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Die Erfindung betrifft einen Phasenschiebverstärker mit einem ersten und
zweiten Transistor, angeordnet, um ein differentiales Eingangspaar konstanten Stroms zu
bilden, wobei diese Transistoren jeweils eine ein Eingangssignal erhaltende Steuerelektrode
und eine Ausgangselektrode haben, in dem Verstärker die Ausgangselektrode des ersten
Transistors an die Klemme eines ersten Phasenschiebwiderstands sowie an die Klemme
einer ersten Phasenschiebkapazität angeschlossen ist, die Ausgangselektrode des zweiten
Transistors an eine Klemme eines zweiten Phasenschiebwiderstands sowie an die Klemme
einer zweiten Phasenschiebkapazität angeschlossen ist, die andere Klemme des ersten
Phasenschiebwiderstands an die andere Klemme der zweiten Phasenschiebkapazität an
einem ersten Knoten angeschlossen und die andere Klemme des zweiten
Phasenschiebwiderstands an die andere Klemme der ersten Phasenschiebkapazität an einem
zweiten Knoten angeschlossen ist.
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Die Erfindung betrifft auch eine Zusammenführschaltung, die für jedes der
beiden differentialen Eingangssignale, das eine in bezug auf das andere phasenverschoben,
eine Verstärkung und eine Summation dieser Signale nach zusätzlicher
Phasenverschiebung vornimmt, wobei eines der Eingangssignale eine erste bestimmte
Phasenkomponente und das andere Eingangssignal eine zweite Komponente bildet, zur
ersten Komponente um 90º phasenverschoben.
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Phasenschiebverstärker werden heutzutage in zahlreichen Anwendungen
verwendet, und besonders im Bereich der Übertragung von Hochfrequenzen. Eine typische
Anwendung besteht in der Erzeugung von 90º phasenverschobenen Signalen hinsichtlich
ihrer Kodierung beim Senden. Ein zweites, besonders wichtiges Beispiel der Verwendung
von Phasenschiebverstärkern in bezug auf den Empfang besteht in der Fertigung eines
Mischers unter Verwendung von zwei Phasenschiebverstärkern, um bei idealer Einhaltung
der 90º-Phasenverschiebung die Beseitigung der Spiegelfrequenz in einem
Superheterodynempfänger zu ermöglichen.
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Ein Phasenschiebverstärker des im einleitenden Absatz definierten Typs ist
aus dem Dokument WO-A-9211704 bekannt, wo er insbesondere in Verbindung mit der
Fig. 2 dieses Dokuments beschrieben wird. Der bekannte Phasenschiebverstärker
verwendet Netze vom Typ RC in Serie, parallel zwischen den Ausgangselektroden der
Transistoren der Eingangsstufe angeschlossen. Dieser Verstärker arbeitet hauptsächlich
unter Spannung, aufgrund der Tatsache, daß Phasenschiebwiderstand-
Phasenschiebkondensator-Zweige an ihrer Nahtstelle ein Signal in der Form von Spannung
liefern, für eine Verwendung hoher Eingangsimpedanz.
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Tatsächlich beeinflußt die Betriebsimpedanz die Phasenverschiebung der
Ausgangssignale, wenn sie vor der Impedanz der Elementen des Netzes RC nicht sehr groß
ist. Dies stellt in bezug auf den Stromverbrauch einen ernsthaften Nachteil dar. Tatsächlich
ist es für den Erhalt eines hohen Rauschabstands am Ausgang des Phasenschiebverstärkers
erforderlich, ihn mit relativ viel Strom zu versorgen. Doch am Ausgang des
Phasenschiebverstärkers ist ein Leistungsverstärker erforderlich, der aus demselben Grund
ebenfalls mit viel Strom versorgt werden muß.
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Die Erfindung schlägt die Behebung dieses Nachteils vor, mit der
Bereitstellung eines in bezug auf den Rauschabstand leistungsstarken
Phasenschiebverstärkers, der eine spätere Leistungsverstärkung einspart und den
Stromverbrauch dementsprechend reduziert.
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Die Erfindung gründet auf der Idee, das Phasenschiebnetz vom Typ ,RC in
einem Admittanzmodus anstatt in einem Impedanzmodus arbeiten zu lassen, da der
Admittanzmodus am Ausgang ein Leistungssignal anstatt einem Spannungssignal liefert.
