JP3382397B2 - 位相シフト増幅器及びその再結合回路への応用 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はそれぞれが入力信号を受
ける制御電極と出力電極とを有し、定常電流を供給され
る差動入力対を形成するよう配置された第一及び第二の
トランジスタからなり、増幅器内で第一のトランジスタ
の出力電極は第一の位相シフト抵抗の端子及び第一の位
相シフトコンデンサーの端子に接続され、第二のトラン
ジスタの出力電極は第二の位相シフト抵抗の端子及び第
二の位相シフトコンデンサーの端子に接続され、第一の
位相シフト抵抗の第二の端子は第一のノードで第二の位
相シフトコンデンサーの第二の端子に接続され、第二の
位相シフト抵抗の第二の端子は第二のノードで第一の位
相シフトコンデンサーの第二の端子に接続される位相シ
フト増幅器に関する。

【０００２】本発明は、また、所定の位相をもつ第１の
成分を表す一方の差動入力信号と、第１の成分と直交位
相関係を有する第２の成分を表わす他方の差動入力信号
と、からなる相互に位相シフトされた二つの差動入力信
号に対し、更なる位相シフトの後に二つの差動入力信号
の増幅及び加算を行う再結合回路に関する。

【０００３】

【従来の技術】位相シフト増幅器は今日多くの応用があ
り、特にラジオ周波数送信の分野で用いられている。典
型的な応用では送信コーディングの点で直交信号である
２つの信号を生成することからなる。受信に関する位相
シフト増幅器の使用の第二の特に重要な例は直交位相シ
フトが理想的に実現している時にスーパーヘテロダイン
受信機内のイメージ周波数の除去が可能な２つの位相シ
フト増幅器が用いられる混合器の実現からなる。

【０００４】上記の型の位相シフト増幅器はＷＯ−Ａ−
９２１１７０４から知られており、ここではそれはこの
文献の図２を特に参照して記載されている。知られてい
る位相シフト増幅器は入力段のトランジスタの出力電極
間で並列に接続される直列に配列されたＲＣ型のネット
ワークを用いる。この増幅器は本質的には電圧で作動す
る。何故ならば位相シフト抵抗ー位相シフトコンデンサ
ーの回路がそれらの接合において出力電圧信号の形で信
号を発生し、それにより高い入力インピーダンスが用い
られなければならないためである。

【０００５】実際、用いられるインピーダンスはそれが
ＲＣネットワークの素子のインピーダンスに比べて大き
くない時に出力信号の位相シフトに影響する。これは電
流消費の観点からは深刻な欠点でありる。実際、位相シ
フト増幅器の出力で高い信号／ノイズ比を維持するため
に、この増幅器に比較的大きな電流を供給する必要があ
る。しかし位相シフト増幅器の出力では大きな電流を同
じ理由でまた供給する電力増幅器が必要である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は信号／ノイズ
比に関して高い性能を有し、更なる電力増幅は省かれ、
従って供給電流の消費が減少される位相シフト増幅器を
提供することによりこの欠点を除去することを提案す
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明はＲＣ型の位相シ
フトネットワークをインピーダンスモードでよりもむし
ろアドミッタンスモードで作動させるという概念に基づ
き、アドミッタンスモードは電圧信号出力よりもむしろ
電力信号出力を発生する。実際、本発明によれば、上記
の型の位相シフト増幅器は第一のノードはトランスイン
ピーダンス型の増幅器の入力に接続され、該増幅器は入
力信号に関して位相がシフトされた差動出力信号を発生
することを特徴とする。

【０００８】入力信号に関して位相シフトされた差動信
号はトランスインピーダンス増幅器の出力に現れる。故
にこの信号はこれらの信号の位相シフトの値上にどのよ
うな影響も及ぼさない値のインピーダンスを用いうる。
本発明による位相シフト増幅器はＲＣネットワーク内の
損失（位相シフト抵抗、位相シフトコンデンサー）が非
常に低い一方で信号／ノイズ比の観点から高い性能の出
力を可能にする比較的低い出力インピーダンスという利
点を提供する。斯くして増幅器信号の電力は付加的な電
力増幅段を使用する必要なしに出力で得られる。結果は
回路及び供給電流の消費に関する効果的な使用に対応す
る。

