FI107657B - Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi - Google Patents

Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi Download PDF

Info

Publication number
FI107657B
FI107657B FI980546A FI980546A FI107657B FI 107657 B FI107657 B FI 107657B FI 980546 A FI980546 A FI 980546A FI 980546 A FI980546 A FI 980546A FI 107657 B FI107657 B FI 107657B
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
transistor
input
differential
active component
base
Prior art date
Application number
FI980546A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI980546A (fi
FI980546A0 (fi
Inventor
Simo Murtojaervi
Original Assignee
Nokia Mobile Phones Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Mobile Phones Ltd filed Critical Nokia Mobile Phones Ltd
Priority to FI980546A priority Critical patent/FI107657B/fi
Publication of FI980546A0 publication Critical patent/FI980546A0/fi
Priority to US09/265,165 priority patent/US6259312B1/en
Priority to EP99660042A priority patent/EP0942526B1/en
Priority to DE69928851T priority patent/DE69928851T2/de
Publication of FI980546A publication Critical patent/FI980546A/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI107657B publication Critical patent/FI107657B/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0043—Bias and operating point
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

107657
Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi -Koppling för att reglera impedansen i en differential aktivkomponent 5 Keksintö liittyy sellaisten aktiivikomponenttien tuloimpedanssin säätämiseen, joilla on differentiaalitulo. Tyypillisiä tällaisia aktiivikomponentteja ovat eräät vahvistimet ja sekoittunet, joita käytetään radiolaitteen radiotaajuus-ja välitaajuusosissa.
Radiolaitteiden aktiivikomponentit, kuten vahvistimet ja sekoittunet, toteutetaan 10 varsinkin mikropiirirakenteissa usein differentiaalisina, mikä tarkoittaa, että aktiivi-komponentilla on kaksi tuloa ja kaksi lähtöä, jolloin tulosignaali on kahden tulon välinen muuttuva jännite ja lähtösignaali on kahden lähdön välinen muuttuva jännite. Differentiaalikomponentin vaihtoehto on yksituloinen ja -lähiöinen komponentti, jossa tulosignaali on tulon ja kiinteän maapotentiaalin välinen muuttuva jännite ja 15 lähtösignaali on lähdön ja kiinteän maapotentiaalin välinen muuttuva jännite. Diffe-rentiaalirakenteen etuna on etenkin se, että valmistusprosessista aiheutuva vaihtelu komponenttien suoritusarvoissa on vähäisempää. Differentiaalista aktiivikompo-nenttia voi signaalin kulkusuunnassa edeltää esimerkiksi balun-kytkentä, vahvistin, suodatin tai sekoitin.
20
Kuva 1 esittää tyypillistä tekniikan tason mukaista differentiaalivahvistinta 100, jos- ··· sa on erotuskondensaattoreilla varustetut tulot RF+ ja RF- sekä lähdöt OUTI ja • · · · : OUT2. Vahvistavina komponentteina on kaksi transistoria Q1 ja Q2, joiden kollek- • · · · .···. toreille tuodaan positiivinen käyttöjännite Vcc kollektorivastusten RC kautta ja joi- .·!·. 25 den emitterit on kytketty emitterivastusten RE ja vakio virtalähteen Idiff kautta maa- • · · !.! potentiaaliin. Transistoreiden Q1 ja Q2 biasoimiseksi oikeaan toimintapisteeseen ’·* * kummankin kannalle johdetaan tulosignaalin lisäksi biasjännite Vb biasointivastus- ten Rb kautta. Lähtösignaali otetaan transistorien Q1 ja Q2 kollektoreilta.
• · # • ♦ · • · • · · 30 Kuvan 1 mukaisen vahvistimen käytön kannalta ongelmaksi muodostuu sen tuloim- - pedanssi. Vahvistinta edeltää signaalitiellä tavallisimmin suodatin (ei esitetty kuvas- .···. sa), jolla voi olla suoraan differentiaalinen lähtö tai jonka ei-differentiaalinen lähtö - kahdennetaan ns. balunilla ennen sen kytkemistä vahvistimen tuloihin. Suodattimen • · · · · * * taajuusvaste riippuu sen komponentin tuloimpedanssista, johon signaali suodatti- 35 mesta johdetaan. Kuvassa 1 esitetyn vahvistimen tuloimpedanssi on sellaisenaan hyvin suuri eli megaohmien luokkaa. Jotta suodattimen ja sen kanssa sarjaan kytkettävän vahvistimen muodostama kytkentä toimisi oikein, vahvistimen tuloimpedanssi on sovitettava arvoon, joka on joitakin kymmeniä tai korkeintaan satoja ohmeja.