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Diese Idee wurde in anderen Phasenschiebverstärkern umgesetzt. Die
Schaltung der Fig. 4 von EP-A-302290 z. B. unterscheidet sich von der vorliegenden
Erfindung durch die Tatsache, daß sie kein mit konstantem Strom versorgtes differentiales
Eingangspaar verwendet: anstatt dessen verwendet sie nachfolgende
Spannungsverstärkungen, die folglich eine viel niedrigere Ausgangsimpedanz haben und
folglich grundsätzlich besser für die niedrige Eingangsimpedanz von
Transimpedanzverstärkern geeignet sind, die das Signal vom Phasenschiebnetz ableiten.
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Tatsächlich ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein
Phasenschiebverstärker des im einleitenden Absatz aufgeführten Typs dadurch
gekennzeichnet, daß der erste Knoten an den Eingang eines Verstärkers vom
Transimpedanztyp angeschlossen und der zweite Knoten an den Eingang eines anderen
Verstärkers vom Transimpedanztyp angeschlossen ist, wobei diese Verstärker ein in bezug
auf das Eingangssignal phasenverschobenes differentiales Ausgangssignal abgeben.
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Am Ausgang von Transimpedanzverstärkern erscheint ein in bezug auf das
Eingangssignal ein phasenverschobenes differentiales Signal. Dieses Signal kann dann
unter einer Impedanz verwendet werden, deren Wert keinerlei Einfluß auf den
Phasenverschiebungswert dieser Signale hat. Der Phasenschiebverstärker nach der
Erfindung bietet den Vorteil einer relativ niedrigen Ausgangsimpedanz zur Ermöglichung
eines in bezug auf den Rauschabstand leistungsstarken Ausgang, da die Verluste in den
Netzen RC (Phasenschiebwiderstand, Phasenschiebkapazität) sehr gering sind. So ist die
Leistung des verstärkten Signals am Ausgang verfügbar, ohne die Erfordernis der
Verwendung einer zusätzlichen Leistungsverstärkerstufe. Daraus ergibt sich eine
dementsprechende Einsparung in bezug auf die Schaltkreise sowie des Stromverbrauchs.
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Nach einer für ihre Einfachheit vorgezogenen Durchführungsform ist der
Phasenschiebverstärker dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärker vom
Transimpedanztyp von einer Kaskodenstufe in der Form eines dritten respektive vierten
Transistors gebildet werden, deren Ausgangselektroden respektive an einen ersten und
einen zweiten Ladewiderstand gekoppelt sind, deren Steuerelektroden eine
Referenzspannung erhalten.
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Um eine Anpassung der Phase der Ausgangssignale zu ermöglichen ist eine
Durchführungsvariante der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß der
Phasenschiebverstärker mindestens einen zusätzlichen Phasenschiebwiderstand enthält, der
mit einem elektronischen Schalter parallel zum Phasenschiebwiderstand angeschlossen
werden kann.
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Vorzugsweise sind der erste, zweite, dritte und vierte Transistor
Bipolartransistoren, während der besagte elektronische Schalter von einem
Feldeffekttransistor vom Typ MOS gebildet wird.
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Wie im folgenden detaillierter erklärt wird ist die Berechnung der
Phasenverschiebung eines Signals einer bestimmten Frequenz hinreichend einfach, um
leicht die Werte der zusätzlichen Phasenschiebwiderstände berechnen zu können, um eine
bestimmte Phasenverschiebung (z. B. 90º) am Ausgang in bezug auf das Eingangssignal zu
erhalten, unter Berücksichtigung von diversen Frequenzen des Eingangssignals.
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Eine besonders vorteilhafte Verwendung des Phasenschiebverstärkers nach
der Erfindung betrifft eine Zusammenführschaltung, die für jedes der beiden differentialen,
eines in bezug auf das andere phasenverschobenen Eingangssignale eine Verstärkung und
eine Summation dieser Signale nach einer zusätzlichen Phasenverschiebung vornimmt,
wobei eines der Eingangssignale eine erste bestimmte Phasenkomponente aufweist und das
andere Eingangssignal eine zweite, zur ersten Komponente um 90º phasenverschobene
Komponente aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß diese Zusammenführschaltung aus
zwei Phasenschiebverstärkern wie zuvor definiert gebildet wird.
