KR20070106009A

KR20070106009A - 저잡음 혼합기 회로, 잡음 감소 회로, 수신기 회로,고주파수 수신기 및 잡음 감소 방법

Info

Publication number: KR20070106009A
Application number: KR1020077019111A
Authority: KR
Inventors: 페트루스 제라르두스 마리아 발투스; 티모시 리드게르스; 마자 비도즈코빅
Original assignee: 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2005-01-21
Filing date: 2006-01-19
Publication date: 2007-10-31
Also published as: CN101248578A; US20100105350A1; WO2006077552A1; CN101248578B; EP1844543A1; US8204469B2

Abstract

본 발명의 시스템 및 방법은 로컬 발진기(LO) 신호(104)의 극성 변경 동안 적어도 스위칭 단(103, 303, 403)에서의 전류를 감소시키는 전류 제어 회로(109)를 추가함으로써, 저비용으로 크게 감소된 잡음 성능을 갖는 단일 혼합기(200-400)를 제공한다. 크게 감소된 잡음을 갖는 단일 혼합기를 위한 대안적인 실시예(300-400)가 제공되며, 여기서, 스위칭 단(303-403)에 대한 추가의 변형에 의해 저잡음 특성이 향상된다.

Description

저잡음 혼합기 회로, 잡음 감소 회로, 수신기 회로, 고주파수 수신기 및 잡음 감소 방법{LOW-NOISE MIXER}

본 발명은 잡음이 감소된 단일 혼합기(a single mixer)에 관한 것이다.

혼합기는 트랜시버 설계에 있어서 중요한 형성 블록이며, 그 이유는, 수신기의 동적 범위가 때로는 제 1 하향 변환 혼합기에 의해 제한되기 때문이다. 집적 회로 응용에서는 이중 평형 바이폴라 길버트 셀 혼합기(doubly balanced bipolar Gilbert cell mixer)가 바람직하다.

전형적인 단일 혼합기가 도 1에 도시되며, 입력 단(102) 및 스위칭 단(103)을 포함한다. 스위칭 단을 통해 흐르는 DC 전류 때문에, 로컬 발진기(LO) 신호(104)의 극성 변경 동안 스위칭 단(103)에서 많은 양의 잡음이 생성된다. 직교 혼합기의 경우, '바익서(bixer)'의 개념을 통한 저잡음 성능이 이미 알려져 있다. 바익서는 대부분의 신호 전류가 평형 상태로부터 가장 먼 스위칭 단으로 전환되는 방식으로, 저항성 네트워크를 통해 스위칭 단들의 쌍에 접속된 공통 입력 단을 갖는 직교 혼합기이다.

단일 혼합기에 대해 유사한 저잡음 성능이 요망된다.

발명의 개요

본 발명의 시스템 및 방법은 저비용으로, 크게 감소된 잡음 성능을 갖는 단일 혼합기를 제공한다. 본 발명의 시스템 및 방법은 도 1b에 도시된 바와 같은 전류 제어 회로(151)를 추가하여, 로컬 발진기(LO) 신호(104)의 극성 변경 동안 적어도 스위칭 단(103)에서의 전류를 감소시킨다.

본 발명의 시스템 및 방법은 크게 감소된 잡음을 갖는 단일 혼합기를 위한 몇 개의 대안적인 실시예를 제공하며, 스위칭 단에 대한 추가의 변형에 의해 저잡음 특성이 향상된다.

도 1a는 전형적인 종래 기술의 혼합기의 블록도이다.

도 1b는 본 발명에 따라 변형된 도 1a의 혼합기의 블록도이다.

도 2는 본 발명에 따른 저잡음 혼합기 회로의 제 1 실시예를 도시한다.

도 3은 본 발명에 따른 저잡음 혼합기 회로의 제 2 실시예를 도시한다.

도 4는 본 발명에 따른 저잡음 혼합기 회로의 제 3 실시예를 도시한다.

도 5는 본 발명에 따른 무선 장치의 수신기 회로를 도시한다.

