JP4271330B2 - ミキサ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＢＳチューナ、ディジタルＴＶチューナ、携帯電話を初めとする各種通信機器の高周波部において用いられるミキサ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８に従来の差動構成のミキサ回路の一例の回路図を示す。このミキサ回路は、差動増幅器を２段重ねた構成であり、入力信号としては、２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 が入力され、出力信号として、２つの電圧信号のＶIN1 ，ＶIN2 の各周波数の和に対応した周波数の信号と、差に対応した周波数の信号とが出力されるものである。
【０００３】
すなわち、このミキサ回路は、電源電圧ＶCCが印加される電源端子に負荷となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の各一端が接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 （Ｒ1 ＝Ｒ2 ）の各他端に掛算回路ＭＰの一方および他方の電流出力端子ｉ（＋），ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられている。
【０００４】
掛算回路ＭＰは、具体的には、抵抗Ｒ1 の他端にバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタと略す）ＴM12 ，ＴM22 のコレクタが共通接続され、抵抗Ｒ2 の他端にトランジスタＴM13 ，ＴM23 のコレクタが共通接続されている。
【０００５】
また、トランジスタＴM12 ，ＴM13 のエミッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM11 のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴM22 ，ＴM23 のエミッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM21 のコレクタに接続されている。
【０００６】
トランジスタＴM11 のエミッタは抵抗ＲIN1 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、トランジスタＴM21 のエミッタは抵抗ＲIN2 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、電流源Ｉ1 の他端は接地されている。
【０００７】
そして、トランジスタＴM13 ，ＴM22 のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ（＋）が設けられている。また、トランジスタＴM12 ，ＴM23 のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ（−）が設けられている。さらに、トランジスタＴM11 のベースには電圧入力端子ＲＦ（＋）が設けられ、トランジスタＴM21 のベースには電圧入力端子ＲＦ（−）が設けられている。
【０００８】
そして、抵抗Ｒ1 とトランジスタＴM12 ，ＴM22 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（＋）は、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP1のベースに接続されている。トランジスタＱP1のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩP1を介して接地されるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP2のベースに接続されている。トランジスタＱP2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩP2を介して接地され、トランジスタＱP2のエミッタから一方の混合出力ＶOUT （＋）が得られる。
【０００９】
また、抵抗Ｒ2 とトランジスタＴM13 ，ＴM23 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（−）は、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱN1のベースに接続されている。トランジスタＱN1のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩN1を介して接地されるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱN2のベースに接続されている。トランジスタＱN2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩN2を介して接地され、トランジスタＱN2のエミッタから他方の混合出力ＶOUT （−）が得られる。
【００１０】
以上のような構成のミキサ回路では、掛算回路ＭＰに第１の電圧信号ＶIN1 と第２の電圧信号ＶIN2 が入力されると、これら２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比例した差動の電流信号が電流出力端子ｉ（＋），ｉ（−）から抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に流れ、これによって２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比例した電圧が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の他端より得られることになる。そして、その電圧がエミッタフォロワ回路を介し、混合出力ＶOUT （＋），ＶOUT （−）として得られることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来のミキサ回路では、出力信号の振幅レベル（コンバージョンゲイン）は抵抗Ｒ1 （もしくはＲ2 ）と抵抗ＲIN1 と抵抗ＲIN2 とから決定される。理想状態での出力レベルＶOUT （＋）は
ＶOUT （＋）＝（２／π）・｛Ｒ1 ／（ＲIN1 ＋ＲIN2 ）｝・ＶIN1
である。
【００１２】
しかし、入力信号の周波数がＧＨｚオーダーへと高くなるに従い、回路の寄生容量等で出力レベルが減衰してしまい十分なコンバージョンゲインが得られないという問題がある。
【００１３】
また、ＢＳチューナなどで必要とする入力信号の周波数範囲を満足させるためには、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインが必要である。従来のミキサ回路の構成であると、入力信号の周波数が高くなるに従い、振幅レベルが落ちるため、振幅レベルを一定にするためにミキサ回路の後にＡＧＣアンプ等を入れる必要がある。
【００１４】
したがって、本発明の目的は、入力信号の周波数が高いＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができるミキサ回路を提供することである。
【００１５】
また、本発明の他の目的は、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができるミキサ回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明のミキサ回路は、従来例において回路の出力振幅を決める負荷として、抵抗に代えてＬＣ共振回路を用い、さらにＬＣ共振回路に対してＱ調整用電圧電流変換回路を付加することによって、ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させるようにし、これによってコンバージョンゲインの調整を行うようにしたことを特徴とする。
【００１７】
このミキサ回路は、Ｑファクタを変化させることができるので、入力信号の周波数に応じてコンバージョンゲインを自由に設定することができ、かつ出力信号は必要とする信号の周波数を中心とするバンドパスフィルタの特性を併せ持っている。チューナのように、複数の周波数が入力されるような場合、従来のミキサ回路であれば、出力信号も入力周波数に応じた信号が複数出力され、選択した周波数以外の信号は妨害波として出力されてしまう。しかし、本発明のように、希望波を中心とするバンドパスフィルタの特性をミキサ回路に持たせることにより、希望波以外の信号やノイズレベルを抑えることができる。
【００１８】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とし、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整とを併用することで、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。この場合、共振周波数で出力信号レベルが最大となり、その他の周波数帯はレベルが共振周波数の場合より減衰している。その減衰量は、バンドパスフィルタのフィルタ特性のＱに依存する。
【００１９】
また、共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００２０】
本発明の請求項１記載のミキサ回路は、外部から与えられた信号を掛算した信号を互いに逆相の信号として出力端子対から出力する掛算回路と、インダクタンス素子、キャパシタンス素子及び、キャパシタンス素子と直列に設けられた電流検出抵抗を備えた２個の共振回路の各一端を掛算回路の出力端子対にそれぞれ接続し、他端を共通接続した第１、第２ＬＣ共振回路と、掛算回路の出力端子対の一方の出力端子と第１のＬＣ共振回路の一端との接続点と、掛算回路の出力端子対の他方の出力端子と第２のＬＣ共振回路の一端との接続点との間に生じる電圧を電流変換して増幅し、第１、第２ＬＣ共振回路の各一端に個々に電流帰還させた第１電圧電流変換回路と、エミッタが共通接続されると共に第１直流電流源がこの共通接続部に接続された第１差動トランジスタ対及び、エミッタが共通接続されると共に第２直流電流源がこの共通接続部に接続されると共に各ベースが第１差動トランジスタ対の各コレクタに個々に接続された第２差動トランジスタ対、第１差動トランジスタ対の各コレクタに各々一端が接続され、他端が共通接続されて電圧が印加されたダイオード対を備えた第２電圧電流変換回路とを備えている。
