JPH01160107A - 平衡電圧−電流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、第１および第２トランジスタを有する平衡電
圧−電流変換器であって、これら第１および第２トラン
ジスタのコレクタは共通第１電源端子に接続された負荷
回路に対する第１および第２コレクタ端子をそれぞれ構
成し、前記の第１および第２トランジスタのエミッタの
各々は電流供給素子により共通第２電源端子に結合され
、これらエミッタが前記の平衡電圧−電流変換器の入力
端子を構成している当該平衡電圧−電流変換器に関する
ものである。

また本発明は上述した電圧−電流変換器を有する二重平
衡ミクサ回路にも関するものである。

ミクサ回路の形態の負荷回路が接続されている上述した
種類の電圧−電流変換器は欧州特許出願ＥＰ−Ａ　Ｉ２
−０１３１３３７号明細書から既知であり、特にラジオ
受信機およびテレビジョン受像機や、移動通信用受信機
に用いられている。電圧−電流変換器の第１および第２
トランジスタの入力端子には例えばアンテナからの無線
周波（ＲＦ）信号が逆位相で供給され、これらトランジ
スタによりこの信号がこれに比例する電流変化に変換さ
れ、この電流変化が第１および第２コレクタ端子を経て
これらに接続された２つの差動対のトランジスタのエミ
ッタ電流にそれぞれ重畳される。これらの差動対に供給
されるミクサ信号はこれらのトランジスタを切換え、ミ
クサ信号および無線周波信号の周波数間の和および差を
有する信号がこれら差動対のコレクタに存在する。他の
処理の為に、中間周波ＯＦ）信号である、これら周波数
間の差を有する信号を帯域通過或いは低域通過フィルタ
により取出すことができる。

このようなミクサ回路では、非直線性が相互変調積およ
び雑音を生じ、これらが受信機のダイナミックレンジに
直接影響を及ぼす。相互変調によって影響を受けないダ
イナミックレンジは、良好な受信に必要とする最小信号
電力と、相互変調積によって妨害されない受信が可能な
場合の最大信号電力との間の、ｄＢで表わした差として
定義されている。電圧−電流変換器の特性は主としてミ
クサ回路の特性、すなわちダイナミックレンジを決定す
る。

前記の欧州特許出願ＥＰ−Ａ　ｆ−０１３１３３７号か
ら既知のミクサ回路では、電圧−電流変換器の第１およ
び第２トランジスタが共通ベース構造に配置されている
。このミクサ回路により生ぜしめられる雑音およびひず
みはこれらトランジスタと電圧−電流変換器の入力端子
間に配置された信号源のインピーダンスとによって殆ど
決定される。

ミクサ回路のダイナミックレンジは、これらトランジス
タのベース電流を高め、従って電圧−電流変換器の入力
端子でみてＲＦ信号源のインピーダンスとこれらトラン
ジスタのインピーダンスとの比を高めてこれらトランジ
スタを比較的小さな範囲に駆動するようにすることによ
り高めることができる。しかしこの解決策の場合、これ
らトランジスタのインピーダンスが一定でなく、これに
よりひずみをも生ぜしめてしまうという欠点がある。

更に、集積回路におけるバイアス電流を何の問題もなく
高めるということができない。その理由は、バイアス電
流は通常電力消費の条件との関連で所定の値に制限され
ている為である。

本発明の目的は、直線範囲（ダイナミックレンジ）を大
きくし、例えば前述した種類の二重平衡ミクサ回路に用
いた際に例えば相互変調および雑音動作の双方を改善し
うるようにした電圧−電流変換器を提供せんとするにあ
る。

本発明は、第１および第２トランジスタを有する平衡電
圧−電流変換器であって、これら第１および第２トラン
ジスタのコレクタは共通第１電源端子に接続された負荷
回路に対する第１および第２コレクタ端子をそれぞれ構
成し、前記の第１および第２トランジスタのエミッタの
各々は電流供給素子により共通第２電源端子に結合され
、これらエミッタが前記の平衡電圧−電流変換器の入力
端子を構成している当該平衡電圧−電流変換器において
、この平衡電圧−電流変換器が更に、第３および第４ト
ランジスタを有する第１差動対と、第５および第６トラ
ンジスタを有する第２差動対とを具え、前記の第３およ
び第４トランジスタのエミッタは第１共通エミッタ端子
に接続され、前記の第５および第６トランジスタのエミ
ッタは第２共通エミッタ端子に接続され、これら第１お
よび第２共通エミッタ端子の各々は電流供給素子により
前記の第２電源端子に接続され、前記の第４および第５
トランジスタのベースは前記の第１および第２トランジ
スタのエミッタにそれぞれ結合され、前記の第３および
第６トランジスタのコレクタは前記の第１および第２コ
レクタ端子にそれぞれ結合されるか或いは前記の第１お
よび第２トランジスタのエミッタにそれぞれ結合され、
前記の第４および第５トランジスタのコレクタは前記の
第１および第２トランジスタのベースにそれぞれ結合さ
れ、且つこれら第４および第５トランジスタのコレクタ
の各々は電流供給素子により第１電源端子に接続されて
いることを特徴とする。