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Eine solche Zusammenführschaltung ist besonders geeignet, um am Eingang
Stromsignale zu erhalten und am Ausgang Leistungssignale mit einem sehr leistungsstarken
Rauschabstand abzugeben, ohne daß die Vorkehrung einer zusätzlichen Verstärkerstufe wie
im Falle einer bekannten Zusammenführschaltung erforderlich ist.
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Die folgende Beschreibung hinsichtlich der als nicht begrenzende Beispiele
gegebenen beigefügten Zeichnungen wird eindeutig verständlich machen, aus was die
Erfindung besteht und wie sie realisiert werden kann.
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Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines Phasenschiebverstärkers nach der
Erfindung.
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Fig. 2 zeigt ein Prinzipschaltbild einer bekannten Phasenschiebschaltung,
während
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Fig. 3 im Vergleich zu Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines
Phasenschiebverstärkers nach der Erfindung zeigt.
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Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild, mit dem eine Verwendung der Erfindung
mit einem Hochfrequenz-Empfangsgerät erläutert wird,
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Fig. 5 zeigt ein Schaltbild einer Zusammenführschaltung unter
Verwendung von zwei Phasenschiebverstärkern der Erfindung.
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Der Phasenschiebverstärker der Fig. 1 enthält ein differentiales
Bipolartransistorenpaar vom Typ NPN, gebildet aus einem ersten Transistor T1 und einem
zweiten Transistor T2, mit konstantem Strom mittels einer Stromquelle S versorgt, die
einerseits an die zusammengeführten Emitter der Transistoren T1 und T2 und andererseits
an eine negative Anschlußklemme VE des Verstärkers angeschlossen ist. Die Basis des
Transistors T1 erhält ein Eingangssignal I1, während die Basis des Transistors T2 in zum
Signal I1 umgekehrtes Eingangssignal I2 erhält. Der Kollektor des Transistors T1 ist
einerseits an einen ersten Phasenschiebwiderstand Rd1 und andererseits an eine erste
Phasenschiebkapazität C1 angeschlossen. Desgleichen ist der Kollektor des Transistors T2
einerseits an einen zweiten Phasenschiebwiderstand Rd2 und andererseits ein eine zweite
Phasenschiebkapazität C2 angeschlossen. Die andere Klemme des
Phasenschiebwiderstands Rd1 bildet einen Knoten A, die andere Klemme des
Phasenschiebwiderstands Rd2 bildet einen Knoten B, an die per Kreuzkopplung die andere
Klemme der Phasenschiebkapazitäten C1 und C2 angeschlossen sind. Ein erster
Ladewiderstand RL1 ist an den Knoten A gekoppelt, und ein zweiter Ladewiderstand RL2
ist an den Knoten B über eine Kaskodenstufe gekoppelt, gebildet aus einem dritten
Transistor T3 und einem vierten Transistor T4 vom Typ NPN, deren Basen
zusammengeschaltet sind und eine Referenzspannung Vref erhalten. Der Emitter des
Transistors T3 ist an den Knoten A, sein Emitter an den ersten Ladewiderstand RL1
angeschlossen, und der Emitter des Transistors T4 ist an den Knoten B und sein Kollektor
an den zweiten Ladewiderstand RL2 angeschlossen. Dazu sind die Widerstände RL1 Und
RL2 an eine positive Anschlußklemme Vcc angeschlossen.
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Die Spannung an den Knoten A und B ist praktisch fest, da sie auf 1 VBE
genau von der Spannung Vref vorgegeben wird. Die Impedanz vom Knoten A in Richtung
des Ladewiderstands RL1 betrachtet kann hinsichtlich des ersten Phasenschiebwiderstands
Rd1 mit der Wahl des von der Stromquelle S abgegebenen Stroms sehr gering gehalten
werden. Dies gilt auch für die Impedanz des Knotens B in Richtung des zweiten
Ladewiderstands RL2.