【０００９】それの簡単化のために好ましい実施例によ
れば位相シフト増幅器はトランスインピーダンス型の増
幅器は第三及び第四のトランジスタにより形成されるカ
スケード段により形成され、該トランジスタの出力電極
は第一及び第二の負荷抵抗にそれぞれ結合され、該トラ
ンジスタの制御電極は基準電圧を受けることを特徴とす
る。

【００１０】出力信号の位相調整を可能にするために本
発明による実施例の変形例は位相シフト増幅器は電子的
スイッチによりそれぞれの位相シフト抵抗に並列に接続
されうる少なくとも付加的な位相シフト抵抗からなるこ
とを特徴とする。好ましくは、第一、第二、第三、第四
のトランジスタはバイポーラートランジスタであり、一
方で該電子的スイッチはＭＯＳ型の電界効果トランジス
タにより形成される。

【００１１】以下に詳細に説明するように、所定の周波
数を有する信号の位相シフトの計算は十分に簡単である
ので、付加的な位相シフト抵抗の値は簡単に得られ、入
力信号の種々の周波数に応じて、入力信号に対して所定
の位相シフト（例えば９０°）を出力で得ることが可能
である。本発明による位相シフト増幅器の特に好ましい
応用は、所定の位相をもつ第１の成分を表す一方の差動
入力信号と、第１の成分と直交位相関係を有する第２の
成分を表わす他方の差動入力信号と、からなる相互に位
相シフトされた二つの差動入力信号に対し、更なる位相
シフト及び増幅を行い、更なる位相シフト及び増幅がな
された二つの差動入力信号の加算を行う再結合回路であ
って、上記のような２つの位相シフト増幅器により形成
されることを特徴とする再結合回路である。

【００１２】このような再結合回路は電流入力信号を受
け、それの出力電流上に、知られている再結合回路内で
用いられる付加的な増幅器段を設ける必要なしに高い性
能の信号／ノイズ比を実現する出力信号を発生するのに
特に適切である。

【００１３】

【実施例】以下に図を参照して本発明を更に詳細に説明
する。図１に示す位相シフト増幅器は一方でトランジス
タＴ１及びＴ２の結合されたエミッタに接続され、他方
で増幅器の負の供給端子ＶＥに接続される電流源Ｓによ
り定常電流を供給される第一のトランジスタＴ１及び第
二のトランジスタＴ２により形成されるＮＰＮ型バイポ
ーラトランジスタの差動対からなる。トランジスタＴ１
のベースは入力信号Ｉ１を受け、一方トランジスタＴ２
のベースは信号Ｉ１の反転である入力信号Ｉ２を受け
る。トランジスタＴ１のコレクタは一方で第一の位相シ
フト抵抗Ｒｄ１に、他方で第一の位相シフトコンデンサ
ーＣ１に接続される。同様にトランジスタＴ２のコレク
タは一方で第二の位相シフト抵抗Ｒｄ２に、他方で第二
の位相シフトコンデンサーＣ２に接続される。位相シフ
ト抵抗Ｒｄ１の第二の端子はノードＡを形成し、位相シ
フト抵抗Ｒｄ２の第二の端子はノードＢを形成し、該ノ
ードは位相シフトコンデンサーＣ１及びＣ２の第二の端
子に交差結合する。第一の負荷抵抗ＲＬ１はノードＡ
に、第二の負荷抵抗ＲＬ２はノードＢにＮＰＮ型の第三
のトランジスタＴ３及び第四のトランジスタＴ４により
形成されるカスケード段を介して結合され、該トランジ
スタのベースは基準電圧Ｖｒｅｆに相互接続されてそれ
を受け、トランジスタＴ３のエミッタはノードＡに接続
され、それのコレクタは第一の負荷抵抗ＲＬ１に接続さ
れ、トランジスタＴ４のエミッタはノードＢに接続さ
れ、それのコレクタは第二の負荷抵抗ＲＬ２に接続され
る。抵抗ＲＬ１及びＲＬ２は他の方法で正の供給端子Ｖ
ＣＣに接続される。