そして、第１ＬＣ共振回路の第１キャパシタンス素子および第１電流検出用抵抗の接続点と、第２ＬＣ共振回路の第２キャパシタンス素子および第２電流検出用抵抗の接続点との間に生じる電圧を第１差動トランジスタ対のベース間に与え、第２差動トランジスタ対のコレクタ電流を第１、第２ＬＣ共振回路の一端に個々に与えている。
【００２１】
この構成によれば、第１電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数がＧＨZ オーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００２３】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００２５】
また、第２の電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、第１の電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
本発明の請求項２記載のミキサ回路は、請求項１記載のミキサ回路において、第１電圧電流変換回路が、エミッタが共通接続されると共に第３直流電流源がこの共通接続部に接続された第３、第４トランジスタ及び、エミッタが共通接続されると共に第４直流電流源がこの共通接続部に接続された第５、第６トランジスタを備え、第３トランジスタのコレクタ・ベースと第５トランジスタのベースとを接続し、第４トランジスタのコレクタ・ベースと第６トランジスタのベースとを接続し、第３トランジスタのコレクタ・ベースと第１ＬＣ共振回路の一端とを第１抵抗を介して接続し、第４トランジスタのコレクタ・ベースと第２ＬＣ共振回路の一端とを第２抵抗を介して接続し、第５トランジスタのコレクタと第２ＬＣ共振回路の一端とを接続し、第６トランジスタのコレクタと第１ＬＣ共振回路の一端とを接続している。
本発明の請求項３記載のミキサ回路は、請求項２記載のミキサ回路において、第１電圧電流変換回路の第３、第４直流電流源の電流値を互いに異ならせている。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態のミキサ回路について、図面を参照しながら説明する。
【００２７】
〔第１の実施の形態〕
図１に本発明の第１の実施の形態の差動構成のミキサ回路のブロック図を示す。このミキサ回路は、図１に示すように、電源電圧ＶCCが印加される電源端子に、インダクタンス素子Ｌ1 （直列抵抗成分ＲL1を含む）およびキャパシタンス素子Ｃ1 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ11の一端が接続され、またインダクタンス素子Ｌ2 （直列抵抗成分ＲL2を含む）およびキャパシタンス素子Ｃ2 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ12の一端が接続されている。
【００２８】
ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端には、掛算回路ＭＰの一方の電流出力端子ｉ（＋）が接続されている。また、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端には、掛算回路ＭＰの他方の電流出力端子ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられている。
【００２９】
また、キャパシタンス素子Ｃ1 に流れる電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ1 が、キャパシタンス素子Ｃ1 と直列に設けられている。この電流検出用抵抗Ｒｓ1 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ1 に流れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３０】
同様に、キャパシタンス素子Ｃ2 に流れる電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ2 が、キャパシタンス素子Ｃ2 と直列に設けられている。この電流検出用抵抗Ｒｓ2 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ2 に流れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３１】
そして、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流をＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12に帰還する周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF が設けられている。
【００３２】
上記したＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12と電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 と周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF とでＬＣ共振回路ＲＣ1 が構成される。
【００３３】
上述の周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF は、具体的には、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に非反転電圧入力端子が接続され、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
【００３４】
そして、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点と、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点との間に生じる電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させる。
【００３５】
そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端から一方の発振出力ＶOUT （＋）が得られ、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端から他方の発振出力ＶOUT （−）が得られる。この図１では、従来例で示したようなエミッタフォロワ回路の図示は省略している。
【００３６】
なお、周波数の変化方向を逆にする必要がある場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の非反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ2 と電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に接続し、反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ1 と電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に接続すればよい。また、周波数の変化方向を両方向にしたい場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の非反転電圧入力端子および反転電圧入力端子の接続関係がちょうど反対になった上記したような二種の周波数調整用電圧電流変換回路を併設すればよい。
【００３７】
また、このミキサ回路には、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流をＬＣ共振回路ＲＣ1 に帰還することにより、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させるＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ が設けられている。
【００３８】
このＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、具体的には、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に非反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
【００３９】
そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に生じる電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させる。これによって、ミキサ回路のコンバージョンゲインを調整することが可能であり、例えば入力信号の周波数の変化に係わらずコンバージョンゲインが一定となるようにすることが可能である。
【００４０】
ここで、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させる動作、ならびにＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によってＬＣ共振回路のＱファクタを変化させる動作について、以下図７を参照しながら原理的に説明する。
【００４１】