2 107657
Eräänlaiseksi RF-komponenttien välisten impedanssien standardiarvoksi on vakiintunut 50 ohmia, mutta suodattimen rakenteen yksityiskohdista riippuen vahvistimen tuloimpedanssin sopiva arvo voi olla myös esimerkiksi 100 tai 200 ohmia.
5 Eräs yksinkertainen keino kuvan 1 mukaisen vahvistimen tuloimpedanssin sovittamiseksi arvoon 200 ohmia on valita kummankin biasointivastuksen Rb arvoksi 100 ohmia. Toinen käytetty keino kuvan 1 mukaisen vahvistimen tuloimpedanssin sovittamiseksi on kytkeä tulojen RF+ja RF- väliin vastus, jonka resistanssi on yhtä suuri kuin haluttu tuloimpedanssi. Näiden ratkaisujen haittapuolena on vahvistimen kohi-10 naominaisuuksien huononeminen.
Kuva 2 esittää erästä kehittyneempää ratkaisua, ns. kollektoripuolen takaisinkytken-tää. Siinä kummankin vahvistintransistorin Q1 ja Q2 kollektorilta otettu signaali johdetaan lisätransistorin Q3 tai Q4 kannalle ja signaali vahvistimen lähtöihin 15 OUTI ja OUT2 otetaan transistorien Q3 ja Q4 emittereiltä. Transistorit Q3 ja Q4 saavat käyttöjännitteensä yhteisestä käyttöjännitelähteestä Vcc ja kummankin niistä emitteri on kytketty oman vakiovirtalähteensä Idiff3 ja Idiff4 kautta maapotentiaa-liin. Transistorin Q3 emitteriltä on takaisinkytkentävastuksen Rfb ja erotuskonden-saattorin kautta yhteys transistorin Q2 kannalle ja transistorin Q4 emitteriltä on sa-20 manlainen yhteys transistorin Q1 kannalle. Tuloimpedanssiin Voidaan vaikuttaa va-litsemalla takaisinkytkentävastusten Rfb arvot sopivasti. Kuvan 2 mukaisella kyt-·:· kennällä on yleensä riittävän suuri vahvistus ja kohtalaisen hyvät kohinaominaisuu- • det, mutta huono paluusuunnan erotus (engl. reverse isolation). Viimeksi mainittu • · · · .···. epäedullinen ominaisuus tarkoittaa, että jos vahvistimen lähtöön kytkeytyy ei- .v. 25 toivottuja oskillaatioita esimerkisi vahvistimen kanssa sarjaan kytketystä sekoitti- • · · mesta (ei esitetty kuvassa), ne etenevät suhteellisen helposti vahvistimen läpi sig- • · · ‘ naalin kulkuun nähden vastakkaiseen suuntaan ja saattavat kytkeytyä vahvistimen tulosta muualle radiolaitteeseen (esimerkiksi antenniin) aiheuttaen häiriöitä.
• · · • · · • · • · · : 30 Kuva 3 esittää toista tekniikan tason mukaista tapaa vahvistimen tuloimpedanssin ·*.*; säätämiseksi. Kytkentä on muuten samanlainen kuin kuvassa 1, mutta tulosignaalia • · .···. ei johdeta tuloista RF+ ja RF- transistorien Q1 ja Q2 kannoille vaan emittereille ja • \ transistorien Q1 ja Q2 kannat on kytketty yhteen, jolloin biasointi voidaan tehdä yh- ’ ‘ dellä biasointivastuksella Rb. Radiotaajuuksien kannalta transistorien Q1 ja Q2 kan- *·’*· 35 nat on kytketty erotuskondensaattorin kautta maapotentiaaliin. Tuloimpedanssi mää räytyy pääasiassa sarjavastusten Rin arvosta. Kuvan 3 mukainen kytkentä soveltuu vain hyvin pienille tuloimpedanssin arvoille, koska sen vahvistuskerroin G jää aina pienemmäksi kuin kollektorivastusten RC ja sarjavastusten Rin resistanssien suhde 3 107657 eli G < RC/Rin. Suuremmilla tuloimpedanssin arvoilla kuvan 3 mukainen kytkentä ei vahvista signaalia riittävästi.
Keksinnön tavoitteena on esittää kytkentä, jolla saavutetaan haluttu differentiaalisen 5 aktiivikomponentin tuloimpedanssi ilman, että samalla huononnetaan kohtuuttomasti muita ominaisuuksia, kuten paluusuunnan erotusta, vahvistuskerrointa, kohi-naominaisuuksia ja tehonkulutusta.
Keksinnön tavoitteet saavutetaan muodostamalla ristikkäinen takaisinkytkentä diffe-10 rentiaalitransistoriparin transistorien välille.