本発明は、第１および第２トランジスタのベースに流れ
る入力信号の部分が第１および第２差動対により第１お
よび第２トランジスタのコレクタ電流にそれぞれ加えら
れるか或いはこれらのエミッタ電流から減算せしめられ
るという認識を基に成したものである。このようにされ
ることにより、第１および第２コレクタ端子における信
号電流が第１および第２トランジスタの入力信号電流に
それぞれ極めて正確に等しくなる。こ熟らトランジスタ
の対数的なベース−エミッタ電圧は、それぞれ高電圧利
得を有する第４および第５トランジスタによりそれぞれ
供給される。このことは、第１および第２トランジスタ
を殆ど完全にターン・オンさせることができ、従って本
発明による平衡電圧−電流変換器のダイナミックレンジ
が既知の二重平衡ミクサ回路に用いられているような変
換器のダイナミックレンジよりも大きくなるということ
を意味する。

本発明によって生ぜしめられる雑音は主と４して第１お
よび第２差動対のトランジスタにより決定される。本発
明の好適例では、前記の第３および第６トランジスタの
ベースは信号電流に関する限り第７および第８トランジ
スタをそれぞれ経て固定電位にあり、これら第７および
第８トランジスタのエミッタは信号電流に対して大地に
結合され、第３および第６トランジスタのベースは第７
および第８トランジスタのコレクタにそれぞれ接続され
、これら第７および第８トランジスタのコレクタは電流
供給素子により第１電源端子に接続され、これら第７お
よび第８トランジスタのベースは第４および第５トラン
ジスタのベースにそれぞれ接続されているようにするこ
とにより、これら第１および第２差動対の雑音寄与を減
少せしめる。

第７および第８トランジスタの動作は、第１および第２
差動対をそれぞれ経て負帰還される広帯域演算増幅器に
たとえることができ、ベースは反転入力端子を構成し、
エミッタは非反転入力端子を構成する。この本発明の好
適例では、回路によって生ぜしめられる雑音が主として
比較的低いバイアス電流を有する第７および第８トラン
ジスタにより決定されるようになる為、これらの電流の
雑音寄与が小さくなるという利点が得られる。また負帰
還の結果として電圧−電流変換器の入力インピーダンス
が電気的に更に減少せしめられる。

前述したように、第４および第５トランジスタの電圧利
得は高い為、この利得を狭帯域として本発明による電圧
−電流変換器の不安定な動作をなくすようにするのが望
ましい。本発明の他の実施例では、第１トランジスタの
ベースと第１共通エミッタ端子との間および第２トラン
ジスタのベースおよび第２共通エミッタ端子との間にそ
れぞれ、容量性作用を有する素子が配置されているよう
にすることにより上述した不安定な動作をなくすことが
できる。

この構成によればいかなる追加のひずみをも導入しない
。その理由は、容量性作用を有するいかなる素子を流れ
る可成り非直線性の電流がそれぞれ第４および第５トラ
ンジスタを経て閉ループを流れる為である。第１および
第２コレクタ端子に流れる電流は電圧−電流変換器のそ
れぞれの入力電流に等しく保たれる。

本発明による回路における他の不安定性をなくす為に、
第１および第２差動対より成るそれぞれの帰還ループの
帯域幅を制限する必要がある。本発明の更に他の実施例
では、第７および第８トランジスタのコレクタの各々が
、容量性作用を有する他の素子により接地されているよ
うにすることにより、上述した帯域幅の制限を達成しう
る。

本発明の更に他の実施例では、第３トランジスタのベー
スと第１共通エミッタ端子との間および第６トランジス
タのベースおよび第２共通エミッタ端子との間に、容量
性作用を有する他の素子がそれぞれ配置されているよう
にすることにより、エミッタホロワとして配置した第３
および第６トランジスタの好ましくない高周波特性を改
善しうる。

前述したように、入力信号は第１および第２トランジス
タのエミッタに逆位相で供給する必要がある。浮動信号
源を設計する場合これをこれらエミッタ間に直接接続す
るようにすることができる。

信号電圧源の一極が例えば接地されている為に、この−
極が固定電圧を有する場合、１つの一次巻線と２つの対
称二次巻線を有する変成器により入力電圧を既知のよう
にエミッタに逆相で供給しうる。

例えば回路技術の点から見て変成器を使用することが困
難であるか或いは望ましくない場合には、この欠点をな
くすことのできる更に他の実施例では、前記の平衡電圧
−電流変換器が更に第３および第４差動対を有し、これ
ら第３および第４差動対は第７および第９トランジスタ
と、第８および第１０トランジスタとをそれぞれ有して
おり、これらの各差動対のエミッタは互いに接続されて
いるとともに電流供給素子を経て第２電源端子に接続さ
れており、第３および第６トランジスタのベースは第７
および第８トランジスタのコレクタにそれぞれ接続され
、これらのコレクタは電流供給素子により電源端子に接
続され、第７および第８トランジスタのベースは第４お
よび第５トランジスタのベースにそれぞれ接続され、第
９および第１０トランジスタのコレクタは第１電源端子
に接続され、第９および第１０トランジスタのベースは
平衡電圧−電流変換器の入力端子を構成しているように
する。