【００１４】ノードＡ及びＢ上の電圧はそれが１ ＶＢ
Ｅを防止する電圧Ｖｒｅｆにより印加されるので実際的
には固定される。負荷抵抗ＲＬ１の方向でノードＡから
見たインピーダンスは電流源Ｓにより供給される電流の
選択により第一の位相シフト抵抗Ｒｄ１に比べて非常に
低くできる。同じことが第二の負荷抵抗ＲＬ２の方向で
ノードＢから見たインピーダンスについても言える。

【００１５】斯くして負荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２からな
るカスケード段Ｔ３、Ｔ４は本質的に負荷抵抗ＲＬ１及
びＲＬ２に送られ、出力電圧を発生するのは電流信号で
ある故にここでは非常に単純化されたトランスインピー
ダンス型の増幅器を形成する。結果として増幅器の第一
の出力端子１はトランジスタＴ３のコレクタを負荷抵抗
ＲＬ１に接続するノードに接続され、一方第二の出力端
子２はトランジスタＴ４のコレクタを負荷抵抗ＲＬ２に
接続するノードに接続される。

【００１６】このように記載された位相シフト増幅器は
ＡＣ電力信号である端子１及び２上の差動出力信号を発
生する機能を有することは明白である。出力端子１及び
２に接続された使用者回路の入力インピーダンスは出力
信号と共にこれらの端子上で得られた位相シフト値に影
響しない。示された増幅器のこの機能は出力信号のノイ
ズの観点からは特別な利点である。該ノイズは回路パラ
メーター、より詳細には電流源Ｓにより供給された電流
に対応するよう容易に最適化されうる。

【００１７】以下に本発明による位相シフト増幅器の動
作のより詳細な解析及び知られている位相シフト回路と
の比較を図２及び３を参照して説明する。図２に知られ
ている位相シフト回路の原理を示す。発電機ＶＧは接地
に対して電圧信号ＶＩを発生し、これは連続した位相シ
フトコンデンサーＣ’１と位相シフト抵抗Ｒ’１とから
なる第一の枝及び連続した位相シフト抵抗Ｒ’２と位相
シフトコンデンサーＣ’２とからなる第二の枝の２つの
平行な枝に印加される。２つの枝のどちらの１つでも位
相シフトネットワークは直列に配置されたＲＣ型であ
る。出力電圧ＶＤ１及びＶＤ２は各枝の素子の中間点か
らタップされる。この型の回路は相互の位相シフトされ
た出力信号ＶＤ１及びＶＤ２がそうでなければこれらの
信号の位相シフトが乱されるために高い入力インピーダ
ンスで電力増幅される必要があるという大きな欠点を有
する。可能なかぎり高く保つよう努力されいる信号／ノ
イズ比の観点からは位相シフト回路内で比較的低いイン
ピーダンスを供する必要があり、これは比較的大きな電
流の使用を意味する。しかしこの信号／ノイズ比を所望
の限界内に維持するためには大きな電力をまた消費する
電力増幅器が出力で付加されるべきである。