Keksinnön mukaiselle differentiaaliselle aktiivikomponentille, joka käsittää ensimmäisen transistorin ja toisen transistorin ja jonka differentiaalinen tulo käsittää ensimmäisen tulon ja toisen tulon, joista ensimmäinen tulo on kytketty ensimmäisen 15 transistorin kannalle ja toinen tulo on kytketty toisen transistorin kannalle, on tunnusomaista, että ensimmäisen transistorin ja toisen transistorin välillä on ristikkäinen takaisinkytkentä siten, että - ensimmäisen transistorin muodostaman ensimmäisen tuloasteen sellaisesta vaihetta kääntämättömästä haarasta, joka on muu kuin se, johon ensimmäinen tulo on kytket- 20 ty, on takaisinkytkentä toiseen tuloon, ja - toisen transistorin muodostaman toisen tuloasteen sellaisesta vaihetta kääntämät- . .·. tömästä haarasta, joka on muu kuin se, johon toinen tulo on kytketty, on takaisinkyt- kentä ensimmäiseen tuloon.
• · · · • · t · · *".* 25 Keksintö kohdistuu myös radiolaitteeseen, joka käsittää ainakin yhden differentiaa- • · *;·;* lisen aktiivikomponentin ja sitä signaalin kulkusuunnassa edeltävän komponentin, » · · *·|·* jonka differentiaalisella lähdöllä on tietty lähtöimpedanssi. Keksinnön mukaiselle : radiolaitteelle on tunnusomaista, että - differentiaalinen aktiivikomponentti on differentiaalivahvistin tai sekoitin ja 30 - differentiaalisen aktiivikomponentin tuloimpedanssin sovittamiseksi vastaamaan „ sitä signaalin kulkusuunnassa edeltävän komponentin lähtöimpedanssia ensimmäi- < sen transistorin ja toisen transistorin välillä on ristikkäinen takaisinkytkentä.
• · · • · · IM • · *···* Keksinnössä hyödynnetään sitä, että signaali on differentiaalitransistoriparin en- : 35 simmäisessä transistorissa vaiheeltaan vastakkainen toiseen transistoriin nähden.
• M ♦ ·;··· Differentiaalitransistoriparin ensimmäisen transistorin kanta yhdistetään takaisin- kytkentävastuksen kautta toisen transistorin emitteriin ja toisen transistorin kanta yhdistetään vastaavasti takaisinkytkentävastuksen kautta ensimmäisen transistorin 4 107657 emitteriin. Takaisinkytkentävastusten arvot määräävät kytkennän tuloimpedanssin. Vahvistus saadaan suureksi, koska se ei riipu samoista vastusarvoista kuin tuloim-pedanssi vaan se voidaan valita differentiaalitransistoriparin kollektori- ja emitteri-vastusten arvoilla. Kohinaominaisuuksien kannalta keksinnössä on edullista, että 5 tuloimpedanssin sovitusvastusten kautta kulkeva signaalitaajuinen virta summautuu lähtöön eikä kulu hukkaan sovitusvastuksessa kuten sellaisissa ratkaisuissa, joissa sovitusvastus on kytketty suoraan tulojen väliin. Paluusuuntainen erotus on hyvä, koska lähdön ja tulon välillä ei ole samanlaista oikotietä kuin kuvan 2 esittämässä ratkaisussa.
10
Seuraavassa selostetaan keksintöä yksityiskohtaisemmin viitaten esimerkkinä esitettyihin edullisiin suoritusmuotoihin ja oheisiin kuviin, joissa kuva 1 esittää differentiaalivahvistimen peruskytkentää, 15 kuva 2 esittää erästä tunnettua tapaa tuloimpedanssin säätämiseksi, kuva 3 esittää erästä toista tunnettua tapaa tuloimpedanssin säätämiseksi, kuva 4 esittää erästä keksinnön mukaista vahvistinta, kuva 5 esittää erästä keksinnön mukaista sekoitinta ja kuva 6 esittää keksinnön esimerkinomaista sijoittumista radiolaitteessa.
20
Edellä tekniikan tason selostuksen yhteydessä on viitattu kuviin 1-3, joten seuraa-. vassa keksinnön ja sen edullisten suoritusmuotojen selostuksessa viitataan lähinnä ”·. kuviin 4-6. Kuvissa käytetään toisiaan vastaavista osista samoja viitenumerolta.
• ·· · • · • · · *”.* 25 Kuvassa 4 on esitetty differentiaalinen vahvistin 400, jonka eräät osat ovat saman- • · *···’ laisia kuin kuvan 1 esittämässä tekniikan tason mukaisessa vahvistimessa 100.