図７（ａ）にはインダクタンス素子Ｌとキャパシタンス素子ＣからなるＬＣ共振回路が示されている。ここで、ＲL はインダクタンス素子Ｌに含まれている直列抵抗である。
【００４２】
図７（ａ）に示したＬＣ共振回路の共振周波数ωCOとＱファクタＱO は、一般的に、以下のように表される。
【００４３】
【数１】
ωCO＝１／√（ＬＣ）
【００４４】
【数２】
ＱO ＝ωCOＬ／ＲL ＝（１／ＲL ）√（Ｌ／Ｃ）
図７（ｂ）には、図７（ａ）の直列抵抗ＲL の代わりに、並列のコンダクタンスＧが設けられたＬＣ共振回路が示されている。図７（ａ）のＬＣ共振回路と図７（ｂ）のＬＣ共振回路が等価であるとすると、コンダクタンスＧは、以下のように表される。
【００４５】
【数３】
Ｇ＝１／（ＱO 2 ＋１）ＲL
ただし、ＲL 2 ≪（ωCOＬ）2 である。
【００４６】
ここで、図７（ｂ）のように等価変形したＬＣ共振回路において、図７（ｃ）に示すように、コンダクタンスＧを打ち消すように、コンダクタンス−ＧQ をＬＣ共振回路と並列に入れる。
【００４７】
このように、コンダクタンス−ＧQ を用いると、ＬＣ共振回路の共振周波数ωｃおよびＱファクタは以下のように表すことができる。
【００４８】
【数４】
ωC ＝ωCO√（１−ＧQ ＲL ）
【００４９】
【数５】
Ｑ＝ＱO √（１−ＧQ ＲL ）／（１−ＱO 2 ＧQ ＲL ）
≒ＱO ／｛１−ＧQ Ｌ／（ＲL Ｃ）｝
数４および数５から分かるように、コンダクタンス−ＧQ を用いると共振周波数ωC やＱファクタを変化させることができる。
【００５０】
つぎに、図７（ｄ）は電流源を使ったインピーダンス変換回路を示すものである。この回路は、電流ＩZ が流れるインピーダンスＺ0 に、電流ＩZ のＡI 倍の電流を流す電流源ＡI ＩZ が並列に接続されている状態を示している。この回路は、図７（ｅ）に示すインピーダンスＺと等価と見なすことができる。ただし、インピーダンスＺは、以下のように表される。
【００５１】
【数６】
Ｚ＝Ｚ0 ／（ＡI ＋１）
つまり、電流を変化させることができる電流源をあるインピーダンスと並列にいれたときに、その電流値を変化させることにより、インピーダンスを見かけ上変化させることができるということになる。
【００５２】
上記した第１の実施の形態では、ＬＣ共振周波数を変化させるために、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のキャパシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 に流れる電流を、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 で電圧に変換し、その信号を周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF を用いて電流に変換し、ＬＣ共振回路ＲＣ1 、つまり発振出力にフィードバックしている。この動作は、図７（ｄ），（ｅ）で説明したインピーダンス変換の概念を使用しており、ＬＣ共振回路のインピーダンスを変えることにより、共振周波数を変化させている。なお、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 の電圧を取り込む際の極性が互いに逆になった二つの周波数調整用電圧電流変換回路が設けられておれば、インダクタンス素子Ｌ1 およびキャパシタンス素子Ｃ1 の本来の共振周波数ωCOから増加方向、減少方向のどちらにでも共振周波数を変化させることができる。二つの周波数調整用電圧電流変換回路が実現するコンダクタンスの差で共振周波数が決まる。
【００５３】
また、上記第１の実施の形態では、バンドパス特性のＱファクタを変化させるために、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 にそれぞれ直列に入っている抵抗ＲL1，ＲL2を見かけ上変化させることにより、Ｑファクタを変化させている。これは、図７（ａ）〜（ｃ）で説明した概念を使用している。例えは図７（ｃ）において、−ＧQ ＝Ｇになるように、コンダクタンス−ＧQ を設定すれば、ＬＣ共振回路のＱファクタは理論上無限大になる。
【００５４】
以上のように、共振周波数とＱファクタを可変できるＬＣ共振回路をミキサ回路に負荷として使用することにより、バンドパスフィルタの中心周波数を可変することができ、また同時にＱファクタも調整することにより広範囲な周波数可変範囲で安定した混合動作を実現することができる。
【００５５】
図１に示したミキサ回路における共振周波数ωC およびＱファクタは、以下のように表される。
【００５６】
【数７】
ωC ＝ωCO・√（１−ｇｍQ ＲL ）／√｛１＋（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
【００５７】
【数８】
Ｑ＝ＱO √（１−ｇｍQ ＲL ）・√｛１＋（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
／｛１−ｇｍQ （Ｌ／ＣＲL ＋Ｒｓ）＋Ｒｓ／ＲL ＋ｇｍF Ｒｓ｝
ただし、Ｒｓ＝Ｒｓ1 ＝Ｒｓ2
ＲL ＝ＲL 1 ＝ＲL 2
Ｌ＝Ｌ1 ＝Ｌ2
Ｃ＝Ｃ1 ＝Ｃ2
としている。
【００５８】
ここで、
ｇｍQ ＲL ≪１
ｇｍQ Ｒｓ≪１＋ｇｍF Ｒｓ
が成り立つ場合は、共振周波数ωC は、次式のように近似できる。
【００５９】
【数９】
ωC ＝ωCO／√（１＋ｇｍF Ｒｓ）
数９より、共振周波数ωC は、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の相互コンダクタンスを変化させることでコントロールできることがわかる。
【００６０】
また、ミキサ回路のゲインは、つぎのように表される。
【００６１】
【数１０】
ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN（Ｑ／ＱO ）・（ωC ／ωCO) ・√（Ｌ／Ｃ）
×√［｛（ωCO／ωC ）2 − Ｒｓ／ＲL ｝2 ＋（ＱO ＋ωCOＣＲｓ）2 ］
／√（１−ｇｍQ ＲL ）
ここで、
ＧｍQ ＲL ≪１
ωCO／ωC ≪１
Ｒｓ／ＲL ≪１
が成り立つ場合、つぎのように近似することができる。ただし、ｇｍINは掛算器のコンダクタンスである。
【００６２】
【数１１】
ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN・（ωC ／ωC O ）Ｑ√（Ｌ／Ｃ）
つぎに、図１のミキサ回路をトランジスタレベルで具体化した回路図を図２に示す。このミキサ回路では、図２に示すように、掛算回路ＭＰが従来例と同様に、トランジスタＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 ，ＴM21 ，ＴM22 ，ＴM23 と、抵抗ＲIN1 ，ＲIN2 と、電流源ＩINとで構成されている。また、従来例と同様のトランジスタＱP1，ＱP2，ＱN1，ＱN2および電流源ＩP1，ＩP2，ＩN1，ＩN2からなるエミッタフォロワ回路を付加したものが示されている。
【００６３】
周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF は、トランジスタＴF1，ＴF2および電流源ＩF からなる。トランジスタＴF1は、非反転入力端子として機能するベースがキャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点、つまり（ｃ）点に接続され、一方の電流出力端子として機能するコレクタが（ａ）点に接続され、エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。また、トランジスタＴF2は、反転入力端子として機能するベースがキャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点、つまり（ｄ）点に接続され、他方の電流出力端子として機能するコレクタが（ｂ）点に接続され、エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。電流源ＩF の他端は接地されている。
【００６４】
上記した周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF のコンダクタンスｇｍF は、以下のように表される。
【００６５】
【数１２】
ｇｍF ＝ＩF ／４ＶT
ここで、ＩF は電流源ＩF に流れる電流である。ＶT はトランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧であり、
ＶT ＝ｋＴ／ｑ
で与えられ、室温でほぼ２６ｍＶである。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子１個の電荷量である。
【００６６】
Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、トランジスタＴQ11 ，ＴQ12 ，ＴQ21 ，ＴQ22 と抵抗ＲQ1，ＲQ2と電流源ＩQ1 ,ＩQ2とで構成されている。トランジスタＴQ11 のコレクタが（ａ）点に接続され、トランジスタＴQ12 のコレクタが（ｂ）点に接続され、トランジスタＴQ22 のコレクタが抵抗ＲQ1を介して（ａ）点に接続され、トランジスタＴQ21 のコレクタが抵抗ＲQ2を介して（ｂ）点に接続されている。
【００６７】
また、トランジスタＴQ11 のベースがトランジスタＴQ21 のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタＴQ12 のベースがトランジスタＴQ22 のベースおよびコレクタに接続されている。
【００６８】
さらに、トランジスタＴQ11 のエミッタとトランジスタＴQ12 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ1の一端に接続され、電流源ＩQ1の他端は接地されている。また、トランジスタＴQ21 のエミッタとトランジスタＴQ22 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ2の一端に接続され、電流源ＩQ2の他端は接地されている。