당업자라면, 이하의 설명은 예시를 위한 것이며, 제한을 위한 것이 아님을 이해할 것이다. 장인(artisan)이라면, 본 발명의 사상 및 첨부된 특허 청구 범위의 영역에 속하는 많은 변경이 가능함을 이해할 것이다. 본 발명을 불명확하게 하지 않도록, 알려진 기능 및 동작에 대한 불필요한 세부 사항은 생략될 수 있다.

본 발명의 시스템 및 방법은 저잡음 혼합기의 구현에 대한 몇 가지의 대안을 제공한다.

이제 도 2를 참조하면, 트랜지스터 Q1..Q4는 트랜지스터 Q7..Q8에 의해 형성된 RF 입력 단(102), 및 트랜지스터 Q9와 저항기 R3에 의해 형성된 전류 소스(106)와 결합하여, 길버트 셀 토폴로지에 근거한 표준 이중 평형 스위칭 혼합기의 스위칭 단을 형성한다. 차동 입력 신호(101.1, 101.2)가, 차동 입력 신호(101.1, 101.2)를 각각 수신하도록 접속된 트랜지스터 Q7 및 Q8을 포함하는 증폭기의 쌍에 제공된다. 즉, 차동 입력(101.1)은 트랜지스터 Q7의 베이스 전극에 접속되고, 차동 입력(101)은 트랜지스터 Q8의 베이스 전극에 접속된다. 트랜지스터 Q7 및 Q8은 대응하는 이득 특성을 포함하는 대응하는 트랜지스터 특성을 나타내는 정합된 트랜지스터이다. 전류 소스는 트랜지스터-저항기 Q9-R3 조합(106)에 의해 실현된 고정 DC 바이어스 전류이다.

혼합기는 트랜지스터 Q7 및 Q8에 의해 형성된 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력 신호에 각각 접속된 제 1 및 제 2 트랜지스터 쌍 Q1-Q2 및 Q3-Q4를 포함하는 승산 단을 더 포함한다. 제 1 차동 혼합 신호(104.1)가 로컬 발진기(LO)에 의해 생성되어, 트랜지스터 Q1 및 Q4의 베이스 전극에 제공된다. 그리고, 제 2 차동 혼합 신호(104.2)가 LO에 의해 생성되어, 트랜지스터 Q2 및 Q3의 베이스 전극에 제공된다. 라인(120)상에 생성된 제 1 차동 출력 신호는 트랜지스터 Q2 및 Q4의 콜렉터 전극에 의해 형성되고, 제 2 차동 출력 신호는 라인(121)상에서 트랜지스터 Q1 및 Q3의 콜렉터 전극에 의해 형성된다. 라인(120)은 트랜지스터 Q2 및 Q4의 콜렉터 전극과 함께, 저항기 R2를 통해, 공통 바이어싱 라인 Vcc에 접속된다. 라인(121)은 트랜지스터 Q1 및 Q3의 콜렉터 전극과 함께, 저항기 R1을 통해, 공통 바이어싱 라인 Vcc에 접속된다.

혼합기 회로(200)는 차동 입력 신호(101.1, 101.2)를, LO에 의해 제공된 차동 혼합 신호(104.1, 104.2)와 함께 혼합하여, 라인(120, 121)상에 생성된 차동 출력 신호를 형성한다. 차동 RF 입력 신호(101.1, 101.2)가 혼합기 회로(200)에 제공될 때, (104.1, 104.2)에서 LO에 의해 혼합기 회로(200)에 제공된 혼합 신호의 적절한 선택은, 혼합기로 하여금 입력 신호를 하향 변환하도록 하여, 생성된 차동 출력 신호가 IF(intermediate frequency) 값이도록 한다. 송신기 구성에서, 입력 및 LO 주파수는, 그들의 합산 주파수에서 라인(120, 121)상에 출력 신호를 생성하도록 선택됨으로써, 혼합기가 입력 신호를 상향 변환하도록 한다.