このようにして形成した回路は高入力インピーダンスを
有しており、入力インピーダンスの一方を接地すること
により、非浮動信号源を変成器の使用なしに簡単に接続
しうる。本発明のこの実施例は１つのアセンブリとして
集積的に製造しうる。

前述したように本発明による電圧−電流変換器は二重平
衡ミクサ回路に用いるのが有利であり、この場合この二
重平衡ミクサ回路が第１１および第１２トランジスタを
有する差動対と、第１３および第１４トランジスタを有
する他の差動対とを具えており、第１１および第１２ト
ランジスタのエミッタは互いに接続され共通エミッタ端
子を構成しており、第１３および第１４トランジスタの
エミッタは互いに接続され他の共通エミッタ端子を構成
しており、第１１および第１３トランジスタのコレクタ
は互いに接続され共通コレクタ端子を構成しており、第
１２および第１４トランジスタのコレクタは互いに接続
され他の共通コレクタ端子を構成しており、これらの各
共通コレクタ端子はインピーダンスにより共通第１電源
端子に接続され、第１１および第１４トランジスタのベ
ースは共通ベース端子に接続され、第１２および第１３
トランジスタのベースは他の共通ベース端子に接続され
ており、これらの共通ベース端子間にミクサ信号を供給
しうるようになっており、前記の平衡電圧−電流変換器
の第１および第２コレクタ端子は前記のミクサ回路のそ
れぞれのエミッタ端子に接続されているようにする。

以下図面につき説明する。

第１図に示す二重平衡ミクサ回路は、共通エミッタ端子
３を有するトランジスタＴ、およびＴ２より成る第１の
差動対と、他の共通エミッタ端子４を有するトランジス
タＴ３およびＴ４より成る第２の差動対とを具えている
。トランジスタＴ１およびＴ４のベースは共通ベース端
子７に接続され、トランジスタＴ２およびＴ３のベース
は他の共通ベース端子８に接続されている。トランジス
タＴ１およびＴ、のコレクタは共通コレクタ端子５に接
続され、トランジスタＴ２およびＴ４のコレクタは他の
共通コレクタ端子６に接続されている。共通コレクタ端
子５はインピーダンス９により共通の第１電源端子１に
接続され、他の共通コレクタ端子６もインピーダンス１
０により第１電源端子１に接続されている。

インピーダンス９および１０は例えば抵抗とすることが
できる。第１および第２の差動対のトランジスタを切換
える発振器信号Ｖ。ｓｃはベース端子７および８に供給
される。

電圧−電流変換器はトランジスタＴ、およびＴ６を以っ
て構成されている。ＲＦ入力信号ＶｉＲは例えばアンテ
ナから入力端子１４および１５に供給され、これら入力
端子はトランジスタＴ、およびＴ、のベースにそれぞれ
接続され、これらトランジスタＴ、およびＴ６のコレク
タは共通エミッタ端子３および４にそれぞれ接続されて
いる。トランジスタＴ５およびＴ６のエミッタは電流供
給素子１１および１２をそれぞれ経て共通の第２電源端
子２に接続されている。

トランジスタＴ、およびＴ６のエミッタ間には例えば抵
抗の形態としたインピーダンス１３が設けられている。

第１電源端子１は電圧源の正極に接続され、第２電源端
子２は負極に接続されている。

上述したミクサ回路により発振器信号とＲＦ倍信号が混
合される為、発振器信号の周波数とＲＦ倍信号周波数と
の和および差を有する信号がコレクタ端子５，６に現わ
れる。これらの周波数間の差を有する信号、すなわちＩ
Ｆ倍信号帯域通過フィルタ或いは低域通過フィルタによ
り取出すことができる。

トランジスタＴ、およびＴ６はいわゆる電圧−電流変換
器を構成し、この電圧−電流変換器では、入力端子１４
．１５に供給される信号電圧ＶＩＮがこれに比例しイン
ピーダンス１３を通る信号電流ｉｔＨに変換される。こ
の信号電流はエミッタ端子３および他のエミッタ端子４
を経て流れる。その理由は、゛電流供給素子１１．１２
が理想的な場合に無限に高いインピーダンスを有してい
る為である。ここに電流供給素子とは、所定のほぼ一定
の直流電流が流れ交流電流に対するインピーダンスが比
較的大きな回路を意味するものとする。第１図の回路で
は電流源が示されているが、例えば適切な値の抵抗によ
り目的の機能を得ることもできる。