【００６９】
また、上記したＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ のコンダクタンスｇｍQ は、図４に示すように、（ａ）点と（ｂ）点との間に加わる電圧をＶとし、（ａ）点と（ｂ）点との間に流れる電流をＩとしたときに、
ｇｍQ ＝Ｉ／Ｖ
であるので、以下のように表される。
【００７０】
【数１３】
ｇｍQ ＝（ｇｍQ1−ｇｍQ2）／（１＋ｇｍQ2ＲQ ）
ただし、ｇｍQ1＝ＩQ1／４ＶT
ｇｍQ2＝ＩQ2／４ＶT
ここで、ＶT はトランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧である。また、ＩQ1，ＩQ2は電流源ＩQ1，ＩQ2に流れる電流であり、両電流源ＩQ1，ＩQ2に流れる電流の比を変えることにより電圧電流変換比（コンダクタンス）を変えることができる。
【００７１】
この実施の形態によれば、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によりＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数がＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００７２】
また、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用で、コンバージョンゲインの調整を行うことで、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００７３】
さらに、周波数調整用電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【００７４】
なお、上記の実施の形態では、周波数調整用電圧電流変換回路を用いてＬC 共振回路の共振周波数を変化させたが、例えばバラクタダイオードなどの可変キャパシタンス素子を有するＬＣ共振回路によって共振周波数を変えてもよい。
【００７５】
〔第２の実施の形態〕
図３に本発明の第２の実施の形態の差動構成の発振回路のブロック図を示す。
この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整する回路を省いたもので、それ以外の構成は第１の実施の形態と同様である。つまり、この実施の形態では、ＬＣ共振主回路ＲＣ21，ＲＣ22からなるＬＣ共振回路ＲＣ2 を用いている。
【００７６】
この実施の形態では、共振周波数の調整ができない点を除き第１の実施の形態と同様に動作し、共振周波数の調整による効果が得られない以外は第１の実施の形態と同様である。
【００７７】
〔第３の実施の形態〕
図５に本発明の第３の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の本来のＬＣ共振周波数に対して増加方向および減少方向の両方向に変化させることができるようにしたものである。具体的には、図２の回路の（ａ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF22 のコレクタを接続し、同じく（ｂ）点にトランジスタＴF12 ，ＴF21 のコレクタを接続し、同じく（ｃ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF21 のベースを接続し、同じく（ｄ）点にトランジスタＴF12 ，ＴF22 のベースを接続している。そして、トランジスタＴF11 ，ＴF12 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF1を介して接地し、トランジスタＴF21 ，ＴF22 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF2を介して接地している。
【００７８】
この回路では、電流源ＩF1，ＩF2の電流比によって周波数を変化させることができる。
【００７９】
この実施の形態では、ＬＣ共振回路の共振周波数のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 およびキャパシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 による本来のＬＣ共振周波数に対して、増減の両方向にＬＣ共振周波数を変化させることができ、周波数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
【００８０】
〔第４の実施の形態〕
図６に本発明の第４の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、トランジスタを２段に接続したもので、電圧電流変換比（コンダクタンス）の可変範囲を広くすることができるものである。具体的には、トランジスタＴF31 のコレクタがダイオードＤ1 を介して基準電圧ＲＥＦに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがダイオードＤ2 を介して基準電圧ＲＥＦに接続されている。トランジスタＴF31 ，ＴF32 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF11 を介して接地されている。トランジスタＴF31 のベースが図２の回路の（ｃ）点に接続され、トランジスタＴF32 のベースが図２の回路の（ｄ）点に接続されている。また、トランジスタＴF31 のコレクタがトランジスタＴF41 のベースに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがトランジスタＴF42 のベースに接続されている。トランジスタＴF41 ，ＴF42 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF12 を介して接地されている。トランジスタＴF41 のコレクタが図２の回路の（ａ）点に接続され、トランジスタＴF42 のコレクタが同じく（ｂ）点に接続されている。
【００８１】
この実施の形態の発振回路によれば、周波数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
【００８２】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載のミキサ回路によれば、第１の電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数が高いＧＨZ オーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００８３】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００８４】
また、第２の電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、第１の電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の発振回路を構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の発振回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の発振回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図４】Ｑ調整用電圧電流変換回路のコンダクタンスを説明するための回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の発振回路における動作原理を説明する回路図である。
【図８】従来の発振回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
ＲＣ1 ＬＣ共振回路
ＲＣ11 ＬＣ共振主回路
ＲＣ12 ＬＣ共振主回路
ＭＰ 掛算回路
Ｌ1 ，Ｌ2 インダクタンス素子
Ｃ1 ，Ｃ2 キャパシタンス素子
Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 電流検出用抵抗
ＧＭF 周波数調整用電圧電流変換回路
ＧＭQ Ｑ調整用電圧電流変換回路
ＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 トランジスタ
ＴM21 ，ＴM22 ，ＴM23 トランジスタ
ＲIN1 ，ＲIN2 抵抗
ＩIN 電流源
ＲＣ2 ＬＣ共振回路
ＲＣ21 ＬＣ共振主回路
ＲＣ22 ＬＣ共振主回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＢＳチューナ、ディジタルＴＶチューナ、携帯電話を初めとする各種通信機器の高周波部において用いられるミキサ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８に従来の差動構成のミキサ回路の一例の回路図を示す。このミキサ回路は、差動増幅器を２段重ねた構成であり、入力信号としては、２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 が入力され、出力信号として、２つの電圧信号のＶIN1 ，ＶIN2 の各周波数の和に対応した周波数の信号と、差に対応した周波数の信号とが出力されるものである。
【０００３】
すなわち、このミキサ回路は、電源電圧ＶCCが印加される電源端子に負荷となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の各一端が接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 （Ｒ1 ＝Ｒ2 ）の各他端に掛算回路ＭＰの一方および他方の電流出力端子ｉ（＋），ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられている。
【０００４】
