe 290, Phasenspalterstufen 292, 293 und Mischerkernen 294, 295 dargestellt. Die Mischerkerne 294, 295 sind im wesentlichen gleichartig wie bei den gebräuchlichen Mischerschaltungen. Die Rauscheigenschaften des Ausschnitts aus der Mischerschaltung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz 200 sind besser als jene der gebräuchlichen Mischer aufgrund verbesserter Verstärker- und Phasenspalterstufen 290, 292, 293.
Der Anschluss 220 bildet den Eingangsanschluß des Mischers, die Anschlüsse 240 und 241 bilden die unverschobenen Ausgangsanschlüsse und die Anschlüsse 242, 243 bilden die in Quadratur liegenden Ausgangsanschlüsse. Beim Betrieb wird ein Signal eines lokalen Oszillators an die Anschlüsse 230, 231 und ein um 90º phasenverschobenes Oszillatorsignal an die Anschlüsse 232, 233 angelegt. Potentiale werden angelegt 254. Die Widerstände 251 und 254 sind vorzugsweise hochohmige Widerstände, um so kleine, aber im wesentlichen konstante Ströme an die Phasenspalter 292, 293 zu liefern.
Die Eingangsstufe 290 ist ein Verstärker der Steilheit (transconductance amplifier). Er empfängt ein Spannungssignal, das an den Eingangsanschluß 220 angelegt ist, und liefert an beide Phasenspalter 292, 293 einen Ausgangsstrom. Transistor 201 der Eingangsstufe 290 ist verbunden mit jedem der Transistoren 202 und 205 der Phasenspalterstufen 292 bzw. 293 in einer Cascode Anordnung. Transistor 202 ist basisgekoppelt mit Transistor 203 und, gleichermaßen, ist Transistor 205 basisgekoppelt an Transistor 206. Die Gegenkopplungsinduktivität 280 verbindet die Emitterelektrode des Transistors 201 mit dem Grundpotential. Aufgrund der komplexwertigen Emitterstromverstärkung β des Transistors 201 bewirkt die Induktivität 280 eine negative Reihenrückkopplung im Basis-Emitter-Kreis des Transistors 201.
Die Transistoren 202 und 203 haben komplemetäre Kollektorströme. Schwankungen in den Kollektorströmen von Transistor 201 bewirken direkt Schwankungen in der Verteilung des durch den Widerstand 251 zwischen den Basiselektroden fließenden Stroms und damit auch in den Kollektorelektroden der Transistoren 202 und 203. Die Transistoren 202 und 203 erzeugen einen vernachlässigbaren Rauschpegel in der Mischerschaltung 200, weil sie von einem dem Ausgangsstrom der Verstärkerstufe 290 und nicht durch die Spannung angesteuert werden. Die Transistoren 205 und 206 sind in der gleichen Art angeordnet wie die Transistoren 202 und 203.
Die Transistoren 202 und 205 sind stromgesteuert durch den Transistor 201, den Widerstand 252 und ein an den Anschluß 261 angelegtes Potential. Die Transistoren 203 und 206 sind in der gleichen Weise durch Transistor 204, Widerstand 253 und das an den Anschluß 260 angelegte Potential gesteuert. Das Balancieren des Ausgangssignals aus jedem Phasenspalter 202, 203 und 205, 206 kann daher gesteuert werden indem entweder die Werte der Widerstände 252, 253 geändert werden, oder indem die an die Anschlüsse 260, 261 angelegten Potentiale geändert werden. Die Kondensatoren 271, 275, 276 sind einfach zur Wechselstromerdung und zur Gleichstromsperre vorgesehen.
Cascode Schaltungen sind an sich bekannt für ihre guten Rauscheigenschaften. Aus Fig. 2 geht hervor, daß diese guten Rauscheigenschaften erzielt werden, weil die Transistoren 202 und 205 den Kollektor von Transistor 201 davor bewahren zu schwingen und dadurch wesentlich den Miller-Effekt beseitigen.
Die Induktivität 280 ist ein rauschfreies Bauteil, das im wesentlichen eine frequenzunabhängige Dämpfung über einen bestimmten Frequenzbereich hinweg leistet. Dieser Bereich hängt vom Wert der Induktivität 280 und vom Basis-Emitter-Widerstand des Transistors 201 bei der gewünschten Frequenz ab. Der Wert der Induktivität 280 beeinflußt ebenfalls die Verstärkung der Verstärkerstufe 290 und ihre Linearität. Obwohl ein Widerstand anstelle der Induktivität 280 verwendet werden könnte, bietet die Verstärkerstufe 290 bessere Linearitäts- und Rauscheigenschaften, wenn die Induktivität 280 verwendet wird.
