JP2507681B2 - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ 〔産業上の利用分野〕 本発明は、FM（周波数変調）受信機などで使用される
FM復調回路に係り、特にクォードラチャFM復調回路に関
する。
FM復調回路に係り、特にクォードラチャFM復調回路に関
する。
（従来の技術） 従来、クォードラチャFM復調回路を集積回路化する際
には、例えば第７図に示すような構成が用いられてい
る。
には、例えば第７図に示すような構成が用いられてい
る。
第７図において、＋Ｂは電源、GNDは接地電位、１はF
M変調入力信号電圧源、VINはFM変調入力信号電圧源１の
信号電圧、２は上記FM変調入力信号電圧源１からFM変調
信号が入力してこれを増幅する差動増幅器、３はこの差
動増幅器２から入力するFM変調信号の中心周波数を有す
る無変調状態の搬送波信号の位相を90°シフトさせる移
相回路、４はダブリーバランス型差動掛算回路、VOUTは
掛算回路４の出力信号電圧（復調信号出力）である。
M変調入力信号電圧源、VINはFM変調入力信号電圧源１の
信号電圧、２は上記FM変調入力信号電圧源１からFM変調
信号が入力してこれを増幅する差動増幅器、３はこの差
動増幅器２から入力するFM変調信号の中心周波数を有す
る無変調状態の搬送波信号の位相を90°シフトさせる移
相回路、４はダブリーバランス型差動掛算回路、VOUTは
掛算回路４の出力信号電圧（復調信号出力）である。
上記差動増幅器４は、FM変調入力信号電圧源１の両端
に各ベースが接続され、各エミッタが共通接続されたNP
NトランジスタQ1、Q2と、この差動対をなすトランジス
タQ1、Q2の各コレクタと電源＋Ｂ（交流的な基準電位
端）との間に対応して接続されている負荷抵抗素子R1、
R2と、上記トランジスタQ1、Q2のエミッタ共通接続点と
GNDとの間に接続されているバイアス電流源I1と、上記
トランジスタQ1、Q2の一方（例えばQ2）ベースに接続さ
れているバイアス電圧源VB1とからなる。
に各ベースが接続され、各エミッタが共通接続されたNP
NトランジスタQ1、Q2と、この差動対をなすトランジス
タQ1、Q2の各コレクタと電源＋Ｂ（交流的な基準電位
端）との間に対応して接続されている負荷抵抗素子R1、
R2と、上記トランジスタQ1、Q2のエミッタ共通接続点と
GNDとの間に接続されているバイアス電流源I1と、上記
トランジスタQ1、Q2の一方（例えばQ2）ベースに接続さ
れているバイアス電圧源VB1とからなる。
また、前記移相回路３は、上記差動増幅器４の一対の
出力端（トランジスタQ1、Q2の各コレクタ）のうちの一
方（例えばトランジスタQ1のコレクタ）に接続された入
力端と出力端との間に接続されたコンデンサ素子C1と、
出力端と電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）との間にそれ
ぞれ並列に接続されたコンデンサ素子C2、インダクタン
ス素子L1および抵抗素子］R3とからなる。
出力端（トランジスタQ1、Q2の各コレクタ）のうちの一
方（例えばトランジスタQ1のコレクタ）に接続された入
力端と出力端との間に接続されたコンデンサ素子C1と、
出力端と電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）との間にそれ
ぞれ並列に接続されたコンデンサ素子C2、インダクタン
ス素子L1および抵抗素子］R3とからなる。
また、上記掛算回路４は、前記差動増幅器４の一対の
出力端に対応して接続された第１の平衡入力端子対５
と、前記移相回路３の出力端および電源＋Ｂ（交流的な
基準電位端）に対応して接続された第２の平衡入力端子
対６と、上記第１の平衡入力端子対５に各一端が接続さ
れている直流遮断用の結合コンデンサ素子C4、C5と、こ
のコンデンサ素子C4、C5の各他端に各一端が接続されて
いる抵抗素子R6、R7と、この抵抗素子R6、R7の各他端に
共通に接続されているバイアス電圧源VB2と、上記コン
デンサ素子C4、C5の各他端に各ベースが接続されている
差動対をなすNPNトランジスタQ3、Q4と、このトランジ
スタQ3、Q4のエミッタ共通接続点とGNDとの間に接続さ
れているバイアス電流源I2と、上記トランジスタQ3のコ
レクタにエミッタ共通接続点が接続されている差動対を
なすNPNトランジスタQ5、Q6と、各コレクタが対応して
上記トランジスタQ5、Q6の各コレクタに接続され、各ベ
ースが対応して上記トランジスタQ6、Q5の各ベースに接
続され、前記トランジスタQ4のコレクタにエミッタ共通
接続点が接続されている差動対をなすNPNトランジスタQ
7、Q8と、上記トランジスタQ6、Q8のコレクタ共通接続
点と電源＋Ｂとの間に接続されているローパスフィルタ
７からなる。このローパスフィルタ７は、抵抗素子R
4と、コンデンサ素子C3とからなる。