【００１８】対照的に、図３によれば信号発生器ＩＧは
本質的に電流信号である接地に対する２つの相補的な信
号Ｉ１、Ｉ２を発生する。信号Ｉ１は位相シフト抵抗Ｒ
ｄ１及び位相シフトコンデンサーＣ１内で発生され、抵
抗Ｒｄ１は更にノードＡに接続される。信号Ｉ２は位相
シフト抵抗Ｒｄ２及び位相シフトコンデンサーＣ２内で
発生され、抵抗Ｒｄ２は更にノードＢに接続される。一
方でノードＡと接地との間に、他方でノードＢと接地と
の間には負荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２が挿入される。コン
デンサーＣ１及びＣ２は抵抗の端子Ｒｄ１とＲｄ２との
間に交差接続で接続される。斯くして図３の回路は図１
に関して記載された位相シフト増幅器の原理を取り戻
す。理想的には負荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２はゼロ値を有
するべきである。実際にはこれらの負荷抵抗の値が位相
シフト抵抗Ｒｄ１及びＲｄ２より非常に低ければ充分で
ある。しかしながらノードＡ及Ｂ上にそれぞれ現れる出
力信号ＶＳ１及びＶＳ２は負荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２が
小さいのと同様に低い電圧レベルを有する。図１をまた
参照するにトランジスタＴ３及びＴ４により形成された
カスケード段が存在する故にこの電圧の制限はもはや存
在しない。カスケード段がトランスインピーダンス型の
増幅器により置き換えられる場合にもそれらの構造に関
係なく同じことが成り立つ。

【００１９】図１に示された回路の端子１及び２上の出
力信号の電圧は電流源Ｓ、Ｖｃｃ値により発生される電
流に適合する望まれ、差動入力信号Ｉ１、Ｉ２の予期さ
れる変動を考慮にいれるような高い値の抵抗ＲＬ１及び
ＲＬ２を選択することにより増幅されうる。図２の位相
シフト器の出力信号ＶＤ１及びＶＤ２は周波数に依存す
る相互位相シフト及び位相シフト抵抗と位相シフトコン
デンサーの値を表し、この位相シフトは容易に決めら
れ、実際的に無限のインピーダンス又はいずれにしても
ＲＣネットワークの素子のインピーダンスと比べて非常
に高いインピーダンスで用いられる信号が提供される。

【００２０】図３に示される位相シフト回路では出力信
号ＶＳ１及びＶＳ２は相互に反対になるよう連続し、入
力信号Ｉ１及びＩ２の位相に関する同一の位相シフトを
表す。従来の数学的解析によりＩ１及びＩ２それぞれに
関する信号ＶＳ１及びＶＳ２の位相シフト値（ψ）はＲ
を基準とした抵抗Ｒｄ１及びＲｄ２の値が等しく、Ｃを
基準としたコンデンサーＣ１及びＣ２の値が等しく、こ
こでω＝２πＦであり、Ｆは考慮している周波数である
時に： ψ＝ー２．Ａｒｃｔｇ（Ｒ．Ｃ．ω）に等しい。

【００２１】本発明による位相シフト増幅器は非常に多
くの応用に用いられうる。例としては、ラジオ周波数通
信装置の受信部分への応用を図４に概略を示す。図４に
高度に概略図化した従来からのように受信周波数帯の粗
い選択に対して空中の信号ＡＴを受ける第一の帶域通過
フィルター１３と、低ノイズ増幅器１５（ＬＮＡ）と、
イメージ周波数を出来る限り減衰することにより、即ち
局所発振器ＬＯの周波数に関して受信周波数と対称的な
周波数で基本的に受信チャンネルの前選択をなすよう試
みる第二の帶域通過フィルター１７とからなる通信装置
の受信経路の部分を示す。この局所発振器ＬＯの信号は
中間周波数増幅器２１（ＩＦ）が配置される出力で掛け
算器１９内で掛け算により受信信号と結合される。

【００２２】実際的な理由及び効率の理由から図の破線
の枠２５内に入っている部分、即ち低ノイズ増幅器１
５、帶域通過フィルター１７、局所発振器ＬＯ、掛け算
回路１９、及び中間周波数増幅器２１は同じ半導体回路
内に集積されることが望ましい。その様な集積回路２５
は第一のフィルターの後に空中信号を受信し、出力端子
２３に増幅された中間周波数信号を供給する。