Die Induktivität 280 kann vollständig oder teilweise durch parasitäre Induktivitäten der IC-Packung, der Bondingdrähte und /oder der Anschlußstifte umgesetzt werden.
Transistoren, die in rauscharmen Anwendungen eingesetzt werden, werden allgemein mit größeren Emitterflächen hergestellt. Diese Transistoren haben einen geringeren Basis-Emitter- Widerstand als ein Transistor mit kleinerer Fläche und erzeugen somit weniger Rauschen.
Die Transistoren 201-203, 205-206 sind vorzugsweise als Transistoren mit großer Emitterfläche umgesetzt und vorzugsweise hat dabei der Transistor 201 eine größere Emitterfläche als die Transistoren 202, 203 und 205, 206. Die Abmessungen von Transistor 201 sind besonders wichtig, weil sie eine Anzahl von Eigenschaften der Verstärkerstufe 290 festlegen. Ein Transistor mit größerer Fläche wird bessere Rauscheigenschaften haben, weil der Eingangswiderstand kleiner sein wird. Jedoch wird ein Transistor mit größerer Fläche auch höhere parasitäre Kapazitäten und damit Verluste und eine geringere Stromverstärkung β aufgrund einer kleineren Stromdichte haben.
Die Größe des in Transistor 201 fließenden Stroms betrifft dessen Impedanz und damit auch die Eigenschaften der Verstärkerstufe 290. Wird der Transistor 201 mit einem geringen Strom betrieben, dann bietet dies gute Rauscheigenschaften aber verursacht genauso, daß β, und damit auch die Gesamtverstärkung, geringer sind, als dies bei einem höheren Betriebsstrom der Fall wäre.
Wenn die Transistorfläche und der Strom, der in einem bestimmten Schaltungsentwurf für einen Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz eingesetzt werden soll, festgelegt werden, muß ein Kompromiß zwischen Rauschverhalten und Verstärkung gefunden werden.
Bei hohen Frequenzen wird sich das Verhalten der Transistoren 202, 203 205 und 206 ändern aufgrund von parasitären Kapazitäten, die über die Basis-Emitter- und Basis-Kollektor- Sperrschicht von diesen Transistoren hinweg vorhanden sind. Lecks werden zwischen den Emitter- und Basiselektroden von Transistor 202 und 205 auftreten und eine Fehlbalancierung der Ausgänge jedes der Phasenspalter 292, 293 hervorrufen.
Dies kann kompensiert werden durch Ausbildung der Transistoren 202 und 205 mit größerer Emitterfläche als die Transistoren 203, 206. Diese großflächigen Transistoren werden eine kleinere Stromdichte und damit ein kleineres β haben. Dies wird einen zusätzlichen Stromfluß in der Basis der Transistoren 202, 205 zur Kompensation der parasitären Kapazitäten bedingen.
Die Emitterflächen der Transistoren 202, 203, 205, 206, die benötigt werden, um das Ausgangssignal zu balancieren, werden von der Frequenz, bei der der Ausschnitt der Mischerschaltung 200 betrieben werden soll, abhängen, weil β von der Frequenz abhängt und auch von den Strömen, mit denen diese Transistoren angesteuert werden. Der Mischerkern 294 empfängt ein im wesentlichen sinusförmiges Signal aus einem lokalen Oszillator in Form eines differentiellen Spannungssignals an den Anschlüssen 230, 231. Wenn die Spannung am Anschluss 230 positiv ist, wird die Spannung an Anschluss 231 negativ sein und damit bewirken, daß die Transistoren 207 und 210 eingeschaltet und die Transistoren 208 und 209 ausgeschaltet werden. Der Kollektorstrom von Transistor 202 wird daher zu dem Ausgangsanschluss 240 geleitet, während der Kollektorstrom von Transistor 206 an den Ausgangsanschluss 241 geleitet wird. Die Kollektorströme der Transistoren 202, 206 werden offensichtlich an den jeweiligen gegenüberliegenden Anschluss 240, 241 geleitet, wenn der Anschluss 231 eine größere Spannung erhält als der Anschluss 230.
Der Mischerkern 295 arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise und leitet die Kollektorströme der Transistoren 203, 205 abwechselnd an die Ausgangsanschlüsse 242 und 243. Die Transistoren 211-214 werden im Betrieb unter Steuerung eines um 90º phasenverschobenen lokalen Oszillators, der an den Anschlüssen 232, 233 empfangen wird, geschaltet.