이러한 표준 혼합기의 잡음을 감소시키기 위해, 바람직한 제 1 실시예에서, LO의 차동 혼합 입력(104.1, 104.2)에 각각 접속되는 베이스 전극을 갖는 트랜지스터 Q5, Q6, Q7로, 전술한 표준 토폴로지에 대한 추가가 형성된다. 트랜지스터 Q5 및 Q6(107)의 콜렉터는 공통 바이어싱 라인 Vcc에 접속된다. 트랜지스터 Q5 및 Q6(107)은, 트랜지스터 Q10 및 저항기 R4에 의해 형성된 전류 소스(108), 및 캐패시터 C1 및 저항기 R5에 의해 형성된 바이어스 접속 네트워크(109)와 결합하여, 전류 제어 회로(151)를 함께 형성한다.

이러한 제 1 실시예에서, 혼합기 신호 경로를 통한 전류는, 트랜지스터 Q5, Q6, Q7(107)의 에미터로부터 도출되는 신호 Vctl(110)로 변조된다. Vctl(110)은 LO 신호의 주파수의 2배(2*f_LO)를 갖는 신호이며, 신호 LO+ 및 LO-가 동일한 순간에 그의 최소값에 도달한다. 정확하게 이러한 순간에, 스위칭 단(103)은 가장 큰 잡음을 생성하며, 출력 신호는 생성되지 않는다. 따라서, 이러한 순간에 전류를 감소시키는 것은, 혼합기(200)의 이득에 큰 영향을 미치지 않으면서, 혼합기 잡음을 감소시킨다.

이제 도 3을 참조하면, 제 2 실시예에서, 제 1 실시예의 혼합기는 Vcc 라인과 Q1-Q2 및 Q3-Q4의 에미터 사이에 각각 접속된 저항기 R6 및 R7로 확장되어, 션트(shunt)로서 작용한다. 이들 저항기는 입력 단 Q7..Q8(102)에서 필요한 과도 DC 전류를 끌어당겨(draw away), 선형성을 향상시키지만, 입력 단이 그의 1 dB 압축 포인트에서 동작할 때, 입력 단은 예를 들면, 75:25% 비율(즉, 변조 깊이는 100%로부터의 소정의 거리임)에서의 브랜치들 사이의 전류를 공유할 뿐이므로, 어떠한 유용한 AC 신호 스윙도 초래하지 못한다. 이러한 전류는 입력 단(102)을 바이어싱하는 것을 도와서, 그의 본래의 잡음 계수(NF)가 보다 우수하고, 최적의 전력 정합 및 잡음 정합 임피던스에 보다 근접하도록 하지만, 그것은 스위칭 단(LO 크로싱 포인트에서의 Q1...Q4)에서의 부가적인 잡음을 생성하는 전류이며, LO 버퍼에서 부가적인 전류 구동을 필요로 한다.

이전의 2개의 실시예에서 개시된 방안은 종래의 혼합기보다 많은 구성요소 및 높은 전류를 필요로 하지만, 저잡음 응용에서, 이것은 달성가능한 성능 및 전류 소모의 관점 둘다에 있어서, 다른 수단을 통해 잡음을 더 감소시키는 것보다 우수한 해결책이다.

제 1 및 제 2 실시예의 다른 단점은, 변조된 전류가 스위칭 단(103) 뿐만 아니라 입력 단 Q7...Q8을 통해서도 흐르기 때문에, 입력 임피던스가 2*f_LO의 주파수로 변경된다는 것이다. 또한, 변조된 전류는 전력 공급부를 통해 흐른다. 두 가지의 효과로 인해, 2*f_LO 주파수의 누설이 초래될 수 있다. 이것은 트랜지스터 쌍 Q1..Q2 및 Q3..Q4의 조합에 의해 도입된 LO 주파수의 2배에서의 전압의, 입력 트랜지스터 쌍 Q7..Q8의 콜렉터 노드에서의 존재에 의해 초래된 LO 주파수의 2배에서의 유사한 입력 임피던스 변조 효과에 의해 종래 기술의 회로에서 부분적으로 오프셋된다.