【００２３】帶域通過フィルター１７の要求される高度
な特定の特徴的な特性を考慮して、このフィルターは例
えば高い価格及び装置の顕著な扱いにくさという欠点を
有する表面波技術と呼ばれる技術により形成される。集
積するための同様な解決策が直交位相シフトされたフィ
ルターされるべき信号の成分の和に基づく他の技術を用
いてなされる。その様な技術は原理的には知られてお
り、局所発振器の周波数に関して受信周波数と対称的な
イメージ周波数の除去の効果が既に提案されている。

【００２４】この型のイメージ周波数の除去は、例えば
フィリップスにより販売されているＵＡＡ２０７２Ｍを
参照した回路で用いられている。しかしながらこの回路
は既に説明したように大きな供給電流消費の欠点を有す
る図２に関して記載された位相シフト回路の原理を実施
し、この消費はそれがバッテリーで動作する携帯装置内
で用いられるよう意図された回路である場合になおさら
問題である。

【００２５】図５に部品を省略し、回路が必要な供給電
流の実質的な減少を結果として生ずる図４の回路２５の
機能を容易に集積しうる再結合回路の概略図を示す。図
５にトランジスタＴ１１、Ｔ１２と、電流源Ｓ１と、位
相シフト抵抗Ｒ１１、Ｒ１２と、位相シフトコンデンサ
ーＣ１１、Ｃ１２と、トランジスタＴ３１、Ｔ３２によ
り形成されるカスケード段と、２つの負荷抵抗ＲＬ１、
ＲＬ２とにより形成される第一の位相シフト増幅器を示
す。第二の位相シフト増幅器は入力トランジスタＴ２
１、Ｔ２２と、電流源Ｓ２と、位相シフト抵抗Ｒ２１、
Ｒ２２と、位相シフトコンデンサーＣ２１、Ｃ２２と、
一対のカスケードされたトランジスタＴ４１、Ｔ４２
と、これらのトランジスタのコレクタが結合される同じ
負荷抵抗ＲＬ１、ＲＬ２とにより形成され、従って２つ
の位相シフト増幅器はこれらの共通の抵抗を横切る信号
の再結合をなす。第一及び第二の位相シフト増幅器のカ
スケードされた段は基準電位Ｖｒｅｆに相互接続又は接
続されたそれらのベースを有する。トランジスタＴ１１
及びＴ１２により形成された入力トランジスタの差動対
に対して相互に相補的で、増幅される前の受信信号に関
して４５°だけ位相シフトされた信号Ｉ及び信号

【００２６】

【外１】

【００２７】がそれぞれ印加される。Ｔ２１及びＴ２２
により形成された入力トランジスタの差動対のベースに
相補的な信号

【００２８】

【外２】

【００２９】及び信号Ｑがそれぞれ印加され、ここで信
号Ｑは増幅される前の受信信号に関して１３５°だけ位
相シフトされる。入力信号Ｉに対応する増幅され位相シ
フトされた電流信号は入力信号

【００３０】

【外３】

【００３１】に対応する増幅され位相シフトされた信号
と同様に負荷抵抗ＲＬ１に印加される。同様に、入力信
号Ｑに対応する増幅され位相シフトされた電流信号は入
力信号

【００３２】

【外４】

【００３３】に対応する増幅され位相シフトされた信号
と同様に負荷抵抗ＲＬ２に印加される。図５に示される
回路はこのように入力信号の増幅を実施し、２つの負荷
抵抗ＲＬ１及びＲＬ２で位相シフトしたのちに再結合
し、それにより負荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２に接続された
端子５１、５２上に現れる差動出力信号ＶＳ、

【００３４】

【外５】

【００３５】を発生する。位相シフト増幅器の出力の負
荷抵抗ＲＬ１及びＲＬ２への逆接続がまた可能であり、
これは使用の条件の機能によることが実証されることは
明白である。図５はＭＯＳ電界効果型で、スイッチの役
割を果たすトランジスタＴｘにより位相シフト抵抗Ｒ１
１、Ｒ１２及びＲ２１、Ｒ２２に並列に接続されうる付
加的な抵抗ＲＡによりそれぞれの位相シフト増幅器の位
相シフト値を調整することが可能なよう設けられる実施
例の有利な変形例をまた示す。