出力端に対応して接続された第１の平衡入力端子対５
と、前記移相回路３の出力端および電源＋Ｂ（交流的な
基準電位端）に対応して接続された第２の平衡入力端子
対６と、上記第１の平衡入力端子対５に各一端が接続さ
れている直流遮断用の結合コンデンサ素子C4、C5と、こ
のコンデンサ素子C4、C5の各他端に各一端が接続されて
いる抵抗素子R6、R7と、この抵抗素子R6、R7の各他端に
共通に接続されているバイアス電圧源VB2と、上記コン
デンサ素子C4、C5の各他端に各ベースが接続されている
差動対をなすNPNトランジスタQ3、Q4と、このトランジ
スタQ3、Q4のエミッタ共通接続点とGNDとの間に接続さ
れているバイアス電流源I2と、上記トランジスタQ3のコ
レクタにエミッタ共通接続点が接続されている差動対を
なすNPNトランジスタQ5、Q6と、各コレクタが対応して
上記トランジスタQ5、Q6の各コレクタに接続され、各ベ
ースが対応して上記トランジスタQ6、Q5の各ベースに接
続され、前記トランジスタQ4のコレクタにエミッタ共通
接続点が接続されている差動対をなすNPNトランジスタQ
7、Q8と、上記トランジスタQ6、Q8のコレクタ共通接続
点と電源＋Ｂとの間に接続されているローパスフィルタ
７からなる。このローパスフィルタ７は、抵抗素子R
4と、コンデンサ素子C3とからなる。
なお、第７図の回路は、例えば移相回路３以外が集積
回路化され、移相回路３は集積回路に外付け接続され
る。
回路化され、移相回路３は集積回路に外付け接続され
る。
上記第７図の回路において、差動増幅器２の差動出力
端子の２つの交流信号電圧をV1、V2、移相回路３の出力
端の交流信号電圧をV3で表わすと、掛算回路４の一方の
平衡入力信号端子対５の交流入力信号電圧VX1と他方の
平衡入力端子対６の交流入力電圧VX2は、 VX1＝V1−V2 VX2＝V3 と表わされる。従って、掛算回路４は、差動増幅器２か
ら一方の平衡入力端子対５に入力するFM変調信号と、移
相回路３から他方の平衡入力端子対６に入力する搬送波
信号とを掛算する。そして、その出力部のローパスフィ
ルタ７により、掛算出力信号のうちの搬送波成分および
その高調波成分を除去し、復調信号（FM変調前の変調信
号）を抽出して出力する。
端子の２つの交流信号電圧をV1、V2、移相回路３の出力
端の交流信号電圧をV3で表わすと、掛算回路４の一方の
平衡入力信号端子対５の交流入力信号電圧VX1と他方の
平衡入力端子対６の交流入力電圧VX2は、 VX1＝V1−V2 VX2＝V3 と表わされる。従って、掛算回路４は、差動増幅器２か
ら一方の平衡入力端子対５に入力するFM変調信号と、移
相回路３から他方の平衡入力端子対６に入力する搬送波
信号とを掛算する。そして、その出力部のローパスフィ
ルタ７により、掛算出力信号のうちの搬送波成分および
その高調波成分を除去し、復調信号（FM変調前の変調信
号）を抽出して出力する。
第８図および第９図は、第７図の回路の位相特性（搬
送波周波数finおよび信号電圧VX1に対する信号電圧VX2
の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響を
除いて解析するための等価回路および解析結果を示して
いる。
送波周波数finおよび信号電圧VX1に対する信号電圧VX2
の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響を
除いて解析するための等価回路および解析結果を示して
いる。
なお、第８図中、VIN′はFM変調入力信号電圧源１の
信号電圧VINの逆相信号電圧、位相回路３のコンデンサ
素子C1の値は6.8pF、コンデンサ素子C2の容量価は80p
F、インダクタンス素子L1の値は、2.77μＨ、抵抗素子R
3の値は6.8kΩであるとする。
信号電圧VINの逆相信号電圧、位相回路３のコンデンサ
素子C1の値は6.8pF、コンデンサ素子C2の容量価は80p
F、インダクタンス素子L1の値は、2.77μＨ、抵抗素子R
3の値は6.8kΩであるとする。
第９図中、上側の特性は、搬送波周波数finおよび信
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、差
動増幅器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値をパラメータ
として示している。また、下側の特性は、上記位相差Φ
を搬送波周波数finで微分した特性（つまり、位相差Φ
の直線性）を示している。
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、差
動増幅器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値をパラメータ
として示している。また、下側の特性は、上記位相差Φ
を搬送波周波数finで微分した特性（つまり、位相差Φ
の直線性）を示している。