도 4에 도시된 바와 같이, 바람직한 제 3 실시예는 제 1 및 제 2 실시예에 대해 향상되며, 그들의 전술한 단점들을 갖지 않는다. 도 4에 도시된 회로에서, 입력 단(102)을 통한 전류는 이제 일정하다. Vbias2에 의해 제어되는 M1 및 M2에 의해 형성된 전류 소스는 스위칭 단 주위에 DC 전류 경로를 생성한다.

이것은 입력 단(102)에서 필요한 과도 DC 전류의 끌어당김을 제공하여 선형성을 향상시키지만, 어떠한 유용한 AC 신호 스윙도 초래하지 않는다. 그 이유는, 저잡음 증폭기(도 5의 LNA)가 그의 1 dB 압축 포인트에서 동작할 때, 그것은 예를 들면, 75:25% 비율(즉, 변조 깊이는 100%로부터의 소정의 거리임)에서의 브랜치들 사이의 전류를 공유할 뿐이기 때문이다. 이러한 전류는 입력 단(102)을 바이어싱하는 것을 도와서, 그의 본래의 NF가 보다 우수하고, 최적의 전력 정합 및 잡음 정합 임피던스에 보다 근접하도록 하지만, 그것은 (LO 크로싱 포인트에서의) 상부 트리에서 부가적인 잡음을 생성하는 전류이며, LO 버퍼에서 부가적인 전류 구동을 필요로 한다. 따라서, M1 및 M2 전류 소스를 추가하는 것은 혼합기의 본래의 NF를 향상시킨다.

더욱이, 이들 전류 소스는 LO 신호로부터의 Q5 및 Q6(107)에 의해 도출된 2*f_LO의 주파수에서 동일한 Vctl 신호를 갖는 Cbias를 통해 변조된다. 이것은 LO+(104.1) 및 LO-(104.2) 신호의 값이 동일한 시간, 즉, 본 발명의 제 1 실시예에서와 같이, 대부분의 잡음이 표준 혼합기에서 생성되는 때의 근방에서 스위칭 단(403)을 통한 전류를 감소시키는 이점을 제공한다. 그러나, 이러한 변조된 전류는 입력 단(102) 또는 전력 공급부(106)를 통해 더 이상 흐르지 않으며, 그것은 2*f_LO 주파수의 누설을 크게 감소시킨다.

기법에 따라, 이러한 바람직한 제 3 실시예는 장치 M1 및 M2에서의 위상 시프트 때문에 매우 높은 주파수에서 동작하지 않을 수도 있다. 그러한 주파수의 경우, 제 2 실시예가 바람직하다.

스위칭 쌍을 갖는 추가적인 npn 트랜지스터는, 다음과 같은 이유로 인해 바람직한 실시예가 아니다. 그의 베이스가 LO 스윙의 중간 포인트보다 약간 높은 전위에 있거나, 또는 그의 베이스가 동일한 전위에 있지만 트랜지스터가, 예를 들면, 영역에 있어서 4x인 경우, 그것은 평형 상태에서 스위칭 쌍으로부터 전류를 흘릴 것이다. 그러나, 그것은 또한 LO가 완전히 스위칭될 때에 원하는 신호 스윙을 감소시키며, 항상 부가적인 잡음에 기여한다(비교해 보면, 제 2 실시예로부터의 저항기 "전류 소스"는 거의 잡음이 없음). 베이스가 정류된 신호로 구동된다면, (그러한 추가적인 npn 트랜지스터를 포함하는 모든 실시예에서의 전류 소스가 그러해야 하듯이) 2x LO 신호가 반전되어, (보다 많은 전류 및 보다 많은 위상 시프트의) 다른 단으로 진행해야 한다. 따라서, 스위칭 쌍을 갖는 npn 트랜지스터의 추가는 바람직하지 않다.