【００３６】理解を容易にするよう図５には各位相シフ
ト抵抗に並列に接続した単一の付加抵抗ＲＡを示すが、
スイッチトランジスタを介して１つづつ又は群として接
続されうる種々の抵抗を容易に設けられることは明白で
あり、該抵抗はそれぞれ適切なスイッチ命令を受ける。
受信装置内のイメージ周波数除去の原理に関する更なる
詳細はアメリカ合衆国ＮｏｒｗｏｏｄのＡｒｔｅｃｈ
Ｈｏｕｓｅ社により１９９３年に出版されたＳ．Ａ．Ｍ
ＡＡＳ著の「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｉｘｅｒｓ」国際
規格本番号第０８９００６ー６０５ー１の２７９乃至２
８５頁に記載され、これを参考として引用する。

【００３７】本発明は上記実施例により制限されない。
第一に当業者はそれの単純さ故にカスケード配置が本発
明による位相シフト増幅器用のトランスインピーダンス
型の増幅をなすのに特に適切であるが、トランスインピ
ーダンス型の同じ機能を実施する他のいかなる知られた
配置でも結果の顕著な違いなしに代替されうることを容
易に理解できるからである。

【００３８】他方で用いられているトランジスタの型は
交換可能であり、更に詳しくは極性及びバイポーラ型又
は電界効果型かの点に関して交換可能である。図１のト
ランジスタＴ３及びＴ４又は図５のトランジスタＴ３
１、Ｔ３２、Ｔ４、Ｔ４２により形成されたカスケード
段に関して、それらは位相シフト増幅器の差動入力対の
トランジスタと同じ型であると記載されていることは明
白である。しかしながら変形例（図示せず）によれば
「折り返し段（ｆｏｌｄｅｄ ｓｔａｇｅ）」と呼ばれ
るカスケードされた段は問題のトランジスタを反対の極
性のトランジスタにより置き換えることによりまた用い
られえ、それにより負荷抵抗は基準電圧（接地）に一端
を接続され、一方でこれらのトランジスタのエミッタは
ノードＡ、Ｂ（Ａ’、Ｂ’）に結合され、及び他方で適
切な電流源を介して電圧供給端子Ｖｃｃから電流を受け
る。記載された例に関する他の変形は、当業者にとって
なお理解の範囲にあるが、請求項に記載される本発明の
範囲内である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による位相シフト増幅器の電子回路を示
す図である。

【図２】知られている位相シフト回路の概略ブロック図
である。

【図３】図２と比較した本発明による位相シフト回路の
基本的な回路を示す図である。

【図４】ラジオ周波数受信装置に本発明を応用した概略
ブロック図を示す。

【図５】本発明による２つの位相シフト増幅器を用いた
再結合回路の電子回路図を示す。

【符号の説明】

１、２ 出力端子 １３、１７ 帶域通過フィルター １５ 低ノイズ増幅器 １９ 掛け算器 ２１ 中間周波数増幅器 ２３ 出力端子 ２５ 集積回路 ５１、５２ 端子 Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ２１、Ｔ
２２、Ｔ３１、Ｔ３２、Ｔ４１、Ｔ４２、Ｔｘ トラン
ジスタ Ｒｄ１、Ｒｄ２、Ｒ１’、Ｒ２’、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ
２１、Ｒ２２ 位相シフト抵抗 ＲＬ１、ＲＬ２ 負荷抵抗 ＲＡ 抵抗 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ’１、Ｃ’２ 位相シフトコンデンサー Ｓ、Ｓ１、Ｓ２ 電流源 ＶＥ 負の供給端子 Ｖｃｃ 正の供給端子 Ｖｒｅｆ 基準電圧 ＶＤ１、ＶＤ２ 出力電圧 ＶＧ 発電機 ＶＩ 電圧信号 ＶＳ１、ＶＳ２ 出力信号