• · • · · *·*·’ Vahvistimessa 400 on erotuskondensaattoreilla varustetut tulot RF+ ja RF- sekä • · · · lähdöt OUTI ja OUT2. Vahvistavina komponentteina on kaksi transistoria Q1 ja Q2, joiden kollektoreille tuodaan positiivinen käyttöjännite Vcc kollektorivastusten :T: 30 RC kautta ja joiden emitterit on kytketty emitterivastusten RE ja vakiovirtalähteen :T: Idiff kautta maapotentiaaliin. Transistorit Q1 ja Q2 voivat tässä kuten muuallakin tämän patenttihakemuksen esittämissä kytkennöissä olla bipolaaritransistoreja, kali;’ navatransistoreja eli FETtejä (Field Effect Transistor), GaAs-FETtejä (Gallium Ar- • · *·;·* senide FET), HBT:itä (Heterojunction Bipolar Transistor), HEMT:ejä (High Elec- 35 tron Mobility Transistor) tai vastaavia tai näiden darlington-kytkentöjä. Transisto-·:··· reiden Q1 ja Q2 biasoimiseksi oikeaan toimintapisteeseen kummankin kannalle joh detaan tulosignaalin lisäksi biasjännite Vb biasointivastusten Rb kautta. Lähtösig-naali otetaan transistorien Q1 ja Q2 kollektorilta.
5 107657
Keksinnön mukaisesti transistorin Q1 emitted on kytketty takaisinkytkentävastuksen Rfb’ ja erotuskondensaattorin Cfb’ kautta transistorin Q2 kannalle ja vastaavasti transistorin Q2 emitteri on kytketty takaisinkytkentävastuksen Rfb’ ja erotuskonden-5 saattorin Cfb’ kautta transistorin Q1 kannalle. Tuloimpedanssimielessä takaisinkyt-kentävastukset Rfb’ on sijoitettu samalla tavalla kuin sarjavastukset Rin kuvan 3 esittämässä ratkaisussa. Differentiaalitransistoriparissa ensimmäisen ja toisen transistorin näkemän signaalin välillä on kuitenkin 180 asteen suuruinen vaihe-ero, joten saman tuloimpedanssin saavuttamiseksi vastusten Rfb’ on kuvan 4 esittämässä kyt-10 kennässä oltava arvoltaan kaksinkertaiset kuvan 3 esittämien vastusten Rin arvoon nähden (kuvassa 4 kummankin vastuksen Rfb’ puolivälissä on ’’virtuaalimaa”). Kuvassa 4 esitetyn differentiaalivahvistimen vahvistuskerroin määräytyy suhteesta RC/RE. Kohinaluvun kannalta on edullista se, että vastusten Rfb’ kautta kulkeva signaalitaajuinen virta summautuu vahvistimen lähtöön. Paluusuuntaisen erotuksen 15 kannalta kuvan 4 esittämä kytkentä on samaa luokkaa kuin kuvan 1 esittämä tunnettu kytkentä.
Alan ammattimiehelle on selvää, että kuvan 4 esittämässä kytkennässä tulot voidaan kytkeä myös takaisinkytkentävastuksen Rfb’ ja erotuskondensaattorin Cfb’ väliin, 20 mikä on esitetty kuvassa 4 katkoviivoilla. Signaalitaajuudella erotuskondensaattori
Cfb’ on käytännöllisesti katsoen oikosulku, joten takaisinkytkentävastuksen Rfb’ ja . .·. erotuskondensaattorin Cfb’ välinen piste on signaalin kannalta samanarvoinen tran- ”· sistorin kannan kanssa. Erotuskondensaattoreita tuloissa ei tarvita, mikäli tuloihin kytkettävä komponentti on tasajännitteen suhteen kelluva ja jos se on biasoinnin ·*;.* 25 kannalta sopivassa potentiaalissa; jälkimmäisessä tapauksessa myös biasointivastuk- ♦ · *;*f set Rb ovat tarpeettomia.
• · · • · · • · • ·· ; Haluttu vahvistuskertoimen, kohinaluvun ja tuloimpedanssin yhdistelmä saadaan valitsemalla kuvan 4 esittämässä kytkennässä vastusten RC, RE ja Rfb’ arvot sekä :T: 30 vakiovirtalähteen Idiff virta ja käyttö- ja biasjännitteen Vcc ja Vb suuruus sopiviksi _ :*♦*: esimerkiksi kokeilemalla. Vastusten Rfb’ kanssa sarjaan kytketyt erotuskondensaat- « *. torit eivät ole välttämättömiä, jos transistorien Q1 ja Q2 biasointi voidaan muulla lii tavoin saada oikeaksi. Vastusten Rfb’ asemesta voidaan käyttää jotain muita kom- • ♦ *♦♦♦’ ponentteja, joiden impedanssi koostuu käytössä olevilla taajuuksilla oleellisesti pel- : 35 kästä resistanssista. Induktiivinen tai kapasitiivinen reaktanssi differentiaalitransis- ·;♦·· toriparin välisessä takaisinkytkennässä aiheuttaisi sen, että vahvistimen tuloimpe- danssi olisi voimakkaasti riippuvainen taajuudesta.
6 107657