上述した種類のミクサ回路には、入力信号と出力信号と
発振器信号との間を満足に分離でき、必要とする発振器
出力がわずかで足り、回路を集積化できるという利点が
ある。雑音やひずみのような特性は殆どがトランジスタ
Ｔ、、　Ｔ６および抵抗１３によって決定される。これ
らの特性を改善する既知の手段は変換抵抗１３をその値
の半分の値を有する２つの抵抗の直列回路に分けたもの
とし、且つ２つの電流供給素子１１．１２をその各々の
値の２倍の値の１つの電流供給素子と置換え、これを、
値を半分とした２つの抵抗の相互接続点と第２電源端子
２との間に接続することである。

直線性、従って相互変調動作や雑音動作は、第２図に示
すように電圧−電流変換器のトランジスタＴ、およびＴ
６を駆動するモードを変更することにより改善しうると
いうことを確かめた。この第２図においては、トランジ
スタＴ、およびＴ６のベースが信号電流に対して接地さ
れており、入力信号はこれらトランジスタのエミッタ間
、すなわち入力端子１９および２０間に与えられる。本
例におけるミクサ回路全体のダイナミックレンジは第１
図における回路よりも大きい。その理由は、この場合こ
のダイナミックレンジはこのようにして形成された共通
ベース構造のダイナミックレンジにより殆ど完全に決定
される為である。

ＲＦ倍信号いわゆる浮動信号源から生じる場合には、こ
の信号源を変換抵抗と直列にして入力端子１９、２０に
接続することができる。ＲＦ入力信号は通常、信号源イ
ンピーダンス１８を有し一方の極が接地された電圧源１
７から到来する為、浮動信号源はトランジスタＴ、およ
びＴ、のエミッタを駆動するようにする必要がある。第
２図では、ＲＦ入力信号を互いに逆相の２つの信号に変
換する対称変成器１６により上述したことを達成してい
る。この変成器は一次巻線１６ａを有し、その一端は接
地され、他端にはＲＦ信号源１７が信号源インピーダン
ス１８を介して接続されている。この変成器は２つの二
次巻線１６ｂおよび１６ｃをも有し、その共通接続点は
図示のように接地することができ、これら二次巻線の他
方の点は入力端子１９および２０にそれぞれ接続されて
いる。

最適な雑音および相互変調動作を得る為に、回路の直線
性を共通ベース構造の入力インピーダンスと信号源イン
ピーダンスとの比により調整しうるようにする。共通ベ
ース構造の入力インピーダンスの値は２つの電流供給素
子１１．１２のバイアス電流の値に依存する。入力端子
１９．２０間の信号源インピーダンスの値は変成器１６
の変成比によって調整しうる。前述したように変成ソー
スインピーダンスと共通ベース構造の入力インピーダン
スとの間の比は大きな直線性を得る為にできるだけ大き
く選択する必要がある。

前述したようにこの回路は、共通ベース構造の人力イン
ピーダンスが一定とならず、これによりひずみを生ぜし
めるという欠点がある。更に、トランジスタＴ、および
Ｔ６のバイアス電流を高めることによりその電流雑音へ
の寄与が高まる。また前述したように、バイアス電流の
値は回路全体の熱消費との関連で集積回路では制限され
る。

第３図は、本発明による電圧−電流変換器を有する二重
平衡ミクサ回路の一例を示す基本回路図である。本発明
による電圧−電流変換器は第２図につき説明した既知の
トランジスタＴ、およびＴ６に加えてトランジスタＴ７
＋　’ｒｌｌおよびＴ、、　Ｔ、。よりそれぞれ成る２
つの差動対をも有している。第１差動対のトランジスタ
Ｔ７およびＴ８のエミッタは第１共通エミッタ端子２１
に接続され、第２差動対のトランジスタＴ、およびＴ１
゜のエミッタは第２共通エミッタ端子２２に接続されて
いる。トランジスタＴ７およびＴＩＯのベースは信号電
流に対して接地されている。トランジスタＴ、およびＴ
６のコレクタは第１および第２コレクタ端子を構成し、
これらコレクタ端子にはトランジスタＴ７およびＴ、。

のコレクタがそれぞれ接続されているとともにトランジ
スタＴ、、　Ｔ２＋　Ｔ３およびＴ４より成る回路のエ
ミッタ端子３および４にそれぞれ接続されている。トラ
ンジスタＴ８のコレクタはトランジスタＴ、のベースに
接続され且つ電流供給素子２５を経て第１電源端子１に
接続されている。トランジスタＴ、のコレクタはトラン
ジスタＴ６のベースに接続され且つ電流供給素子２６を
経て第１電源端子１に接続されている。

トランジスタＴｌｌのベースは信号電流に対してトラン
ジスタＴＳのエミッタに接続され、トランジスタＴ、の
ベースは信号電流に対してトランジスタＴ６のエミッタ
に接続されている。第１共通エミッタ端子２１および第
２共通エミッタ端子２２は電流供給素子２３および２４
をそれぞれ経て第２電源端子２に接続されている。入力
信号ＶＩＮは前述したように入力端子１９．２０に供給
しうる。