第９図の特性において、注目すべきは、差動増幅器２
の負荷抵抗素子R1およびR2の値が高くなればなる程、位
相差Φの直線性の変曲点が位相差Φ＝90°の点からずれ
てくることである。移相回路３の各定数は、搬送波周波
数finがFM変調信号の中心周波数の場合に位相差Φ＝90
°となるように設定されるので、差動増幅器２の負荷抵
抗素子R1およびR2の値が高くなると、復調出力の波形は
上下非対称となり、復調出力の歪みが悪化することにな
る。
の負荷抵抗素子R1およびR2の値が高くなればなる程、位
相差Φの直線性の変曲点が位相差Φ＝90°の点からずれ
てくることである。移相回路３の各定数は、搬送波周波
数finがFM変調信号の中心周波数の場合に位相差Φ＝90
°となるように設定されるので、差動増幅器２の負荷抵
抗素子R1およびR2の値が高くなると、復調出力の波形は
上下非対称となり、復調出力の歪みが悪化することにな
る。
従って、第７図に示した従来のクォードラチャFM復調
回路は、復調出力の歪みを少なくするためには差動増幅
器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値を限りなく０に近づ
けるように小さく設定する必要があるが、差動増幅器２
の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値に維持するため
には、そのバイアス電流源I1の電流の値を著しく大きく
しなければならなず、電力損失が非常に大きくなり、省
電力型のFM復調回路が要求される場合に不適であった。
回路は、復調出力の歪みを少なくするためには差動増幅
器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値を限りなく０に近づ
けるように小さく設定する必要があるが、差動増幅器２
の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値に維持するため
には、そのバイアス電流源I1の電流の値を著しく大きく
しなければならなず、電力損失が非常に大きくなり、省
電力型のFM復調回路が要求される場合に不適であった。
（発明が解決しようとする課題） 上記したように従来のクォードラチャFM復調回路は、
復調出力の歪みを少なくするために差動増幅器の負荷抵
抗素子の値を小さく設定する必要があるが、差動増幅器
の交流信号電圧の振幅を所定の値に維持するためには、
そのバイアス電流源の電流の値を大きくしなければなら
ず、省電力型のFM復調回路が要求される場合に不適であ
るという問題がある。
復調出力の歪みを少なくするために差動増幅器の負荷抵
抗素子の値を小さく設定する必要があるが、差動増幅器
の交流信号電圧の振幅を所定の値に維持するためには、
そのバイアス電流源の電流の値を大きくしなければなら
ず、省電力型のFM復調回路が要求される場合に不適であ
るという問題がある。
本発明は、上記問題点を解決すべくなされたもので、
その目的は、簡易な構成でありながら、消費電流を大き
く増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、
省電力型のFM復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なFM復調回路を提供することにある。
その目的は、簡易な構成でありながら、消費電流を大き
く増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、
省電力型のFM復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なFM復調回路を提供することにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、第１及び第２のトランジスタからなり、そ
れぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からのFM変調信
号に接続され、この信号を増幅する差動増幅器と、上記
第１のトランジスタのコレクタから出力されるFM変調信
号の中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の位相
をシフトされる位相回路と、一方及び他方の平衡入力端
子対を有し、上記第１及び第２のトランジスタのコレク
タから出力されるFM変調信号が一方の平衡入力端子対に
入力され、上記位相回路から出力される搬送波信号が他
方の平衡入力端子対に入力され、一方及び他方の平衡入
力端子対に入力される信号どうしを掛算し、復調信号を
出力する掛算回路とを具備するFM復調回路において、上
記第１のトランジスタのコクレタから上記位相回路に入
力される搬送波信号とは逆相の関係にある上記第２のト
ランジスタのコレクタから出力される搬送波信号電圧を
上記位相回路の出力端に供給するように接続された抵抗