수신기 회로는, 제한적인 것은 아니지만, 코드리스 전화, iPod 장치 및 셀 전화와 같은 무선 장치를 포함하는 여러 가지 상이한 유형의 장치에서 이용된다. 이제 도 5를 참조하면, 전형적으로 무선 장치의 수신기 회로는 안테나(501)로부터 무선 주파수(RF) 변조 신호를 수신한다. 도시된 수신기는 본 발명에 따른 저잡음 혼합기를 포함한다. 저잡음 증폭기(LNA)(502)는 RF 신호 입력(101)에 대한 증폭을 제공한다. LNA(502)로부터의 신호 출력(503)은, 입력 RF 신호의 주파수를 중간 주파수(IF) 출력 신호(504)로 변형하는 저잡음 혼합기(200-400)로 입력된다. 전형적으로, 혼합기 단(200-400)은 수신기(500)에서 잡음이 가장 높은 단이므로, 전형적으로 LNA(502)는 보다 높은 신호 레벨을 갖는 그러한 잡음을 차단하기 위해 혼합기(200-400)의 앞에 위치된다. LNA(502) 이후의 모든 단들은 신호 뿐만 아니라 RF 단 잡음도 증폭하는 경향이 있으므로, 수신 처리의 시작에서의 저잡음 장치는 장치에서의 잡음 억제를 위해 매우 중요하다. 수신기(500)에서의 대부분의 증폭은 혼합기(200-400)의 IF 출력 신호(504)를 증폭하는 중간 증폭기(IF AMP)(505)에서 발생되므로, 본 발명의 간단한 저잡음 혼합기(200-400)는 저비용으로 출력 신호의 품질에 기여하게 된다.

본 발명의 전류 제어 회로에 대한 주된 응용은, (직교 혼합기가 아닌) 단일의 혼합기만이 이용되는 (스위칭 단의 스위칭 시간이 커다란 잡음에 기여하는) 고주파수 수신기에서의 응용이다. 이것은 다음과 같은 것을 포함한다.

· 종래의 이중 변환 수퍼 헤테로다인(superhet) 수신기, 예를 들면, 셀룰라 및 코드리스 전화, 무선 접속 라디오, 및 방송 수신기, 예를 들면, (디지털) 오디오 및 비디오 방송에서의 RF 혼합기,

· 슬라이딩 IF 수신기, 예를 들면, 무선 접속 라디오에서의 RF 혼합기,

· 예를 들면, 위성 수신을 위한 고주파수에서의 블록 변환기에서의 RF 혼합기,

· 차량에서의 충돌 방지 및 적응적 주행 제어 특징을 위한 레이더 시스템에서의 RF 혼합기.

본 발명의 전류 제어 회로에 대한 추가적인 응용은, (스위칭 단의 스위칭 시간이 커다란 잡음에 기여하는) 고주파수 송신기에서의 응용이며, 다음과 같은 것이 있다.

· 종래의 이중 변환 수퍼 헤테로다인(superhet) 송신기, 예를 들면, 셀룰라 및 코드리스 전화, 무선 접속 라디오에서의 RF 혼합기,

· 예를 들면, 위성 상향 변환기를 위한 고주파수에서의 블록 변환기에서의 RF 혼합기.

본 발명의 바람직한 실시예가 예시 및 기술되었지만, 당업자라면, 본 명세서에서 기술된 바와 같은 관리 프레임, 장치, 아키텍터 및 방법은 예시적인 것이며, 본 발명의 진정한 영역으로부터 벗어나지 않고서도, 그것에 대한 다양한 변경 및 변형이 가능하며, 등가물에 의해 그것의 요소를 대체할 수 있음을 이해할 것이다. 또한, 본 발명의 중심적인 영역을 벗어나지 않고서도, 본 발명의 개시 내용을 특정 상황에 적응시키도록, 여러 가지의 변형이 가능할 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 발명을 실시하기 위해 고려되는 최상의 모드로서 개시된 특정 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명은 첨부된 특허 청구 범위의 영역내에 속하는 모든 실시예를 포함하는 것이다.