掛算回路ＭＰは、具体的には、抵抗Ｒ1 の他端にバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジスタと略す）ＴM12 ，ＴM22 のコレクタが共通接続され、抵抗Ｒ2 の他端にトランジスタＴM13 ，ＴM23 のコレクタが共通接続されている。
【０００５】
また、トランジスタＴM12 ，ＴM13 のエミッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM11 のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴM22 ，ＴM23 のエミッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM21 のコレクタに接続されている。
【０００６】
トランジスタＴM11 のエミッタは抵抗ＲIN1 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、トランジスタＴM21 のエミッタは抵抗ＲIN2 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、電流源Ｉ1 の他端は接地されている。
【０００７】
そして、トランジスタＴM13 ，ＴM22 のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ（＋）が設けられている。また、トランジスタＴM12 ，ＴM23 のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ（−）が設けられている。さらに、トランジスタＴM11 のベースには電圧入力端子ＲＦ（＋）が設けられ、トランジスタＴM21 のベースには電圧入力端子ＲＦ（−）が設けられている。
【０００８】
そして、抵抗Ｒ1 とトランジスタＴM12 ，ＴM22 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（＋）は、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP1のベースに接続されている。トランジスタＱP1のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩP1を介して接地されるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP2のベースに接続されている。トランジスタＱP2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩP2を介して接地され、トランジスタＱP2のエミッタから一方の混合出力ＶOUT （＋）が得られる。
【０００９】
また、抵抗Ｒ2 とトランジスタＴM13 ，ＴM23 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（−）は、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱN1のベースに接続されている。トランジスタＱN1のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩN1を介して接地されるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱN2のベースに接続されている。トランジスタＱN2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源ＩN2を介して接地され、トランジスタＱN2のエミッタから他方の混合出力ＶOUT （−）が得られる。
【００１０】
以上のような構成のミキサ回路では、掛算回路ＭＰに第１の電圧信号ＶIN1 と第２の電圧信号ＶIN2 が入力されると、これら２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比例した差動の電流信号が電流出力端子ｉ（＋），ｉ（−）から抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に流れ、これによって２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比例した電圧が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の他端より得られることになる。そして、その電圧がエミッタフォロワ回路を介し、混合出力ＶOUT （＋），ＶOUT （−）として得られることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来のミキサ回路では、出力信号の振幅レベル（コンバージョンゲイン）は抵抗Ｒ1 （もしくはＲ2 ）と抵抗ＲIN1 と抵抗ＲIN2 とから決定される。理想状態での出力レベルＶOUT （＋）は
ＶOUT （＋）＝（２／π）・｛Ｒ1 ／（ＲIN1 ＋ＲIN2 ）｝・ＶIN1
である。
【００１２】
しかし、入力信号の周波数がＧＨｚオーダーへと高くなるに従い、回路の寄生容量等で出力レベルが減衰してしまい十分なコンバージョンゲインが得られないという問題がある。
【００１３】
また、ＢＳチューナなどで必要とする入力信号の周波数範囲を満足させるためには、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインが必要である。従来のミキサ回路の構成であると、入力信号の周波数が高くなるに従い、振幅レベルが落ちるため、振幅レベルを一定にするためにミキサ回路の後にＡＧＣアンプ等を入れる必要がある。
【００１４】
したがって、本発明の目的は、入力信号の周波数が高いＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができるミキサ回路を提供することである。
【００１５】
また、本発明の他の目的は、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができるミキサ回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明のミキサ回路は、従来例において回路の出力振幅を決める負荷として、抵抗に代えてＬＣ共振回路を用い、さらにＬＣ共振回路に対してＱ調整用電圧電流変換回路を付加することによって、ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させるようにし、これによってコンバージョンゲインの調整を行うようにしたことを特徴とする。
【００１７】
このミキサ回路は、Ｑファクタを変化させることができるので、入力信号の周波数に応じてコンバージョンゲインを自由に設定することができ、かつ出力信号は必要とする信号の周波数を中心とするバンドパスフィルタの特性を併せ持っている。チューナのように、複数の周波数が入力されるような場合、従来のミキサ回路であれば、出力信号も入力周波数に応じた信号が複数出力され、選択した周波数以外の信号は妨害波として出力されてしまう。しかし、本発明のように、希望波を中心とするバンドパスフィルタの特性をミキサ回路に持たせることにより、希望波以外の信号やノイズレベルを抑えることができる。
【００１８】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とし、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整とを併用することで、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。この場合、共振周波数で出力信号レベルが最大となり、その他の周波数帯はレベルが共振周波数の場合より減衰している。その減衰量は、バンドパスフィルタのフィルタ特性のＱに依存する。
【００１９】
また、共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００２０】
本発明の請求項１記載のミキサ回路は、外部から与えられた信号を掛算した信号を互いに逆相の信号として出力端子対から出力する掛算回路と、インダクタンス素子、キャパシタンス素子及び、キャパシタンス素子と直列に設けられた電流検出抵抗を備えた２個の共振回路の各一端を掛算回路の出力端子対にそれぞれ接続し、他端を共通接続した第１、第２ＬＣ共振回路と、掛算回路の出力端子対の一方の出力端子と第１のＬＣ共振回路の一端との接続点と、掛算回路の出力端子対の他方の出力端子と第２のＬＣ共振回路の一端との接続点との間に生じる電圧を電流変換して増幅し、第１、第２ＬＣ共振回路の各一端に個々に電流帰還させた第１電圧電流変換回路と、エミッタが共通接続されると共に第１直流電流源がこの共通接続部に接続された第１差動トランジスタ対及び、エミッタが共通接続されると共に第２直流電流源がこの共通接続部に接続されると共に各ベースが第１差動トランジスタ対の各コレクタに個々に接続された第２差動トランジスタ対、第１差動トランジスタ対の各コレクタに各々一端が接続され、他端が共通接続されて電圧が印加されたダイオード対を備えた第２電圧電流変換回路とを備えている。
そして、第１ＬＣ共振回路の第１キャパシタンス素子および第１電流検出用抵抗の接続点と、第２ＬＣ共振回路の第２キャパシタンス素子および第２電流検出用抵抗の接続点との間に生じる電圧を第１差動トランジスタ対のベース間に与え、第２差動トランジスタ対のコレクタ電流を第１、第２ＬＣ共振回路の一端に個々に与えている。
【００２１】
この構成によれば、第１電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数がＧＨZ オーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００２３】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００２５】