Die Kondensatoren 273, 278 dienen als Filter der zweiten Harmonischen des an den Anschlüssen 230, 231 anliegenden Signals des lokalen Oszillators, die üblicherweise an den Eingängen des Mischerkerns 294 erzeugt würde. Diese Harmonische wird erzeugt durch die Unterschiede in den Verzögerungen beim Einschwingen und Abklingen von den Transistoren 207-210 im Mischerkern 294. Diese Harmonische würde normalerweise genauso wie die eingehenden Stromsignale von den Kollektorelektroden der Transistoren 202, 206, durch den Mischerkern 294 gemischt und ein parasitäres Signal bei der Freguenz des lokalen Oszillators an den Ausgangsanschlüssen 240, 241 erzeugen. Die Kondensatoren 274, 277 dienen gleichfalls als Filter des durch die Transistoren 211-214 im Mischerkern 295 erzeugten harmonischen Signals. Die Werte der Kondensatoren 273-274, 277-278 sind so zu wählen, daß ein Kompromiß zwischen der Wirksamkeit des Filters und der Wirksamkeit der Signalleitung von den Signaleingängen zu den Mischerkernen 294, 295 erzielt wird.
Zusätzlich wird ein großer Anteil der zweiten Harmonischen an den Basiselektroden der Transistoren 202-203, 205-206 unterdrückt durch die kreuzweise Kopplung der Phasenspalter 292, 293 und der Mischerkerne 294, 295, weil die zweite Harmonische die an den Eingängen des Mischerkerns 295 erzeugt wird, um 180º in der Phase verschoben ist gegenüber derjenigen, die an dem Mischerkern 294 erzeugt wird.
Jedoch ist für den Fachmann offensichtlich, daß diese kreuzweise Kopplung kein notwendiger Bestandteil der Erfindung ist. Die zweite Harmonische würde, wenn auch nicht in dem Umfang, durch die Kondensatoren 273, 274, 277, 278 unterdrückt, selbst wenn die Kollektorelektrode des Transistors 203 mit dem Mischerkern 294 und die Kollektorelektrode des Transistors 206 mit dem Mischerkern 295 verbunden wäre.
Der Widerstand 250 und der Kondensator 272 sind vorzugsweise in einen Entwurf für einen Mischer mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz zu intergrieren, um die Linearität des Mischers zu verbessern und eine Einstellung seiner Eingangsimpedanz zu erlauben.
Der Widerstand 250 ist zwischen die Transistoren 201 und 202 geschaltet, um ein Potential an der Kollektorelektrode von Transistor 201 und 202 aus dem dort fließenden Strom zu erzeugen. Der Widerstand 250 wird niederohmig sein, so z. B. 20-30Ω, um nicht zuviel Rauschen in die Schaltung einzubringen. Die Induktivität 280 bewirkt, daß die Spannung an der Emitterelektrode von Transistor 201 der Spannung an der Basiselektrode um 90º vorausgeht. Eine negative Rückkopplung ist somit erreichbar durch Zwischenschalten eines Kondensators zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode von Transistor 201. Diese Rückkopplung trägt dazu bei, das vom Transistor 201 erzeugte Rauschen zu minimieren und das gesamte Rauschverhalten des Ausschnitts der Mischerschaltung 200 zu verbessern. Der Ausschnitt der Mischerschaltung 200 erhält dadurch ebenfalls eine verbesserte Linearitätscharakteristik.
Der Kondensator 272 und der Widerstand. 250 werden weiterhin einen Einfluß auf die Eingangsimpedanz von Transistor 201 haben, und damit auf den Ausschnitt der Mischerschaltung 200, was es erlaubt, die Impedanz beim Entwurf der Mischerschaltung einzustellen. Es ist sogar möglich, die Eingangsimpedanz vollständig real zu machen.
Wenngleich die Ausführungsformen nur hinsichtlich bipolaren NPN Widerständen beschrieben wurden, ist die Erfindung nicht auf solche beschränkt, sondern könnte gleichermaßen mit bipolaren PNP Transistoren oder mit Feldeffekttransistoren erzielt werden. Die bezeichneten Kollektor- und Emitterelektroden wären auszutauschen gegen Emitter- und Kollektor, Quellen- und Senken- oder Senken- und Quellenelektroden als die ersten und zweiten Hauptelektroden von einem PNP oder einem Feldeffekttransistor.