Claims

저잡음 혼합기 회로에 있어서,

RF 차동 입력 신호(101)를 수신하여, 상기 차동 RF 입력 신호(101)의 증폭을 제 1 차동 출력 신호로서 제공하는 RF 입력 단(102)과,

상기 제 1 출력 신호를 수신하여 그것을, 로컬 발진기(LO)(104)로부터의 차동 혼합 입력 신호와 혼합하는 스위칭 단(103)과,

상기 RF 입력 단(102)에 동작가능하게 접속되어 그것에 전류를 공급하는 제 1 전류 소스(106)와,

상기 RF 입력 단(102), 상기 스위칭 단(103), 상기 제 1 전류 소스(106) 및 상기 로컬 발진기(104)에 접속되어, 상기 LO 신호(104)의 주파수의 2배인 주파수를 갖는 혼합기 신호 경로 변조 신호 Vctl(110)을 제공함으로써, 적어도 상기 스위칭 단(103)의 잡음을 감소시키는 전류 제어 회로(151)를 포함하는

저잡음 혼합기 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 차동 혼합 입력 신호(104)는 제 1(104.1) 및 제 2(104.2) 혼합 입력 신호를 포함하고,

상기 스위칭 단은 승산 단을 포함하며,

상기 승산 단은,

a. 상기 제 1(104.1) 및 제 2(104.2) 혼합 입력에 각각 접속된 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)를 포함하는 제 1 로컬 발진기 차동 트랜지스터 쌍(Q1..Q2)과,

b. 상기 제 2(104.2) 및 제 1(104.1) 혼합 입력에 각각 접속된 제 3 트랜지스터(Q3) 및 제 4 트랜지스터(Q4)를 포함하는 제 2 로컬 발진기 차동 트랜지스터 쌍(Q3..Q4)을 포함하는 저잡음 혼합기 회로.
제 2 항에 있어서,

상기 RF 입력 단(102)은 제 7 트랜지스터(Q7) 및 제 8 트랜지스터(Q8)에 의해 형성된 트랜스컨덕턴스 증폭기 쌍(Q7..Q8)을 포함하되, 상기 제 7 트랜지스터(Q7)는 상기 제 1 트랜지스터(Q1) 및 제 2 트랜지스터(Q2)에 동작가능하게 접속되고, 상기 제 8 트랜지스터(Q8)는 상기 제 3 트랜지스터(Q3) 및 제 4 트랜지스터(Q4)에 동작가능하게 접속되며,

상기 제 1 전류 소스(106)는 상기 제 7 트랜지스터(Q7) 및 제 8 트랜지스터(Q8)의 에미터에 접속된 콜렉터를 갖는 제 9 트랜지스터(Q9)를 포함하는 트랜지스터-저항기 조합(Q9..R3)에 의해 실현된 고정 DC 바이어스 전류를 포함하고,

상기 전류 제어 회로(151)는,

a. 제 2 전류 소스(108)를 포함하며, 상기 제 9 트랜지스터(Q9)의 베이스 전 극에 접속되는 바이어스 접속 네트워크(109)와,

b. 상기 제 1(104.1) 및 제 2(104.2) 혼합 입력에 접속된 베이스 전극을 각각 가지며, 상기 스위칭 단(103)의 공통 바이어싱 라인 및 상기 바이어스 접속 네트워크(109)에 동작가능하게 접속된 제 5 트랜지스터(Q5) 및 제 6 트랜지스터(Q6)(107)를 포함하는 저잡음 혼합기 회로.
제 3 항에 있어서,

상기 제 2 전류 소스(108)는 상기 제 5 트랜지스터(Q5) 및 제 6 트랜지스터(Q6)의 에미터에 접속된 콜렉터를 갖는 제 10 트랜지스터(Q10)를 포함하는 트랜지스터-저항기 조합(Q10..R4)에 의해 실현된 고정 DC 바이어스 전류를 포함하는 저잡음 혼합기 회로.
제 4 항에 있어서,