また、第２の電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、第１の電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
本発明の請求項２記載のミキサ回路は、請求項１記載のミキサ回路において、第１電圧電流変換回路が、エミッタが共通接続されると共に第３直流電流源がこの共通接続部に接続された第３、第４トランジスタ及び、エミッタが共通接続されると共に第４直流電流源がこの共通接続部に接続された第５、第６トランジスタを備え、第３トランジスタのコレクタ・ベースと第５トランジスタのベースとを接続し、第４トランジスタのコレクタ・ベースと第６トランジスタのベースとを接続し、第３トランジスタのコレクタ・ベースと第１ＬＣ共振回路の一端とを第１抵抗を介して接続し、第４トランジスタのコレクタ・ベースと第２ＬＣ共振回路の一端とを第２抵抗を介して接続し、第５トランジスタのコレクタと第２ＬＣ共振回路の一端とを接続し、第６トランジスタのコレクタと第１ＬＣ共振回路の一端とを接続している。
本発明の請求項３記載のミキサ回路は、請求項２記載のミキサ回路において、第１電圧電流変換回路の第３、第４直流電流源の電流値を互いに異ならせている。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態のミキサ回路について、図面を参照しながら説明する。
【００２７】
〔第１の実施の形態〕
図１に本発明の第１の実施の形態の差動構成のミキサ回路のブロック図を示す。このミキサ回路は、図１に示すように、電源電圧ＶCCが印加される電源端子に、インダクタンス素子Ｌ1 （直列抵抗成分ＲL1を含む）およびキャパシタンス素子Ｃ1 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ11の一端が接続され、またインダクタンス素子Ｌ2 （直列抵抗成分ＲL2を含む）およびキャパシタンス素子Ｃ2 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ12の一端が接続されている。
【００２８】
ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端には、掛算回路ＭＰの一方の電流出力端子ｉ（＋）が接続されている。また、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端には、掛算回路ＭＰの他方の電流出力端子ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられている。
【００２９】
また、キャパシタンス素子Ｃ1 に流れる電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ1 が、キャパシタンス素子Ｃ1 と直列に設けられている。この電流検出用抵抗Ｒｓ1 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ1 に流れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３０】
同様に、キャパシタンス素子Ｃ2 に流れる電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ2 が、キャパシタンス素子Ｃ2 と直列に設けられている。この電流検出用抵抗Ｒｓ2 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ2 に流れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３１】
そして、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流をＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12に帰還する周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF が設けられている。
【００３２】
上記したＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12と電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 と周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF とでＬＣ共振回路ＲＣ1 が構成される。
【００３３】
上述の周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF は、具体的には、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に非反転電圧入力端子が接続され、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
【００３４】
そして、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点と、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点との間に生じる電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させる。
【００３５】
そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端から一方の発振出力ＶOUT （＋）が得られ、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端から他方の発振出力ＶOUT （−）が得られる。この図１では、従来例で示したようなエミッタフォロワ回路の図示は省略している。
【００３６】
なお、周波数の変化方向を逆にする必要がある場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の非反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ2 と電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に接続し、反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ1 と電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に接続すればよい。また、周波数の変化方向を両方向にしたい場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の非反転電圧入力端子および反転電圧入力端子の接続関係がちょうど反対になった上記したような二種の周波数調整用電圧電流変換回路を併設すればよい。
【００３７】
また、このミキサ回路には、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流をＬＣ共振回路ＲＣ1 に帰還することにより、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させるＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ が設けられている。
【００３８】
このＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、具体的には、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に非反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
【００３９】
そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に生じる電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させる。これによって、ミキサ回路のコンバージョンゲインを調整することが可能であり、例えば入力信号の周波数の変化に係わらずコンバージョンゲインが一定となるようにすることが可能である。
【００４０】
ここで、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させる動作、ならびにＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によってＬＣ共振回路のＱファクタを変化させる動作について、以下図７を参照しながら原理的に説明する。
【００４１】
図７（ａ）にはインダクタンス素子Ｌとキャパシタンス素子ＣからなるＬＣ共振回路が示されている。ここで、ＲL はインダクタンス素子Ｌに含まれている直列抵抗である。
【００４２】
図７（ａ）に示したＬＣ共振回路の共振周波数ωCOとＱファクタＱO は、一般的に、以下のように表される。
【００４３】
【数１】
ωCO＝１／√（ＬＣ）
【００４４】
【数２】
ＱO ＝ωCOＬ／ＲL ＝（１／ＲL ）√（Ｌ／Ｃ）
図７（ｂ）には、図７（ａ）の直列抵抗ＲL の代わりに、並列のコンダクタンスＧが設けられたＬＣ共振回路が示されている。図７（ａ）のＬＣ共振回路と図７（ｂ）のＬＣ共振回路が等価であるとすると、コンダクタンスＧは、以下のように表される。
【００４５】
【数３】
Ｇ＝１／（ＱO 2 ＋１）ＲL
ただし、ＲL 2 ≪（ωCOＬ）2 である。
【００４６】
ここで、図７（ｂ）のように等価変形したＬＣ共振回路において、図７（ｃ）に示すように、コンダクタンスＧを打ち消すように、コンダクタンス−ＧQ をＬＣ共振回路と並列に入れる。
【００４７】
このように、コンダクタンス−ＧQ を用いると、ＬＣ共振回路の共振周波数ωｃおよびＱファクタは以下のように表すことができる。
【００４８】
【数４】
ωC ＝ωCO√（１−ＧQ ＲL ）
【００４９】
【数５】
Ｑ＝ＱO √（１−ＧQ ＲL ）／（１−ＱO 2 ＧQ ＲL ）
≒ＱO ／｛１−ＧQ Ｌ／（ＲL Ｃ）｝