Kuva 5 esittää keksinnön mukaista sekoitinta 500, joka on tarkoitettu radiotaajuisen signaalin sekoittamiseen välitaajuudelle. Kuvan alaosa muistuttaa piiritopologialtaan keksinnön mukaista vahvistinta. Radiotaajuinen tulosignaali johdetaan tulojen RF+ ja RF- kautta transistorien Q1 ja Q2 kannoille ja keksinnön mukaisten ristikkäisten 5 takaisinkytkentöjen Rfb’ kautta myös transistorien emittereille, joita yhdistää maa-potentiaaliin vakiovirtalähde Idiff. Transistorien Q1 ja Q2 biasointi tapahtuu tavalliseen tapaan biasjännitteellä VbiasRF vastusten Rbl kautta. Kummankin transistorin Q1 ja Q2 kollektori on kytketty oman differentiaalitransistoriparinsa Q5/Q6 ja Q7/Q8 emittereihin. Paikallisoskillaattorisignaali johdetaan tulojen LO+ ja LO- ja 10 niihin liittyvien erotuskondensaattorien kautta differentiaalitransistoriparien kannoille siten, että tulo LO+ on yhteydessä transistorien Q6 ja Q7 kantaan ja tulo LO- on yhteydessä transistorien Q5 ja Q8 kantaan. Differentiaalitransistoriparien biasointi tapahtuu biasjännitteellä VbiasLO vastusten Rb2 kautta. Käyttöjännite Vcc johdetaan vastusten RC kautta kaikkien transistorien Q5-Q8 kollektoreille. Lähtösignaali 15 johdetaan lähtöihin IFOUT+ ja IFOUT- siten, että transistorien Q5 ja Q7 kollekto-reilta otetaan signaali lähtöön IFOUT+ ja transistorien Q6 ja Q8 kollektoreilta otetaan signaali lähtöön IFOUT-.
Kuvan 5 esittämässä sekoittimessa differentiaalisen RF-tulon tuloimpedanssi mää-20 räytyy keksinnön mukaisella tavalla vastusten Rfb’ arvoista samaan tapaan kuin kuvassa 4 esitetyn keksinnön mukaisen vahvistimen tuloimpedanssi. Tulot voidaan . kytkeä myös takaisinkytkentävastusten Rfb’ ja niihin liittyvien erotuskondensaatto- *.·. reiden Cfb’ väliin, mikä on esitetty katkoviivoilla.
• · · · • · • t « *ΙΓ.: 25 Kuva 6 esittää osaa radiolaitteesta, jossa on antenni ANT ja siihen liitetty dupleksi- suodatin DPLX, jonka tehtävä on ohjata antennin vastaanottamat vastaanottotaajui- • · * ·' · * set signaalit radiolaitteen vastaanottohaaraan j a radiolaitteen lähetyshaaran tuottamat • * · v ; lähetystaajuiset signaalit antenniin. Radiolaitteen lähetyshaara voi olla tekniikan ta son mukainen ja sitä edustaa kuvassa vain tehovahvistin PA, johon oikealta tuleva :T: 30 katkoviiva kuvaa kaikkia tunnettuja radiolaitteen lähetyshaaran muita osia. Vas-
taanottohaarassa ensimmäinen komponentti on pienikohinainen etuvahvistin LNA
^ (engl. Low Noise Amplifier), joka on kuvan esittämässä suoritusmuodossa sinänsä • · · ;;; tekniikan tason mukainen. Sen lähtö voi olla yksinapainen tai differentiaalinen, mitä • · *·;·’ kuvassa edustaa katkoviivalla piirretty toinen yhteys LNA:ta seuraavaan suodatti- : 35 meen. Kuvassa on oletettu, että suodattimen 601 lähtö on differentiaalinen, jolloin ·:··: sitä seuraava vahvistin 602 voi olla keksinnön mukainen vahvistin. Samaten sekoitin 603, jolla vastaanottohaarassa etenevä radiotaajuinen signaali sekoitetaan paikal-lisoskillaattorin LO määräämälle välitaajuudelle, voi olla keksinnön mukainen se- 7 107657 koitin. Sekoittimesta 603 välitaajuinen signaali johdetaan sinänsä tunnettuihin radiolaitteen vastaanottohaaran muihin osiin, mitä kuvassa esittävät oikealle jatkuvat katkoviivat.
5 Kuva 6 ei rajoita keksinnön soveltamista radiolaitteessa, vaan keksintöä voidaan soveltaa myös radiolaitteen muissa osissa, joissa tietyllä aktiivikomponentilla on differentiaalinen tulo. Keksinnön ansiosta radiolaitteessa ei tarvitse käyttää erillisiä im-pedanssisovituskytkentöjä differentiaalisen aktiivikomponentin ja sitä edeltävän komponentin välillä, mikä säästää tilaa ja valmistuskustannuksia. Lisäksi keksinnön 10 ansiosta radiolaitteen kohinaominaisuudet ovat paremmat ja virrankulutus pienempi kuin tekniikan tason mukaisissa radiolaitteissa.
• · · • · · • · · • · · « • · · · • · • · · • · * • · · · • · · • · • · • · · • · • · · • · · • · • · · • · · • · · ♦ • · · • · · • · · • · · • · · V · · · • · · • · · • · · >. · · · • · • · • · * • · • · · • · · • · · · « ·