本発明による電圧−電流変換器の動作はエミッタ端子３
に接続された回路の部分につき以下に説明する。他のエ
ミッタ端子４に接続された回路の部分は第３図の回路の
対称構造に基づいて対応して動作する。

トランジスタＴ、の対数的なベースーエミッタ電圧は第
１差動対のトランジスタＴ６によって与えられる。電流
供給素子２５が理想的なものであるとすると、トランジ
スタＴ８のコレクタ導線を流れる信号電流はトランジス
タＴ５のベース導線における信号電流に等しい。電流供
給素子２３も理想的なものであるとすると、トランジス
タＴ、のコレクタ導線を流れる信号電流はトランジスタ
Ｔ８のコレクタ電流にほぼ等しく且つ逆であり、従って
この場合トランジスタＴ５のベース電流に等しい。トラ
ンジスタＴ、のコレクタはエミッタ端子３に接続されて
いる為、このエミッタ端子３を流れる総計の信号電流は
トランジスタＴ、のエミッタ導線を流れる信号電流に等
しくなる。従って、トランジスタＴ、およびＴ、のベー
ス導線を流れる電流を無視すると、入力端子１９での回
路の入力電流はエミッタ端子３に接続された電圧−電流
変換器のコレクタ端子における信号電流に極めて正確に
等しくなる。

トランジスタＴ、のコレクタを電圧−電流変換器の第１
コレクタ端子に接続する代りに、第３図に破線で示すよ
うにトランジスタＴ、のエミッタに接続することができ
る。この場合、値に関する限りトランジスタＴ、のベー
ス電流に等しいトランジスタＴ、のコレクタ導線を流れ
る信号電流はトランジスタＴ、のエミッタ電流から減算
される。トランジスタＴ、およびＴ８のベース導線を流
れる信号電流を無視するものとすると、入力端子１９に
おける回路の入力電流は第１コレクタ端子における信号
電流に極めて正確に竺゛（なる。平衡回路においてはト
ランジスタＴ、。のコレクタを前述した場合と同様にト
ランジスタＴ６のエミッタに接続する必要があること勿
論である。

入力端子１９．２０間の電圧−電流変換器の入力インピ
ーダンスはトランジスタＴ、およびＴ６を取囲む可成り
の負帰還の為に著しく小さくなる為、回路の入力インピ
ーダンスにおける変化の為に生じるひずみは可成りの量
減少する。トランジスタＴ、およびＴ、の対数的なベー
ス−エミッタ電圧は電圧利得の高いトランジスタＴ１１
およびＴ、によってそれぞれ与えられる為、トランジス
タＴ、およびＴ６はほぼ完全にターン・オンすることが
でき、従ってミクサ回路のダイナミックレンジが極めて
大きくなる。

回路によって生ぜしめられる雑音は主として第１および
第２差動対のトランジスタによって決定される。第４図
に示す本発明の好適例では第３図の実施例に比べてトラ
ンジスタＴ１１およびＴ１□により他の負帰還が与えら
れている。トランジスタＴｌｌ　のコレクタはトランジ
スタＴ、のベースに接続されているとともに電流供給素
子２７を経て第１電源端子１に接続されている。トラン
ジスタＴ１１のエミッタは信号電流に対して接地されて
おり、そのベースはトランジスタＴ８のベースに接続さ
れている。トランジスタＴＩ２のコレクタはトランジス
タＴ、。のベースに接続されているとともに電流供給素
子２８を経て第１電源端子１に接続されている。

トランジスタＴＩ２のエミッタも信号電流に対し接地さ
れ、そのベースはトランジスタＴ、のベースに接続され
ている。このように配置されたトランジスタＴｌ＋およ
びＴＩ２は本質的に、これらのベースが反転入力端子を
構成しエミッタが非反転入力端子を構成しコレクタが出
力端子を構成している広帯域演算増幅器として機能する
。このように形成された演算増幅器はそれぞれ第１およ
び第２差動対を経て負帰還される。

入力端子１９．２０間のミクサ回路の入力インピーダン
スは第３図の回路に比べて更に減少され、−方、雑音は
主としてトランジスタＴ１１およびＴＩ２によって決定
されるものであり、更にこれらトランジスタは比較的低
いバイアス電流を有し、従ってその電流雑音への寄与が
低くなる。

しかし、安定な高入力インピーダンスが必要な場合には
、例えば第５図に示すようにトランジスタＴ１１および
Ｔ、□を差動対の素子として容易に形成しうる。トラン
ジスタＴ１１　のエミッタはトランジスタＴ１３のエミ
ッタに接続され且つ電流供給素子２９を経て第２電源端
子２に接続されている。同様にトランジスタＴ、□のエ
ミッタはトランジスタＴＩ４のエミッタに接続され、且
つ電流供給素子３０を経て第２電源端子２に接続されて
いる。トランジスタＴ１３およびＴＩ４のコレクタは信
号電流に対し図示、のように第１電源端子１に接続しう
る。この場合トランジスタＴＩ３およびＴＩ４のベース
は電圧−電流変換器の高オーム抵抗入力端子３１．３２
をそれぞれ構成し、インピーダンス１３は第１図による
回路と符合して端子１９および２０間に配置される。