【外６】

【外７】 Ｉ１、Ｉ２ 入力信号 Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’ ノード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 セルジュ ドゥロジ フランス国 14000 カーン リュ・ド ゥ・レジセイ 72 (56)参考文献 特開 昭52−124319（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−318415（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 3/45 H03H 11/16

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 定常電流が供給される差動入力対を形成
   するよう配置された第一のトランジスタ及び第二のトラ
   ンジスタが設けられ、 第一のトランジスタ及び第二のトランジスタの各々は、
   入力信号を受ける制御電極と出力電極とを具備し、 第一のトランジスタの出力電極は第一の位相シフト抵抗
   の端子及び第一の位相シフトコンデンサーの端子に接続
   され、 第二のトランジスタの出力電極は第二の位相シフト抵抗
   の端子及び第二の位相シフトコンデンサーの端子に接続
   され、 第一の位相シフト抵抗の別の端子は第一のノードで第二
   の位相シフトコンデンサーの別の端子に接続され、 第二の位相シフト抵抗の別の端子は第二のノードで第一
   の位相シフトコンデンサーの別の端子に接続されてい
   る、 位相シフト増幅器であって、 第一のノードはトランスインピーダンス型の増幅器の入
   力に接続され、 第二のノードはトランスインピーダンス型の別の増幅器
   の入力に接続され、トランスインピーダンス型の増幅器及び別の増幅器は、
   入力信号に対して位相がシフトされた差動出力信号を発
   生することを特徴とする位相シフト増幅器。
2. 【請求項２】 トランスインピーダンス型の増幅器及び
   別の増幅器は、第三及び第四のトランジスタにより形成
   されるカスケード段により形成され、第三のトランジスタの出力電極は第一の負荷抵抗に接続
   され、 第四のトランジスタの出力電極は第二の負荷抵抗に接続
   され、 第三のトランジスタ及び第四のトランジスタの制御電極
   に基準電圧が供給される、 ことを特徴とする請求項１記載の位相シフト増幅器。
3. 【請求項３】 電子的スイッチに接続された少なくとも
   一つの付加的な位相シフト抵抗を更に有し、 付加的な位相シフト抵抗及び電子的スイッチは位相シフ
   ト抵抗と並列に接続される、 ことを特徴とする請求項１又は２記載の位相シフト増幅
   器。
4. 【請求項４】 電子的スイッチはＭＯＳ型の電界効果ト
   ランジスタにより形成されることを特徴とする請求項３
   記載の位相シフト増幅器。
5. 【請求項５】 第一、第二、第三、及び、第四のトラン
   ジスタはバイポーラートランジスタであることを特徴と
   する請求項２乃至４のうちいずれか一項記載の位相シフ
   ト増幅器。
6. 【請求項６】 所定の位相をもつ第１の成分を表す相互
   に相補的な一方の差動入力信号と、第１の成分と直交位
   相関係を有する第２の成分を表わす相互に相補的な他方
   の差動入力信号とを受け、差動入力信号毎に位相シフト
   及び増幅を行い、位相シフト及び増幅が行われた一方の
   差動入力信号と、位相シフト及び増幅が行われた他方の
   差動入力信号を加算する再結合回路であって、 請求項１乃至５のうちいずれか一項記載の２つの位相シ
   フト増幅器により形成されることを特徴とする再結合回
   路。
7. 【請求項７】 トランスインピーダンス型の増幅器及び
   別の増幅器はゼロでない出力インピーダンスを有し、トランスインピーダンス型の増幅器及び別の増幅器のう
   ちの一方 の出力は他方の出力に直接接続されることを特
   徴とする請求項６記載の再結合回路。
8. 【請求項８】 請求項１乃至５のうちいずれか一項記載
   の増幅器又は請求項６又は７記載の再結合回路からなる
   送受信局。