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Somit bildet die mit den Ladewiderständen RL1 und RL2 versehene
Kaskodenstufe T3, T4 einen Verstärker vom Transimpedanztyp, hier sehr vereinfacht, da es
hauptsächlich Stromsignale sind, die an die Ladewiderstände RL1 und RL2 übertragen
werden, die eine Ausgangsspannung entwickeln. Tatsächlich ist eine erste
Ausgangsklemme 1 des Verstärkers an den Knoten angeschlossen, den Kollektor des
Transistors T3 mit dem Ladewiderstand RL1 zusammenführend, während eine zweite
Ausgangsklemme 2 an den Knoten angeschlossen ist, den Kollektor des Transistors T4 mit
dem Ladewiderstand RL2 zusammenführend.
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Es ist klar, daß der so beschriebene Phasenschiebverstärker die Eigenschaft
hat, ein differentiales Ausgangssignal an die Klemmen 1 und 2 zu liefern, was in bezug auf
den Wechsel ein Leistungssignal ist. Die Eingangsimpedanz einer an die
Ausgangsklemmen 1 und 2 angeschlossenen Anwendungsschaltung beeinflußt nicht den
Wert der mit den Ausgangssignalen an diesen Klemmen erhaltenen Phasenverschiebung.
Diese Eigenschaft des dargelegten Verstärkers ist in bezug auf das Rauschen des
Ausgangssignals besonders vorteilhaft. Das Rauschen kann unter Berücksichtigung der
Parameter der Schaltung, insbesondere des von der Stromquelle S abgegebenen Stroms,
leicht optimiert werden.
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Es folgt jetzt unter Zuhilfenahme der Fig. 2 und 3 eine detailliertere
Analyse der Funktionsweise der Phasenschiebverstärkers der Erfindung und ein Vergleich
mit einer bekannten Phasenschiebschaltung.
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Fig. 2 zeigt das Prinzip einer bekannten Phasenschiebschaltung. Ein
Generator VG liefert ein Signal der Spannung VI in bezug auf die Masse, das parallel 2
Zweigen zugeführt wird, wobei der erste Zweig aufeinanderfolgend eine
Phasenschiebkapazität C1 und einen Phasenschiebwiderstand R'1, und der zweite Zweig
aufeinanderfolgend einen Phasenschiebwiderstand R'2 und eine Phasenschiebkapazität C'2
enthält. In jedem der beiden Zweige ist das Phasenschiebnetz folglich vom Typ RC in
Serie. Es werden Ausgangsspannungen VD1 und VD2 an den Nahtstellen den Elementen
jedes Zweigs entnommen. Eine Schaltung dieses Typs weist den bedeutenden Fehler auf,
daß die Ausgangssignale VD1 und VD2, das eine in bezug auf das andere
phasenverschoben, eine Leistungsverstärkung unter hoher Eingangsimpedanz erfordern,
ohne die die Phasenverschiebung dieser Signale gestört wäre. In bezug auf den
Rauschabstand, den man so hoch wie möglich halten will, muß man folglich relativ
schwache Impedanzen in der Phasenschiebschaltung vorsehen, was die Verwendung von
relativ hoher Stromstärken erfordert. Doch am Ausgang muß ein Leistungsverstärker
zugefügt werden, ebenfalls hohen Verbrauchs, um den Rauschabstand in den vorgegebenen
Grenzen zu halten.
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Nach Fig. 3 dagegen liefert ein Signalgenerator IG in bezug auf die Masse
zwei zusätzliche Signale I1, I2, Signale, die jetzt im wesentlichen Stromsignale sind. Das
Signal I1 wird in einen Phasenschiebwiderstand Rd1 sowie in eine Phasenschiebkapazität
C1 abgegeben, wobei der Widerstand Rd1 zudem an einen Knoten A angeschlossen ist.