数４および数５から分かるように、コンダクタンス−ＧQ を用いると共振周波数ωC やＱファクタを変化させることができる。
【００５０】
つぎに、図７（ｄ）は電流源を使ったインピーダンス変換回路を示すものである。この回路は、電流ＩZ が流れるインピーダンスＺ0 に、電流ＩZ のＡI 倍の電流を流す電流源ＡI ＩZ が並列に接続されている状態を示している。この回路は、図７（ｅ）に示すインピーダンスＺと等価と見なすことができる。ただし、インピーダンスＺは、以下のように表される。
【００５１】
【数６】
Ｚ＝Ｚ0 ／（ＡI ＋１）
つまり、電流を変化させることができる電流源をあるインピーダンスと並列にいれたときに、その電流値を変化させることにより、インピーダンスを見かけ上変化させることができるということになる。
【００５２】
上記した第１の実施の形態では、ＬＣ共振周波数を変化させるために、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のキャパシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 に流れる電流を、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 で電圧に変換し、その信号を周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF を用いて電流に変換し、ＬＣ共振回路ＲＣ1 、つまり発振出力にフィードバックしている。この動作は、図７（ｄ），（ｅ）で説明したインピーダンス変換の概念を使用しており、ＬＣ共振回路のインピーダンスを変えることにより、共振周波数を変化させている。なお、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 の電圧を取り込む際の極性が互いに逆になった二つの周波数調整用電圧電流変換回路が設けられておれば、インダクタンス素子Ｌ1 およびキャパシタンス素子Ｃ1 の本来の共振周波数ωCOから増加方向、減少方向のどちらにでも共振周波数を変化させることができる。二つの周波数調整用電圧電流変換回路が実現するコンダクタンスの差で共振周波数が決まる。
【００５３】
また、上記第１の実施の形態では、バンドパス特性のＱファクタを変化させるために、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 にそれぞれ直列に入っている抵抗ＲL1，ＲL2を見かけ上変化させることにより、Ｑファクタを変化させている。これは、図７（ａ）〜（ｃ）で説明した概念を使用している。例えは図７（ｃ）において、−ＧQ ＝Ｇになるように、コンダクタンス−ＧQ を設定すれば、ＬＣ共振回路のＱファクタは理論上無限大になる。
【００５４】
以上のように、共振周波数とＱファクタを可変できるＬＣ共振回路をミキサ回路に負荷として使用することにより、バンドパスフィルタの中心周波数を可変することができ、また同時にＱファクタも調整することにより広範囲な周波数可変範囲で安定した混合動作を実現することができる。
【００５５】
図１に示したミキサ回路における共振周波数ωC およびＱファクタは、以下のように表される。
【００５６】
【数７】
ωC ＝ωCO・√（１−ｇｍQ ＲL ）／√｛１＋（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
【００５７】
【数８】
Ｑ＝ＱO √（１−ｇｍQ ＲL ）・√｛１＋（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
／｛１−ｇｍQ （Ｌ／ＣＲL ＋Ｒｓ）＋Ｒｓ／ＲL ＋ｇｍF Ｒｓ｝
ただし、Ｒｓ＝Ｒｓ1 ＝Ｒｓ2
ＲL ＝ＲL 1 ＝ＲL 2
Ｌ＝Ｌ1 ＝Ｌ2
Ｃ＝Ｃ1 ＝Ｃ2
としている。
【００５８】
ここで、
ｇｍQ ＲL ≪１
ｇｍQ Ｒｓ≪１＋ｇｍF Ｒｓ
が成り立つ場合は、共振周波数ωC は、次式のように近似できる。
【００５９】
【数９】
ωC ＝ωCO／√（１＋ｇｍF Ｒｓ）
数９より、共振周波数ωC は、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の相互コンダクタンスを変化させることでコントロールできることがわかる。
【００６０】
また、ミキサ回路のゲインは、つぎのように表される。
【００６１】
【数１０】
ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN（Ｑ／ＱO ）・（ωC ／ωCO) ・√（Ｌ／Ｃ）
×√［｛（ωCO／ωC ）2 − Ｒｓ／ＲL ｝2 ＋（ＱO ＋ωCOＣＲｓ）2 ］
／√（１−ｇｍQ ＲL ）
ここで、
ＧｍQ ＲL ≪１
ωCO／ωC ≪１
Ｒｓ／ＲL ≪１
が成り立つ場合、つぎのように近似することができる。ただし、ｇｍINは掛算器のコンダクタンスである。
【００６２】
【数１１】
ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN・（ωC ／ωC O ）Ｑ√（Ｌ／Ｃ）
つぎに、図１のミキサ回路をトランジスタレベルで具体化した回路図を図２に示す。このミキサ回路では、図２に示すように、掛算回路ＭＰが従来例と同様に、トランジスタＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 ，ＴM21 ，ＴM22 ，ＴM23 と、抵抗ＲIN1 ，ＲIN2 と、電流源ＩINとで構成されている。また、従来例と同様のトランジスタＱP1，ＱP2，ＱN1，ＱN2および電流源ＩP1，ＩP2，ＩN1，ＩN2からなるエミッタフォロワ回路を付加したものが示されている。
【００６３】
周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF は、トランジスタＴF1，ＴF2および電流源ＩF からなる。トランジスタＴF1は、非反転入力端子として機能するベースがキャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点、つまり（ｃ）点に接続され、一方の電流出力端子として機能するコレクタが（ａ）点に接続され、エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。また、トランジスタＴF2は、反転入力端子として機能するベースがキャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点、つまり（ｄ）点に接続され、他方の電流出力端子として機能するコレクタが（ｂ）点に接続され、エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。電流源ＩF の他端は接地されている。
【００６４】
上記した周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF のコンダクタンスｇｍF は、以下のように表される。
【００６５】
【数１２】
ｇｍF ＝ＩF ／４ＶT
ここで、ＩF は電流源ＩF に流れる電流である。ＶT はトランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧であり、
ＶT ＝ｋＴ／ｑ
で与えられ、室温でほぼ２６ｍＶである。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子１個の電荷量である。
【００６６】
Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、トランジスタＴQ11 ，ＴQ12 ，ＴQ21 ，ＴQ22 と抵抗ＲQ1，ＲQ2と電流源ＩQ1 ,ＩQ2とで構成されている。トランジスタＴQ11 のコレクタが（ａ）点に接続され、トランジスタＴQ12 のコレクタが（ｂ）点に接続され、トランジスタＴQ22 のコレクタが抵抗ＲQ1を介して（ａ）点に接続され、トランジスタＴQ21 のコレクタが抵抗ＲQ2を介して（ｂ）点に接続されている。
【００６７】
また、トランジスタＴQ11 のベースがトランジスタＴQ21 のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタＴQ12 のベースがトランジスタＴQ22 のベースおよびコレクタに接続されている。
【００６８】
さらに、トランジスタＴQ11 のエミッタとトランジスタＴQ12 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ1の一端に接続され、電流源ＩQ1の他端は接地されている。また、トランジスタＴQ21 のエミッタとトランジスタＴQ22 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ2の一端に接続され、電流源ＩQ2の他端は接地されている。
【００６９】
また、上記したＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ のコンダクタンスｇｍQ は、図４に示すように、（ａ）点と（ｂ）点との間に加わる電圧をＶとし、（ａ）点と（ｂ）点との間に流れる電流をＩとしたときに、
ｇｍQ ＝Ｉ／Ｖ
であるので、以下のように表される。
【００７０】
【数１３】
ｇｍQ ＝（ｇｍQ1−ｇｍQ2）／（１＋ｇｍQ2ＲQ ）
ただし、ｇｍQ1＝ＩQ1／４ＶT
ｇｍQ2＝ＩQ2／４ＶT
ここで、ＶT はトランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧である。また、ＩQ1，ＩQ2は電流源ＩQ1，ＩQ2に流れる電流であり、両電流源ＩQ1，ＩQ2に流れる電流の比を変えることにより電圧電流変換比（コンダクタンス）を変えることができる。
【００７１】
この実施の形態によれば、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によりＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数がＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００７２】