Claims (10)

107657
1. Radiolaitteen differentiaalinen aktiivikomponentti (400, 500), joka käsittää ensimmäisen transistorin (Ql) ja toisen transistorin (Q2) ja jonka differentiaalinen 5 tulo käsittää ensimmäisen tulon (RF+) ja toisen tulon (RF-), joista ensimmäinen tulo on signaalitaajuudella kytketty ensimmäisen transistorin (Ql) kannalle ja toinen tulo on signaalitaajuudella kytketty toisen transistorin (Q2) kannalle, tunnettu siitä, että ensimmäisen transistorin (Ql) ja toisen transistorin (Q2) välillä on ristikkäinen takaisinkytkentä (Rfb’) siten, että 10. ensimmäisen transistorin muodostaman ensimmäisen tuloasteen sellaisesta vaihetta kääntämättömästä haarasta, joka on muu kuin se, johon ensimmäinen tulo on kytketty, on takaisinkytkentä toiseen tuloon, ja - toisen transistorin muodostaman toisen tuloasteen sellaisesta vaihetta kääntämättömästä haarasta, joka on muu kuin se, johon toinen tulo on kytketty, on takaisinkyt-15 kentä ensimmäiseen tuloon.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen aktiivikomponentti, tunnettu siitä, että ensimmäisen transistorin (Ql) emitteri on kytketty toisen transistorin (Q2) kannalle ja toisen transistorin (Q2) emitteri on kytketty ensimmäisen transistorin (Ql) kannalle. 20
3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen aktiivikomponentti, tunnettu siitä, että en- . .·. simmäisen transistorin (Ql) emitterin ja toisen transistorin (Q2) kannan välinen kyt- kentä käsittää ensimmäisen vastuksen (Rfb’), ja toisen transistorin (Q2) emitterin ja Y” ensimmäisen transistorin (Ql) kannan välinen kytkentä käsittää toisen vastuksen '11.' 25 (Rfb’), jonka resistanssi on yhtä suuri kuin ensimmäisen vastuksen resistanssi.
• · • · • · · • · • · · *·*·’ 4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen aktiivikomponentti, tunnettu siitä, että en- ··· : simmäisen transistorin (Ql) emitterin ja toisen transistorin (Q2) kannan välinen kyt kentä käsittää lisäksi ensimmäisen kondensaattorin, joka on kytketty sarjaan ensim-30 mäisen vastuksen (Rfb’) kanssa, ja toisen transistorin (Q2) emitterin ja ensimmäisen transistorin (Ql) kannan välinen kytkentä käsittää lisäksi toisen kondensaattorin, jo- \ ka on kytketty sarjaan toisen vastuksen (Rfb’) kanssa. • · · • · · 1 • ·
5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen aktiivikomponentti, tunnettu siitä, että se on 35 vahvistin (400). ♦ «
6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen aktiivikomponentti, tunnettu siitä, että se on sekoitin (500). 107657
7. Radiolaite (600), joka käsittää - differentiaalisen aktiivikomponentin (602; 603), joka käsittää ensimmäisen transistorin ja toisen transistorin ja jonka differentiaalinen tulo käsittää ensimmäisen tulon 5 ja toisen tulon, joista ensimmäinen tulo on kytketty ensimmäisen transistorin kannalle ja toinen tulo on kytketty toisen transistorin kannalle, ja - differentiaalista aktiivikomponenttia signaalin kulkusuunnassa edeltävän komponentin (601; 602), jonka differentiaalisella lähdöllä on tietty lähtöimpedanssi, tunnettu siitä, että 10. differentiaalinen aktiivikomponentti on differentiaalivahvistin tai sekoitin ja - differentiaalisen aktiivikomponentin (602; 603) tuloimpedanssin sovittamiseksi vastaamaan sitä signaalin kulkusuunnassa edeltävän komponentin (601; 602) läh-töimpedanssia ensimmäisen transistorin ja toisen transistorin välillä on ristikkäinen takaisinkytkentä. 15
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen radiolaite, tunnettu siitä, että ristikkäisen takaisinkytkennän muodostamiseksi ensimmäisen transistorin emitteri on kytketty toisen transistorin kannalle ja toisen transistorin emitteri on kytketty ensimmäisen transistorin kannalle. 20
9. Patenttivaatimuksen 7 mukainen radiolaite, tunnettu siitä, että differentiaali- . nen aktiivikomponentti on vahvistin (602) ja sitä signaalin kulkusuunnassa edeltävä komponentti on suodatin (601). • ·· · • · • · · ***.' 25
10. Patenttivaatimuksen 7 mukainen radiolaite, tunnettu siitä, että differentiaali- • · *;·;1 2 3 nen aktiivikomponentti on sekoitin (603) ja sitä signaalin kulkusuunnassa edeltävä • · · *·1·1 komponentti on vahvistin (602). ··· • · · • φ · »·· • · · • · · ··· • · · • · · * · m • · · • · · ··« ··· *· · · • · • · · • · · • · · 2 • · · 3 · 107657
FI980546A 1998-03-11 1998-03-11 Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi FI107657B (fi)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI980546A FI107657B (fi) 1998-03-11 1998-03-11 Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi
US09/265,165 US6259312B1 (en) 1998-03-11 1999-03-09 Circuit arrangement for adjusting the impedance of a differential active component
EP99660042A EP0942526B1 (en) 1998-03-11 1999-03-10 Circuit arrangement for adjusting the impedance of a differential active component
DE69928851T DE69928851T2 (de) 1998-03-11 1999-03-10 Schaltungsanordnung für Impedanzanpassung eines differenzaktiven Bauteils