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Das Signal I2 dagegen wird in einen Phasenschiebwiderstand Rd2 sowie in
eine Phasenschiebkapazität C2 abgegeben, wobei der Widerstand Rd2 zudem an einen
Knoten B angeschlossen ist. Zwischen dem Knoten A und der Masse einerseits und dem
Knoten B und der Masse andererseits sind Ladewiderstände RL1 und RL2 eingefügt. Die
Kapazitäten C1 und C2 sind per Kreuzkopplung zwischen die Klemmen der Widerstände
Rd1 und Rd2 angeschlossen. Somit übernimmt die Schaltung der Fig. 3 das Prinzip des in
Fig. 1 beschriebenen Phasenschiebverstärkers. Im Idealfall müßten die Ladewiderstände
RL1 und RL2 einen Wert Null haben. In der Praxis reicht es, daß der Wert dieser
Ladewiderstände weit unter dem der Phasenschiebwiderstände Rd1 und Rd2 liegt. Die
Ausgangssignale VS1 und VS2, die respektive an den Knoten A und B auftreten, haben
jedoch eine um so geringere Spannung, je kleiner die Ladewiderstände RL1 und RL2 sind.
Bei erneuter Bezugnahme auf das Schema von Fig. 1 besteht diese Spannungsbegrenzung
aufgrund der vorhandenen, von den Transistoren T3 und T4 gebildeten Kaskodenstufe nicht
mehr.
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Dasselbe gilt, wenn die Kaskodenstufe durch Verstärker vom
Transimpedanztyp ersetzt werden, unabhängig ihrer Bauart.
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Die Ausgangssignale an den Klemmen 1 und 2 der Schaltung der Fig. 1
können spannungsverstärkt werden, indem man Widerstände RL1 und RL2 eines beliebig
hohen Werts wählt, der jedoch mit dem von der Stromquelle S abgegebenen Strom, dem
Wert Vcc, vereinbar ist und unter Berücksichtigung des für das differentiale Eingangssignal
I1, I2 vorgesehenen Drifts.
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Es ist allgemein bekannt, daß die Ausgangssignale Vd1 und Vd2 des
Phasenverschiebers der Fig. 2 untereinander eine Phasenverschiebung aufweisen, die von
der Frequenz und den Werten der Phasenschiebwiderstände und Phasenschiebkapazität
abhängt, wobei die Phasenverschiebung unter der Bedingung leicht festgestellt werden
kann, daß diese -Signale unter eine praktisch unendlichen oder auf jeden Fall sehr hohen
Impedanz vor der Impedanz der Elemente der Netze RC verwendet Werden.
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In der Phasenschiebschaltung der Fig. 3 bleiben die Ausgangssignale VS1
und VS2 gegenübergestellt und weisen in bezug auf die Phase der Eingangssignale I1 und
I2 eine identische Phasenverschiebung auf.
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Mit einer herkömmlichen mathematischen Analyse kann man zeigen, daß
der Wert der Phasenverschiebung (φ) der Signale VS1 und VS2 in bezug auf respektive I1
und I2 gleich:
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φ = - 2 Arctg(R.C. ω) ist,
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wenn der Wert der Widerstände Rd1 und Rd2 gleich ist, benannt R, ist der Wert der
Kapazitäten C1 und C2 gleich, benannt C, Ausdruck, in dem ω = 2πF, wobei F die
Frequenz des betrachteten Signals ist.
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Der Phasenschiebverstärker der Erfindung kann in zahlreichen
Anwendungen verwendet werden. Als Beispiel wird eine Anwendung im Empfangsteil
eines Hochfrequenz-Kommunikationsgeräts kurz hinsichtlich der Fig. 4 beschrieben.
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Fig. 4 zeigt sehr schematische einen Teil des Empfangsweges eines
Kommunikationsgeräts, das enthält, typischerweise, einen ersten Tiefpaßfilter 13, der die
Antennensignale AT für eine grobe Auswahl des zu empfangenden Frequenzbands erhält,
einen rauscharmen Verstärker 15 (LNA), einen zweiten Tiefpaßfilter 17, mit dem man
hauptsächlich versucht, eine Vorauswahl des (der) zu empfangenden Kanals (Kanäle)
vorzunehmen, unter möglichster Dämpfung der Spiegelfrequenz, d. h. der symmetrischen
Frequenz der zu empfangenden Frequenz in bezug auf die Frequenz eines lokalen
Oszillators LO. Das Signal dieses Oszillators LO wird per Multiplikation mit dem
Empfangssignal in einer Multiplikationsschaltung 19 zusammengeführt, an deren Ausgang
ein Zwischenfrequenzverstärker 21 (IF) angeordnet ist.