その他では回路は第４図につき説明したのと同様に動作
し、またこの回路は完全に集積化しうる。

第４図に示す本発明による好適な電圧−電流変換器の基
本回路では、エミッタ端子３および他のエミッタ端子４
に接続されたそれぞれの岐路に２つの利得ループが認め
られ、これらがミクサ回路の不安定な動作を生せしめる
おそれがある。第６図は第４図の回路の実際的な変形例
を示し、この場合回路中の不安定性を無くす為に種々の
点にコンデンサが導入されている。

電流供給素子２５．２６．２７および２８は、抵抗Ｒ２
，。

Ｒ２ｂ＋　Ｒ２？およびＩｈｓをそれぞれ有するトラン
ジスタ０□３，０□６＋　ＱＺ？および（ｌｚａを以っ
てそれぞれ構成され、ダイオードＤ２Ｓ＋　０２？、抵
抗Ｒ３３およびダイオードＤ２６＋　０２８、抵抗１？
３ａが第６図に示すように既知のようにして配置されて
いる。電流供給素子１１．１２．２３および２４は抵抗
ＲＩＩ＋　Ｒ１□、Ｒ２３およびＲ２４を以ってそれぞ
れ構成されている。２つのダイオードＤ１１＋　０１３
の直列回路および２つのダイオードＤ１□、Ｄ１４の直
列回路がトランジスタＴ１１およびＴ１２のエミッタ導
線にそれぞれ設けられている。トランジスタＴ、のエミ
ッタとトランジスタＴ８のベースとの間の接続線中には
抵抗Ｒ２が設けられ、トランジスタＴ６のエミッタとト
ランジスタＴ、のベースとの間の接続線中には抵抗Ｒ６
が設けられている。第２図につき説明したように、ＲＦ
入力信号は対称変成器により入力端子１９．２０に供給
される。

前述したように、トランジスタＴ、およびＴ１□は実質
的に第３および第４差動対によりそれぞれ負帰還される
広帯域演算増幅器を構成する。これらの帰還ループを安
定に保つ為に、トランジスタＴ１１　のコレクタがコン
デンサＣＩ＋　により接地され、トランジスタＴ１□の
コレクタがコンデンサＣ１□により接地されている。全
体の帯域幅はこれらのコンデンサとトランジスタＴ１１
およびＬｘの実効相互コンダクタンスとによって降下せ
しめられる。

回路中に常に存在する寄生キャパシタンスは既にコンデ
ンサＣ１１およびＣＩ２の影響に対応するいくらかの安
定効果を有している。

本質的には、トランジスタＴ５およびＩ６の各々のベー
スには３つの周波数依存インピーダンス、すなわち、ト
ランジスタＴ８１　Ｉ９のコレクタインピーダンスと、
電流供給素子２５．２６のインピーダンスと、トランジ
スタＴＳ＋　Ｔｈ自体の入力インピーダンスとを認める
ことができる。これらのインピーダンスは存在する寄生
キャパシタンスと相俟って全体的に比較的大きな時定数
を生ぜしめ、この時定数により開ループ利得の周波数特
性中に第１コーナー（折点）周波数ｆ１を生せしめる。

トランジスタＴｅｌ　Ｔ６自体の時定数は周波数特性に
第２コーナー周波数ｆ２を生ぜしめ、この場合ｆ２はｆ
ｌよりも大きい。全負帰還、すなわちトランジスタＴ、
がトランジスタＴ８を駆動しトランジスタＴ６がトラン
ジスタＴ、を駆動する場合には、■の利得で１８０°の
移相が周波数ｆ２で生じうる。

このループは第１時定数を高め、主コーナー周波数ｆ、
が低い値にシフトするようにすることにより安定にする
ことができる。第２コーナー周波数ｆ２における利得が
小さくなり、ループが安定となる。トランジスタＴ５お
よびＩ６のベースにおける時定数の増大はこれらのベー
スと第１エミツタ端子２１および第２エミツタ端子２２
との間に配置したコンデンサＣ３およびＣ５によりそれ
ぞれ達成される。