상기 공통 바이어싱 라인과 상기 제 1(Q1..Q2) 및 제 2(Q3..Q4) 로컬 발진기 차동 입력 트랜지스터 쌍 각각의 사이에 각각 접속된 제 1 션트(R6) 및 제 2 션트(R7)(111)를 더 포함하는 저잡음 혼합기 회로.
제 5 항에 있어서,

상기 제 1 션트(R6) 및 제 2 션트(R7)(111) 각각은 제 6 저항기(R6) 및 제 7 저항기(R7)이며, 상기 입력 단(102)에 의해 필요한 과도 DC 전류가 상기 스위칭 단(303)에서 끌어당겨지도록 하는 저잡음 혼합기 회로.
제 4 항에 있어서,

상기 RF 입력 단(102)을 통한 전류가 일정하도록, 상기 스위칭 단(403) 주위의 DC 전류 경로를 더 포함하는 저잡음 혼합기 회로.
제 7 항에 있어서,

상기 스위칭 단(403) 주위의 상기 DC 전류 경로는 상기 공통 바이어싱 라인과 상기 제 1(Q1..Q2) 및 제 2(Q3..Q4) 로컬 발진기 차동 입력 트랜지스터 쌍 각각의 에미터 사이에 각각 접속된 제 3 및 제 4 전류 소스를 포함하고,

제 5 저항기(452)를 통해 Vctl(110), 및 제 3 및 제 4 전류 소스에 동작가능하게 접속된 제 2 DC 바이어스 전류가, 상기 스위칭 단(403) 주위의 상기 DC 전류 경로를 제어하는 저잡음 혼합기 회로.
저잡음 혼합기 회로에 있어서,

차동 무선 주파수(RF) 입력 신호의 쌍(101.1-101.2)을 수신하여, 그것으로부터 증폭된 RF 출력을 생성하는 RF 입력 단(102)과,

상기 증폭된 RF 출력을 수신하여, 상기 수신된 RF 신호를 로컬 발진기로부터의 입력 신호(104)와 혼합하여, 중간 주파수(IF) 출력(105)(120-121)을 생성하는 혼합기 스위칭 단(103)과,

상기 로컬 발진기로부터 상기 입력 신호(104)를 수신하고, 전류 변조 신호(Vctl)를 상기 입력 단(102) 및 상기 스위칭 단(103)에 제공하여, 전류를 감소시키도록 동작가능하게 접속된 전류 제어 회로(151)를 포함하는

저잡음 혼합기 회로.
제 9 항에 있어서,

상기 변조 신호(Vctl)는 상기 로컬 발진기로부터의 상기 입력 신호(104)의 주파수의 2배인 주파수를 갖는 저잡음 혼합기 회로.
길버트 셀 토폴로지(Gilbert cell topology)에 근거하여 혼합기의 잡음을 감소시키는 회로(200)에 있어서,

로컬 발진기의 혼합 입력 신호(104)를 수신하고 상기 혼합 입력 신호(104)의 주파수의 2배인 주파수를 갖는 전류 변조 신호(Vctl)를 제공하여, 상기 혼합기의 적어도 RF 입력 단(102) 및 스위칭 단(103)에서의 전류를 감소시키도록 동작가능하게 접속되는, 혼합기 신호 경로의 전류를 제어하기 위한 전류 제어 회로(151)를 포함하는

잡음 감소 회로.
제 11 항에 있어서,

상기 전류 제어 회로(151)는 캐패시터(C1) 및 저항기(R5)에 의해 형성된 전류 소스(108)를 포함하는 바이어스 접속 네트워크(109)를 포함하고, 상기 바이어스 접속 네트워크(109)는 상기 혼합기의 제 1 전류 소스(106)에 동작가능하게 접속되며, 트랜지스터 쌍(Q5..Q6)(107)을 통해 상기 혼합 입력 신호(104) 및 상기 스위칭 단(103)의 공통 바이어싱 라인(Vcc)에 동작가능하게 접속되는 잡음 감소 회로.
제 11 항에 있어서,