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Aus praktischen und wirtschaftlichen Gründen ist es wünschenswert, in ein
und dieselbe Halbleiterschaltung den auf der Figur mit einem gestrichelten Rahmen 25
umgebenen Teil zu integrieren, d. h. den rauscharmen Verstärker 15, den Tiefpaßfilter 17,
den lokalen Oszillator LO, die Multiplizierschaltung 19 und den
Zwischenfrequenzverstärker 21. Eine solche integrierte Schaltung 25 erhält folglich die
Antennensignale nach einem ersten Filter 13 und gibt an der Ausgangsklemme 23 ein
verstärktes Zwischenfrequenzsignal ab.
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Angesichts der an den Tiefpaßfilter 17 sehr besonderen geforderten
Merkmale befand sich dieser Filter meist außerhalb der integrierten Schaltung 25, wobei
dieser Filter dann z. B. nach einer sogenannten Oberflächenwellentechnik konstruiert wird,
was den Nachteil hoher Kosten und großer Abmessungen im Gerät ausweist. Eine zur
Integration mögliche Lösung besteht in der Verwendung einer anderen Technik, gründend
auf der Addition der Komponenten des zu filternden, um 90º phasenverschobenen Signals.
Eine solche Technik ist in ihrem Prinzip bekannt und wurde zur Unterdrückung der
Spiegelfrequenz, symmetrisch zu der zu empfangenden Frequenz in bezug auf die Frequenz
eines lokalen Oszillators bereits vorgeschlagen.
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Eine Spiegelfrequenzunterdrückung dieser Art wird z. B. in der Schaltung
mit der Referenz UAA2072 M, von der Firma Philips vermarktet, verwendet.
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Allerdings verwendet diese Schaltung das Prinzip der in Fig. 2
beschriebenen Phasenschiebschaltung, die den Nachteil eines hohen Stromverbrauchs wie
zuvor beschrieben aufweist, wobei der Verbrauch um so störender ist, wenn diese
Schaltung für ein tragbares Gerät vorgesehen wird, das mit Batterien arbeitet.
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Fig. 5 zeigt das Schema einer Zusammenführschaltung, das die einfache
Integration der Funktionen der Schaltung 25 der Fig. 4 mit einer Einsparung der Mittel in
bezug die Komponenten ermöglicht und mit dem Resultat einer wesentlichen Einsparung
der erforderlichen Stromversorgung.
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Man erkennt leicht auf der Fig. 5 einen ersten Phasenschiebverstärker,
gebildet aus den Transistoren T11, T12, die Stromquelle 51, die Phasenschiebwiderstände
R11, R12, die Phasenschiebkapazitäten C11, C12, eine aus den Transistoren T31, T32
gebildete Kaskodenstufe und zwei Ladewiderstände RL1, RL2. Der zweite
Phasenschiebverstärker wird aus den Eingangstransistoren T21, T22, der Stromquelle 52,
den Phasenschiebwiderständen R21, R22, den Phasenschiebkapazitäten C21, C22 und
einem Kaskoden-Transistorpaar T41, T42 gebildet, wobei der Kollektor dieser Transistoren
an dieselben Ladewiderstände RL1, RL2 gekoppelt ist und die beiden
Phasenschiebverstärker folglich eine Signalzusammenführung in diese gemeinsamen
Widerstände vornehmen. Die Kaskodenstufen des ersten und zweiten
Phasenschiebverstärkers haben ihre Basen zusammengeschaltet und werden an ein
Referenzpotential Vref gebracht. Dem differentialen Paar der aus den Transistoren T11 und
T12 gebildeten Eingangstransistoren werden respektive ein Signal I und ein Signal
zugeführt, die sich gegenseitig ergänzen und in bezug auf ein vorverstärktes Eingangssignal
um 45º phasenverschoben sind. Den Basen des differentialen Paars der aus den
Transistoren T21 und T22 gebildeten Eingangstransistoren werden respektive die sich
ergänzenden Signale und Q zugeführt, wobei das Signal Q in bezug auf das
vorverstärkte Eingangssignal um 135º phasenverschoben ist. Das dem Eingangssignal I
entsprechende verstärkte und phasenverschobene Stromsignal wird dem Ladewiderstand
RL1 zugeführt, so wie das dem Eingangssignal entsprechende verstärkte und
phasenverschobene Signal. Dementsprechend wird das dem Eingangssignal Q
entsprechende verstärkte und phasenverschobene Signal dem Ladewiderstand RL2
zugeführt, so wie das dem Eingangssignal entsprechende verstärkte und
phasenverschobene Signal.