原理的には、これらのコンデンサはトランジスタＴ５お
よびＩ６のベースと大地との間に配置することもできる
。しかし、この場合それぞれのコンデンサを流れる電流
（これらの電流はベース−エミッタ電圧の為に直線的で
ない）はトランジスタＴ７＋１８およびトランジスタＴ
９．　ＴＩ。をそれぞれ経てトランジスタＴ、およびＩ
６のコレクタ電流に加えられるも、これらはこれらトラ
ンジスタＴ、およびＩ６のエミッタ導線には流れず、ひ
ずみを生ぜしめるおそれがある。関連のコンデンサＣ３
およびＣ６を第１エミツタ端子２１および第２エミツタ
端子２２にそれぞれ接続することにより、これらコンデ
ンサを流れる電流はコンデンサＣ５およびトランジスタ
Ｔ８より成る閉ループおよびコンデンサＣ６およびトラ
ンジスタＴ、より成る閉ループをそれぞれ流れる。この
場合電圧−電流変換器のコレクタ端子に流れる信号電流
は本発明により、それぞれのトランジスタＴ５およびＩ
６のエミッタ導線におけるそれぞれの信号電流に等しく
保たれる。

エミッタホロワとして配置したトランジスタＴ７および
Ｔ、。の比較的悪いＲＦ特性はこれらトランジスタのそ
れぞれのベースおよびエミッタ間に配置したコンデンサ
Ｃ９およびＣ１゜によって改善することができる。ＲＦ
倍信号対しては、コンデンサＣ７およびＣ５゜はＣ？＋
　Ｃ５＋　Ｔｓより成る帰還ループおよびＣＩＯ＋　Ｃ
６＋　Ｔｂより成る帰還ループにおけるいわゆる“フィ
ードホワード”コンデンサをそれぞれ構成する。

一側を接地した信号源に浮動特性を与える為の第６図に
用いられている対称変成器１６はいわゆる差動出力端子
を有する差動増幅器と置き換えることができる。ダイオ
ードＤ１１＋貼、およびＤＩ２＋　０１４は単一のダイ
オードスクリーン対と置き換えるか或いは信号電流に対
し減結合することができる。

非浮動信号源に対する第６図に示す変成器は、第５図に
おける回路において入力端子３１および３２の一方を接
地し、−側を接地した信号源１７を他方の自由な入力端
子に接続することにより使用しないようにすることがで
きる。

本発明の図示の実施例ではすべてのトランジスタがＮＰ
Ｎ　　トランジスタであるが、ＰＮＰ　　トランジスタ
を用いうること勿論である。しかし、集積回路において
ＰＮＰ　　トランジスタのＲＦ動作は！ＪＰＮ　　トラ
ンジスタよりも悪い。またバイポーラトランジスタの代
りに電界効果トランジスタを用い、エミッタ、コレクタ
およびベースという言葉の代りにソース、ドレインおよ
びゲートという言葉をそれぞれ用いることができる。ま
た、回路中の種々の位置で減結合したり或いは他のある
所望特性を得る為に抵抗およびコンデンサを導入するこ
ともできる。