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI980546A FI107657B (fi) 1998-03-11 1998-03-11 Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi
FI980546 1998-03-11

Publications (3)

Publication Number Publication Date
FI980546A0 FI980546A0 (fi) 1998-03-11
FI980546A FI980546A (fi) 1999-09-12
FI107657B true FI107657B (fi) 2001-09-14

Family

ID=8551219

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI980546A FI107657B (fi) 1998-03-11 1998-03-11 Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6259312B1 (fi)
EP (1) EP0942526B1 (fi)
DE (1) DE69928851T2 (fi)
FI (1) FI107657B (fi)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6897697B2 (en) * 1999-06-28 2005-05-24 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS circuit using higher voltage supply in low voltage CMOS process
US6424194B1 (en) 1999-06-28 2002-07-23 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS logic family
US6340899B1 (en) 2000-02-24 2002-01-22 Broadcom Corporation Current-controlled CMOS circuits with inductive broadbanding
JP3372923B2 (ja) * 2000-02-25 2003-02-04 エヌイーシーマイクロシステム株式会社 半導体集積回路
US6871057B2 (en) * 2000-03-08 2005-03-22 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Mixer circuit
AU2001266763A1 (en) * 2000-06-13 2001-12-24 California Institute Of Technology Mode translating waveguide adapter for a quasi-optic grid array
FR2814607B1 (fr) * 2000-09-26 2003-02-07 St Microelectronics Sa Polarisation d'un melangeur
US6404281B1 (en) * 2000-11-14 2002-06-11 Sirenza Microdevices, Inc. Wide dynamic range transimpedance amplifier
WO2002058228A1 (en) * 2001-01-18 2002-07-25 Koninklijke Philips Electronics N.V. Rf circuit with capacitive active impedance
US7239636B2 (en) 2001-07-23 2007-07-03 Broadcom Corporation Multiple virtual channels for use in network devices
EP1296446A1 (fr) 2001-09-25 2003-03-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit de conversion linéaire de puissance
US7295555B2 (en) 2002-03-08 2007-11-13 Broadcom Corporation System and method for identifying upper layer protocol message boundaries
US7054609B2 (en) * 2002-04-04 2006-05-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Linearity improvement of Gilbert mixers
US7672659B2 (en) 2002-04-04 2010-03-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Mixer with feedback
US7411959B2 (en) 2002-08-30 2008-08-12 Broadcom Corporation System and method for handling out-of-order frames
US7934021B2 (en) 2002-08-29 2011-04-26 Broadcom Corporation System and method for network interfacing
US7346701B2 (en) 2002-08-30 2008-03-18 Broadcom Corporation System and method for TCP offload
US8180928B2 (en) 2002-08-30 2012-05-15 Broadcom Corporation Method and system for supporting read operations with CRC for iSCSI and iSCSI chimney
US7313623B2 (en) 2002-08-30 2007-12-25 Broadcom Corporation System and method for TCP/IP offload independent of bandwidth delay product
EP1480333A3 (en) * 2003-05-22 2006-05-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. High frequency differential amplifier, differential mixer, differential oscillator and radio circuit using same
WO2006032932A1 (en) * 2004-09-20 2006-03-30 Frontier Silicon Limited Rf input stage for low noise amplifier or mixer
WO2006109216A1 (en) 2005-04-14 2006-10-19 Nxp B.V. Mixer circuit
US8319562B2 (en) * 2009-08-26 2012-11-27 Qualcomm Incorporated System and method for amplifying a signal using multiple amplification stages sharing a common bias current
CN201663584U (zh) * 2010-04-06 2010-12-01 四川和芯微电子股份有限公司 前置均衡放大电路
CN104052418A (zh) * 2013-03-13 2014-09-17 华为技术有限公司 跨导电路和混频器
US11595069B2 (en) 2021-07-14 2023-02-28 Apple Inc. Transimpedance amplifier (TIA) with tunable input resistance