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Die auf Fig. 5 dargestellte Figur führt folglich eine Verstärkung der
Eingangssignale und nach Phasenverschiebung eine Zusammenführung an zwei
Ladewiderstände RL1 und RL2 durch und bringt an den Klemmen 51 und 52, an die
Ladewiderstände RL1 und RL2 angeschlossen, ein differentiales Ausgangssignal VS,
zum Vorschein. Selbstverständlich steht fest, daß auch der umgekehrte Anschluß der
Ausgänge der Phasenschiebverstärker an die Ladewiderstände RL1 und RL2 möglich ist,
und dies unter Berücksichtigung der Verwendungsbedingungen.
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Das Schema der Fig. 5 zeigt zugleich eine vorteilhafte
Durchführungsvariante, die darin besteht, es zu ermöglichen, den Phasenschiebwert jedes
Phasenschiebverstärkers mittels zusätzlicher Widerstände RA anzupassen, beliebig parallel
zu den Phasenschiebwiderständen R11, R12, R21, R22 anschließbar, mittels Transistoren
Tx als Unterbrecher, wobei die Transistoren des Typs Feldeffekttransistoren MOS sind.
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Aus Gründen der Klarheit wurde auf Fig. 5 ein einziger zusätzlicher
Widerstand RA parallel zu jedem Phasenschiebwiderstand dargestellt, doch es ist deutlich,
daß leicht mehrere Widerstände vorgesehen werden können, einzeln oder in Gruppen
mittels Unterbrechertransistoren anschließbar, die jeweils eine geeignete Schaltsteuerung
erhalten. Diese Möglichkeit wurde auf der Figur mit den gestrichelten Verlängerungen der
zu den Phasenschiebverstärkern führenden Anschlüsse dargestellt.
Für mehr Details in bezug auf das Unterdrückungsprinzip der Spiegelfrequenz in einem
Empfangsgerät kann man sich auf den Artikel "Microwave mixers" von S.A. MAAS
beziehen, veröffentlicht von Arteck House Inc., Norwood MA, USA - 1993 - International
Standard Book Nr. 0 89006-605-1, S. 279 bis 285, diesem Antrag als Referenz
eingegliedert.
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Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die zuvor beschriebenen Beispiele.
Zuerst versteht ein Fachmann leicht, daß eine Kaskodenschaltung aufgrund ihrer
Einfachheit besonders dafür geeignet ist, eine Verstärkung vom Transimpedanztyp für den
Phasenschiebverstärker nach der Erfindung zu liefern, doch daß sie durch jede andere
bekannte, dieselbe Funktion vom Transimpedanztyp erfüllende Schaltung ohne
bemerkenswert unterschiedliches Ergebnis ersetzt werden kann.
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Andererseits können die verwendeten Transistortypen ausgetauscht werden,
besonders in bezug auf die Polarität und die Art, bipolar oder mit Feldeffekt. Man bemerke
auch in bezug auf die Kaskodenstufe, gebildet von den Transistoren T3 und T4 der Fig. 1
oder den Transistoren T31, T32, T41, T42 der Fig. 5, daß sie als vom selben Typ wie die
Transistoren des differentialen Eingangspaars der Phasenschiebverstärker beschrieben
wurden. Allerdings kann nach einer nicht dargestellten Variante ebenfalls eine sogenannte
"umgekehrte" Kaskodenstufe verwendet werden, indem die betreffenden Transistoren
durch Transistoren umgekehrter Polarität ausgetauscht werden, damit die Ladewiderstände
an einem Ende an die Referenzspannung (Masse) angeschlossen sind, die Emitter dieser
Transistoren einerseits an die Knoten A, B (A', B') gekoppelt sind und andererseits einen
Strom von der Stromversorgungsklemmen Vcc über geeignete Stromquellen erhalten.