공통 바이어싱 라인(Vcc)과 상기 스위칭 단(303)의 승산 단(Q1..Q2-Q3..Q4) 사이에 동작가능하게 접속되어, 상기 스위칭 단(303)으로부터 과도 DC 전류를 끌어당기는 션트(Rshunt)를 더 포함(300)하는 잡음 감소 회로.
제 11 항에 있어서,

상기 RF 입력 단(102)을 통한 전류가 일정하도록, 상기 스위칭 단(403) 주위의 DC 전류 경로를 더 포함(400)하는 잡음 감소 회로.
제 14 항에 있어서,

상기 스위칭 단(403) 주위의 상기 DC 전류 경로는 상기 공통 바이어싱 라인과 상기 스위칭 단(403)의 승산 단(Q1..Q2-Q3..Q4) 사이에 각각 접속된 2차 전류 소스를 포함하고,

저항기(452)를 통해 Vctl(110) 및 상기 2차 전류 소스(M1..M2)에 동작가능하게 접속된 제 2 DC 바이어스 전류가, 상기 스위칭 단(403) 주위의 상기 DC 전류 경로를 제어하는 잡음 감소 회로.
혼합기 회로에서의 잡음을 감소시키는 방법에 있어서,

RF 입력 단(102) 및 스위칭 단(103)을 포함하며 혼합기 신호 경로를 갖는, 길버트 셀 토폴로지에 근거한 이중 평형(a double balanced) 스위칭 혼합기를 제공하는 단계와,

로컬 발진기 신호(104)를 혼합 입력 신호로서 상기 스위칭 단(103)에 제공하 는 단계와,

혼합 입력 신호(104)의 주파수의 2배인 주파수를 갖는 신호 Vctl(110)로 상기 혼합기 신호 경로를 변조하여, 상기 RF 입력 단(102) 및 상기 스위칭 단(103) 중 적어도 하나에서의 전류를 감소시키는 단계를 포함하는

잡음 감소 방법.
제 16 항에 있어서,

공통 바이어싱 라인(Vcc)과 상기 스위칭 단(303)의 승산 단(Q1..Q2-Q3..Q4) 사이에 접속된 션트(111)를 이용하여, 상기 스위칭 단(303)에서, 상기 입력 단(102)에서 필요한 과도 DC 전류를 끌어당기는 단계를 더 포함하는 잡음 감소 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 RF 입력 단(102)을 통한 전류가 일정하도록, 상기 스위칭 단(403) 주위의 DC 전류 경로를 제공하는 단계를 더 포함하는 잡음 감소 방법.
무선 장치의 수신기 회로에 있어서,

무선 주파수(RF) 입력 신호(101)를 수신하는 안테나(501)와,

상기 수신된 RF 입력 신호(101)를 증폭하여 증폭된 신호(503)를 출력하는 저잡음 증폭기(502)와,

상기 증폭된 RF 신호(503)의 주파수를 중간 주파수(IF) 출력 신호(105)로 변형하는 제 4 항에 따른 저잡음 혼합기(400)를 포함하는

수신기 회로.
제 19 항에 있어서,

상기 무선 장치는 코드리스(cordless) 전화, 셀룰라 전화 및 무선 접속 라디오로 구성되는 그룹으로부터 선택되는 수신기 회로.
제 11 항의 회로(200)를 포함하는 혼합기를 구비하는 고주파수 수신기에 있어서,

상기 고주파수 혼합기는 자동차 충돌방지 장치의 수퍼 헤테로다인 수신기(super heterodyne receiver), 위성 수신기, 레이더 수신기, 및 자동차 적응적 주행 제어의 레이더 수신기로 구성되는 그룹으로부터 선택되는

고주파수 수신기.