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4146844A (en) * 1977-10-31 1979-03-27 Tektronix, Inc. Feed-forward amplifier
US4476440A (en) 1981-09-28 1984-10-09 Medtronic, Inc. Cross coupled amplifier
US4517524A (en) 1983-07-01 1985-05-14 Motorola, Inc. High frequency operational amplifier
US4774475A (en) * 1987-12-07 1988-09-27 Tektronix, Inc. Linearized differential fT doubler amplifier
US4902984A (en) * 1988-12-23 1990-02-20 Raytheon Company Differential amplifier
US5241284A (en) 1990-02-16 1993-08-31 Nokia Mobile Phones Ltd. Circuit arrangement for connecting RF amplifier and supply voltage filter
JP2634935B2 (ja) 1990-08-31 1997-07-30 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 差動型入力回路
EP0587265A1 (en) 1992-08-07 1994-03-16 National Semiconductor Corporation Cross coupled op-amp input transconductance reduction
EP0660512B1 (fr) * 1993-12-22 1999-12-08 Philips Composants Et Semiconducteurs Amplificateur déphaseur et son application à un circuit recombineur
US5399988A (en) * 1994-01-14 1995-03-21 Tektronix, Inc. FT doubler amplifier
JPH09500254A (ja) * 1994-03-07 1997-01-07 フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ 制御回路を備える可調整抵抗装置
FI97925C (fi) 1994-06-21 1997-03-10 Nokia Mobile Phones Ltd Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori
US5734294A (en) * 1996-02-15 1998-03-31 Raytheon Company Large swing wide band high order programmable active filters
US6100758A (en) * 1998-12-09 2000-08-08 Ericsson Inc. Low noise resistively matched amplifier

Also Published As

Publication number Publication date
FI980546A (fi) 1999-09-12
FI980546A0 (fi) 1998-03-11
US6259312B1 (en) 2001-07-10
US20010002113A1 (en) 2001-05-31
EP0942526B1 (en) 2005-12-14
EP0942526A1 (en) 1999-09-15
DE69928851T2 (de) 2006-07-06
DE69928851D1 (de) 2006-01-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI107657B (fi) Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi
US8106712B2 (en) Systems and methods for self-mixing adaptive bias circuit for power amplifier
US6211718B1 (en) Low voltage double balanced mixer
US6404263B1 (en) Mixer having compensation for harmonics of local oscillator signal
US6229395B1 (en) Differential transconductance amplifier
JP4985978B2 (ja) 変換回路
EP2110946A1 (en) Differential RF amplifier
US6693493B2 (en) Single-ended differential circuit using complementary devices
US4885550A (en) Signal input to differential output amplifier
US5920810A (en) Multiplier and method for mixing signals
JP2004304775A (ja) 可変インピーダンス回路、可変利得型差動増幅器、乗算器、高周波回路および差動分布型増幅器
US6211729B1 (en) Amplifier circuit with a switch bypass
KR20070106009A (ko) 저잡음 혼합기 회로, 잡음 감소 회로, 수신기 회로,고주파수 수신기 및 잡음 감소 방법
US20230033265A1 (en) Radio-frequency differential amplifying circuit and radio-frequency module
JP2009260972A (ja) 可変利得ｒｆ増幅器
JP2005124175A (ja) 増幅装置および周波数変換装置
US6850752B2 (en) Single-to-differential conversion circuit outputting DC-balanced differential signal
US7652509B2 (en) Differential input and output transconductance circuit
US6710716B1 (en) Power detecting circuit and demodulator comprising the same
US7088184B2 (en) High frequency amplifier in an integrated circuit
JPH08288882A (ja) ディジタル移動通信機器用高周波回路
US20230198477A1 (en) Amplifier circuit for amplifying sinusoid signals
US7342432B2 (en) Mixer circuit having improved linearity and noise figure
US20060284652A1 (en) Power detecting circuit and demodulator comprising it
West et al. Monolithic GaAs blanking upconverter