Claims

1. Eine Mischeranordnung (200) mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz aufweisend einen Eingangsverstärker (290) und erste und zweite Mischerkerne (294, 295), gekennzeichnet durch erste und zweite Phasenspalter (292, 293), von denen jeder zwei im wesentlichen komplementäre Ausgänge mit der selben Frequenz des Ausgangs des Eingangsverstärkers hat, und von denen jeder verbunden ist mit dem Eingangsverstärker (290), dem ersten Mischerkern (294), der dazu eingerichtet ist, zwei der Ausgänge der Phasenspalter mit einem Oszillatorsignal zu mischen, und dem zweiten Mischerkern (295), der dazu eingerichtet ist, die anderen beiden Ausgänge der Phasenspalter mit einem Signal zu mischen, das durch eine Phasenverschiebung aus dem Oszillatorsignal erzeugt wird.

2. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 1, wobei die komplementären Ausgänge des ersten und zweiten Phasenspalters kreuzweise mit den ersten und zweiten Mischerkern verbunden sind.

3. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der erste Phasenspalter einen ersten und zweiten Transistor umfasst, deren Steuerelektroden miteinander und mit einer ersten Stromquelle verbunden sind, und der zweite Phasenspalter einen dritten und vierten Transistor umfasst, deren Steuerelektroden miteinander und mit einer zweiten Stromquelle verbunden sind.

4. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Eingangsverstärker einen Eingangstransistor umfasst, dessen Steuerelektrode dazu eingerichtet ist, ein Eingangssignal zu empfangen, und dessen erste Hauptelektrode mit dem ersten und dem zweiten Phasenspalter verbunden ist.

5. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 4, wobei die Steuerelektrode des Eingangstransistors über einen Widerstand mit einem ersten Potenzial zur Vorspannung verbunden ist und das Eingangssignal über einen Koppelkondensator erhält.

6. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 4 oder Anspruch 5, wobei eine Induktivität zwischen die zweite Hauptelektrode des Eingangstransistors und das Grundpotenzial geschaltet ist.

7. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei die erste Hauptelektrode des Eingangstransistors mit der zweiten Hauptelektrode des ersten Transistors und mit der zweiten Hauptelektrode des dritten Transistors verbunden ist.

8. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der Ansprüche 4 bis 7, wobei die zweiten Hauptelektroden sowohl des zweiten Transistors als auch des vierten Transistors mit einer Stromquelle verbunden sind.

9. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 8, wobei der zweite Transistor und der vierte Transistor mit ihren zweiten Hauptelektroden an eine gemeinsame Stromquelle angeschlossen sind.

10. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 9, wobei die zweiten Hauptelektroden des zweiten und des vierten Transistors mit der ersten Hauptelektrode eines fünften Transistors verbunden sind, und wobei der fünfte Transistor mit seiner Steuerelektrode über einen Widerstand mit einem zweiten Potenzial zur Vorspannung und mit seiner zweiten Hauptelektrode mit dem Grundpotenzial verbunden ist.

11. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß Anspruch 10, wobei eine Kondensator zu Ableitung von Wechselströmen an das Grundpotenzial zwischen die erste Hauptelektrode des fünften Transistors und das Grundpotenzial geschaltet ist.

12. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei die erste Hauptelektrode des Eingangstransistors mit dem ersten und dem zweiten Phasenspalter über einen Rückkopplungswiderstand verbunden ist, und die Steuerelektrode und die erste Hauptelektrode des Eingangstransistors miteinander durch einen Rückkopplungskondensator verbunden sind.

13. Eine Mischerschaltungsanordnung mit Unterdrückung der Spiegelfrequenz gemäß einem der Ansprüche 4 bis 12, wobei die Ausgänge der ersten und zweiten Phasenspalters jeweils mit dem Grundpotenzial über einen eigenen Filterkondensator verbunden sind.