本発明による電圧−電流変換器を、二重平衡ミクサ回路
に用いる場合につき説明したが、その使用分野に関して
はこれに限定されないこと勿論である。他の使用分野は
例えば自動利得制御回路やインピーダンス変換器等であ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、入力信号が電圧−電流変換器のトランジスタ
のベースに供給される二重平衡ミクサ回路を示す基本回
路図、 第２図は、電圧−電流変換器のトランジスタが共通ベー
ス構造に配置され、入力信号が変成器を経てこれらトラ
ンジスタのエミッタに供給される二重平衡ミクサ回路を
示す基本回路図、第３図は、本発明による電圧−電流変
換器を有する二重平衡ミクサ回路を示す基本回路図、第
４図は、本発明による好適な電圧−電流変換器を有する
二重平衡ミクサ回路を示す基本回路図、第５図は、本発
明による他の電圧−電流変換器を有する二重平衡ミクサ
回路を示す基本回路図、第６図は、コンデンサを電圧−
電流変換器に導入し、ミクサ回路の不安定動作を阻止す
るようにした第４図の回路の実際的な変形例を示す回路
図である。 １・・・第１電源端子 ２・・・第２電源端子 ３、　４．２Ｌ　２２・・・共通エミッタ５．６・・・
共通コレクタ端子 ７．８・・・共通ベース端子 ９、１（）、　１３・・・インピーダンスＬＬ　１２，
２３，２４，２５，２６，２７，２８，２９．３０・・
・電流供給素子１７・・・電圧源 １８・・・信号源インピーダンス １９、２０・・・入力端子 ３１、３２・・・高オーム抵抗入力端子特許出願人　　
　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイランペンファプ
リケン 「１ｇ−ろ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１および第２トランジスタを有する平衡電圧−電
   流変換器であって、これら第１および第２トランジスタ
   のコレクタは共通第１電源端子に接続された負荷回路に
   対する第１および第２コレクタ端子をそれぞれ構成し、
   前記の第１および第２トランジスタのエミッタの各々は
   電流供給素子により共通第２電源端子に結合され、これ
   らエミッタが前記の平衡電圧−電流変換器の入力端子を
   構成している当該平衡電圧−電流変換器において、この
   平衡電圧−電流変換器が更に、第３および第４トランジ
   スタを有する第１差動対と、第５および第６トランジス
   タを有する第２差動対とを具え、前記の第３および第４
   トランジスタのエミッタは第１共通エミッタ端子に接続
   され、前記の第５および第６トランジスタのエミッタは
   第２共通エミッタ端子に接続され、これら第１および第
   ２共通エミッタ端子の各々は電流供給素子により前記の
   第２電源端子に接続され、前記の第４および第５トラン
   ジスタのベースは前記の第１および第２トランジスタの
   エミッタにそれぞれ結合され、前記の第３および第６ト
   ランジスタのコレクタは前記の第１および第２コレクタ
   端子にそれぞれ結合されるか或いは前記の第１および第
   ２トランジスタのエミッタにそれぞれ結合され、前記の
   第４および第５トランジスタのコレクタは前記の第１お
   よび第２トランジスタのベースにそれぞれ結合され、且
   つこれら第４および第５トランジスタのコレクタの各々
   は電流供給素子により第１電源端子に接続されているこ
   とを特徴とする平衡電圧−電流変換器。 ２、請求項１に記載の平衡電圧−電流変換器において、
   前記の第３および第６トランジスタのベースは信号電流
   に関する限り第７および第８トランジスタをそれぞれ経
   て固定電位にあり、これら第７および第８トランジスタ
   のエミッタは大地に結合され、第３および第６トランジ
   スタのベースは第７および第８トランジスタのコレクタ
   にそれぞれ接続され、これら第７および第８トランジス
   タのコレクタは電流供給素子により第１電源端子に接続
   され、これら第７および第８トランジスタのベースは第
   ４および第５トランジスタのベースにそれぞれ接続され
   ていることを特徴とする平衡電圧−電流変換器。 ３、請求項１に記載の平衡電圧−電流変換器において、
   前記の第１および第２トランジスタのエミッタがインピ
   ーダンスにより互いに接続されており、前記の平衡電圧
   −電流変換器が更に第３および第４差動対を有し、これ
   ら第３および第４差動対は第７および第９トランジスタ
   と、第８および第１０トランジスタとをそれぞれ有して
   おり、これらの各差動対のエミッタは互いに接続されて
   いるとともに電流供給素子を経て第２電源端子に接続さ
   れており、第３および第６トランジスタのベースは第７
   および第８トランジスタのコレクタにそれぞれ接続され
   、これらのコレクタは電流供給素子により電源端子に接
   続され、第７および第８トランジスタのベースは第４お
   よび第５トランジスタのベースにそれぞれ接続され、第
   ９および第１０トランジスタのコレクタは第１電源端子
   に接続され、第９および第１０トランジスタのベースは
   平衡電圧−電流変換器の入力端子を構成していることを
   特徴とする平衡電圧−電流変換器。 ４、請求項１〜３のいずれか一項に記載の平衡電圧−電
   流変換器において、第１トランジスタのベースと第１共
   通エミッタ端子との間および第２トランジスタのベース
   および第２共通エミッタ端子との間にそれぞれ、容量性
   作用を有する素子が配置されていることを特徴とする平
   衡電圧−電流変換器。 ５、請求項２に記載のまたは請求項３に記載のまたは請
   求項２および３に依存させた場合の請求項４に記載の平
   衡電圧−電流変換器において、第７および第８トランジ
   スタのコレクタの各々が、容量性作用を有する他の素子
   により接地されていることを特徴とする平衡電圧−電流
   変換器。 ６、請求項１〜５のいずれか一項に記載の平衡電圧−電
   流変換器において、第３トランジスタのベースと第１共
   通エミッタ端子との間および第６トランジスタのベース
   および第２共通エミッタ端子との間に、容量性作用を有
   する他の素子がそれぞれ配置されていることを特徴とす
   る平衡電圧−電流変換器。 ７、請求項１〜６のいずれか一項に記載の平衡電圧−電
   流変換器を有する二重平衡ミクサ回路において、この二
   重平衡ミクサ回路が第１１および第１２トランジスタを
   有する差動対と、第１３および第１４トランジスタを有
   する他の差動対とを具えており、第１１および第１２ト
   ランジスタのエミッタは互いに接続され共通エミッタ端
   子を構成しており、第１３および第１４トランジスタの
   エミッタは互いに接続され他の共通エミッタ端子を構成
   しており、第１１および第１３トランジスタのコレクタ
   は互いに接続され共通コレクタ端子を構成しており、第
   １２および第１４トランジスタのコレクタは互いに接続
   され他の共通コレクタ端子を構成しており、これらの各
   共通コレクタ端子はインピーダンスにより共通第１電源
   端子に接続され、第１１および第１４トランジスタのベ
   ースは共通ベース端子に接続され、第１２および第１３
   トランジスタのベースは他の共通ベース端子に接続され
   ており、これらの共通ベース端子間にミクサ信号を供給
   しうるようになっており、前記の平衡電圧−電流変換器
   の第１および第２コレクタ端子は前記のミクサ回路のそ
   れぞれのエミッタ端子に接続されていることを特徴とす
   る二重平衡ミクサ回路。