また、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用で、コンバージョンゲインの調整を行うことで、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００７３】
さらに、周波数調整用電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【００７４】
なお、上記の実施の形態では、周波数調整用電圧電流変換回路を用いてＬC 共振回路の共振周波数を変化させたが、例えばバラクタダイオードなどの可変キャパシタンス素子を有するＬＣ共振回路によって共振周波数を変えてもよい。
【００７５】
〔第２の実施の形態〕
図３に本発明の第２の実施の形態の差動構成の発振回路のブロック図を示す。
この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整する回路を省いたもので、それ以外の構成は第１の実施の形態と同様である。つまり、この実施の形態では、ＬＣ共振主回路ＲＣ21，ＲＣ22からなるＬＣ共振回路ＲＣ2 を用いている。
【００７６】
この実施の形態では、共振周波数の調整ができない点を除き第１の実施の形態と同様に動作し、共振周波数の調整による効果が得られない以外は第１の実施の形態と同様である。
【００７７】
〔第３の実施の形態〕
図５に本発明の第３の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の本来のＬＣ共振周波数に対して増加方向および減少方向の両方向に変化させることができるようにしたものである。具体的には、図２の回路の（ａ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF22 のコレクタを接続し、同じく（ｂ）点にトランジスタＴF12 ，ＴF21 のコレクタを接続し、同じく（ｃ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF21 のベースを接続し、同じく（ｄ）点にトランジスタＴF12 ，ＴF22 のベースを接続している。そして、トランジスタＴF11 ，ＴF12 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF1を介して接地し、トランジスタＴF21 ，ＴF22 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF2を介して接地している。
【００７８】
この回路では、電流源ＩF1，ＩF2の電流比によって周波数を変化させることができる。
【００７９】
この実施の形態では、ＬＣ共振回路の共振周波数のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 およびキャパシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 による本来のＬＣ共振周波数に対して、増減の両方向にＬＣ共振周波数を変化させることができ、周波数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
【００８０】
〔第４の実施の形態〕
図６に本発明の第４の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、トランジスタを２段に接続したもので、電圧電流変換比（コンダクタンス）の可変範囲を広くすることができるものである。具体的には、トランジスタＴF31 のコレクタがダイオードＤ1 を介して基準電圧ＲＥＦに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがダイオードＤ2 を介して基準電圧ＲＥＦに接続されている。トランジスタＴF31 ，ＴF32 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF11 を介して接地されている。トランジスタＴF31 のベースが図２の回路の（ｃ）点に接続され、トランジスタＴF32 のベースが図２の回路の（ｄ）点に接続されている。また、トランジスタＴF31 のコレクタがトランジスタＴF41 のベースに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがトランジスタＴF42 のベースに接続されている。トランジスタＴF41 ，ＴF42 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF12 を介して接地されている。トランジスタＴF41 のコレクタが図２の回路の（ａ）点に接続され、トランジスタＴF42 のコレクタが同じく（ｂ）点に接続されている。
【００８１】
この実施の形態の発振回路によれば、周波数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
【００８２】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載のミキサ回路によれば、第１の電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させることにより、コンバージョンゲインを任意に調整することができる。その結果、入力信号の周波数が高いＧＨZ オーダーのように極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００８３】
また、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応することができる。
【００８４】
また、第２の電圧電流変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、第１の電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の発振回路を構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の発振回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の発振回路の具体的な構成を示すブロック図である。
【図４】Ｑ調整用電圧電流変換回路のコンダクタンスを説明するための回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の発振回路における動作原理を説明する回路図である。
【図８】従来の発振回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
ＲＣ1 ＬＣ共振回路
ＲＣ11 ＬＣ共振主回路
ＲＣ12 ＬＣ共振主回路
ＭＰ 掛算回路
Ｌ1 ，Ｌ2 インダクタンス素子
Ｃ1 ，Ｃ2 キャパシタンス素子
Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 電流検出用抵抗
ＧＭF 周波数調整用電圧電流変換回路
ＧＭQ Ｑ調整用電圧電流変換回路
ＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 トランジスタ
ＴM21 ，ＴM22 ，ＴM23 トランジスタ
ＲIN1 ，ＲIN2 抵抗
ＩIN 電流源
ＲＣ2 ＬＣ共振回路
ＲＣ21 ＬＣ共振主回路
ＲＣ22 ＬＣ共振主回路
Claims (3)
- 外部から与えられた信号を掛算した信号を互いに逆相の信号として出力端子対から出力する掛算回路と、
インダクタンス素子、キャパシタンス素子及び、前記キャパシタンス素子と直列に設けられた電流検出抵抗を備えた２個の共振回路の各一端を前記掛算回路の出力端子対にそれぞれ接続し、他端を共通接続した第１、第２ＬＣ共振回路と、
前記掛算回路の出力端子対の一方の出力端子と前記第１のＬＣ共振回路の一端との接続点と、前記掛算回路の出力端子対の他方の出力端子と前記第２のＬＣ共振回路の一端との接続点との間に生じる電圧を電流変換して増幅し、前記第１、第２ＬＣ共振回路の前記各一端に個々に電流帰還させた第１電圧電流変換回路と、
エミッタが共通接続されると共に第１直流電流源がこの共通接続部に接続された第１差動トランジスタ対及び、エミッタが共通接続されると共に第２直流電流源がこの共通接続部に接続されると共に各ベースが前記第１差動トランジスタ対の各コレクタに個々に接続された第２差動トランジスタ対、前記第１差動トランジスタ対の各コレクタに各々一端が接続され、他端が共通接続されて電圧が印加されたダイオード対を備えた第２電圧電流変換回路とを備え、
前記第１ＬＣ共振回路の第１キャパシタンス素子および第１電流検出用抵抗の接続点と、前記第２ＬＣ共振回路の第２キャパシタンス素子および第２電流検出用抵抗の接続点との間に生じる電圧を前記第１差動トランジスタ対のベース間に与え、前記第２差動トランジスタ対のコレクタ電流を前記第１、第２ＬＣ共振回路の前記一端に個々に与えたことを特徴とするミキサ回路。 - 前記第１電圧電流変換回路が、エミッタが共通接続されると共に第３直流電流源がこの共通接続部に接続された第３、第４トランジスタ及び、エミッタが共通接続されると共に第４直流電流源がこの共通接続部に接続された第５、第６トランジスタを備え、前記第３トランジスタのコレクタ・ベースと前記第５トランジスタのベースとを接続し、前記第４トランジスタのコレクタ・ベースと前記第６トランジスタのベースとを接続し、前記第３トランジスタのコレクタ・ベースと前記第１ＬＣ共振回路の前記一端とを第１抵抗を介して接続し、前記第４トランジスタのコレクタ・ベースと前記第２ＬＣ共振回路の前記一端とを第２抵抗を介して接続し、前記第５トランジスタのコレクタと前記第２ＬＣ共振回路の前記一端とを接続し、前記第６トランジスタのコレクタと前記第１ＬＣ共振回路の前記一端とを接続したことを特徴とする請求項１記載のミキサ回路。
- 前記第１電圧電流変換回路の前記第３、第４直流電流源の電流値を互いに異ならせたことを特徴とする請求項２記載のミキサ回路。
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