素子が設けられていることを特徴とする。
れぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からのFM変調信
号に接続され、この信号を増幅する差動増幅器と、上記
第１のトランジスタのコレクタから出力されるFM変調信
号の中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の位相
をシフトされる位相回路と、一方及び他方の平衡入力端
子対を有し、上記第１及び第２のトランジスタのコレク
タから出力されるFM変調信号が一方の平衡入力端子対に
入力され、上記位相回路から出力される搬送波信号が他
方の平衡入力端子対に入力され、一方及び他方の平衡入
力端子対に入力される信号どうしを掛算し、復調信号を
出力する掛算回路とを具備するFM復調回路において、上
記第１のトランジスタのコクレタから上記位相回路に入
力される搬送波信号とは逆相の関係にある上記第２のト
ランジスタのコレクタから出力される搬送波信号電圧を
上記位相回路の出力端に供給するように接続された抵抗
素子が設けられていることを特徴とする。
さらに、本発明は、第１及び第２のトランジスタから
なり、それぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からの
FM変調信号に接続され、この信号を増幅する第１の差動
増幅器と、上記第１のトランジスタのコレクタから出力
されるFM変調信号の中心周波数を有する無変調状態の搬
送波信号の位相をシフトさせる位相回路と、一方及び他
方の平衡入力端子対を有し、上記第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタから出力されるFM変調信号が一方の平
衡入力端子対に入力され、上記位相回路から出力される
搬送波信号が他方の平衡入力端子対に入力され、一方及
び他方の平衡入力端子対に入力される信号どうしを掛算
し、復調信号を出力する掛算回路とを具備するFM復調回
路において、それぞれのベースが上記FM変調入力信号電
圧源からのFM変調信号に接続され、それぞれのエミッタ
がバイアス電流源に共通接続された第３及び第４のトラ
ンジスタからなり、上記FM変調信号を増幅し、上記第１
のトランジスタのコレクタから出力されて上記位相回路
に入力される搬送波信号とは逆相の関係にある搬送波信
号電流を上記第４のトランジスタのコレクタに発生し、
この第４のトランジスタのコレクタに発生する搬送波信
号電流を上記位相回路の出力端に供給する第２の差動増
幅器が設けられていることを特徴とする。
なり、それぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からの
FM変調信号に接続され、この信号を増幅する第１の差動
増幅器と、上記第１のトランジスタのコレクタから出力
されるFM変調信号の中心周波数を有する無変調状態の搬
送波信号の位相をシフトさせる位相回路と、一方及び他
方の平衡入力端子対を有し、上記第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタから出力されるFM変調信号が一方の平
衡入力端子対に入力され、上記位相回路から出力される
搬送波信号が他方の平衡入力端子対に入力され、一方及
び他方の平衡入力端子対に入力される信号どうしを掛算
し、復調信号を出力する掛算回路とを具備するFM復調回
路において、それぞれのベースが上記FM変調入力信号電
圧源からのFM変調信号に接続され、それぞれのエミッタ
がバイアス電流源に共通接続された第３及び第４のトラ
ンジスタからなり、上記FM変調信号を増幅し、上記第１
のトランジスタのコレクタから出力されて上記位相回路
に入力される搬送波信号とは逆相の関係にある搬送波信
号電流を上記第４のトランジスタのコレクタに発生し、
この第４のトランジスタのコレクタに発生する搬送波信
号電流を上記位相回路の出力端に供給する第２の差動増
幅器が設けられていることを特徴とする。
（作用） 移相回路に入力する搬送波信号とは逆相の搬送波信号
が、抵抗素子を介して、または、第２の差動増幅器から
移相回路の出力端に供給されることにより、等価的に移
相回路の移相特性が制御され、掛算回路に入力する搬送
波信号の位相が制御される。この場合、抵抗素子の値、
または、第２の差動増幅器の変換コンダクタンスGmを適
正に選ぶことにより、掛算回路に入力する信号の位相差
の直線性の変曲点を90°に合わせ込むことが可能にな
り、復調出力の歪みが小さく抑え込まれることになる。
が、抵抗素子を介して、または、第２の差動増幅器から
移相回路の出力端に供給されることにより、等価的に移
相回路の移相特性が制御され、掛算回路に入力する搬送
波信号の位相が制御される。この場合、抵抗素子の値、
または、第２の差動増幅器の変換コンダクタンスGmを適
正に選ぶことにより、掛算回路に入力する信号の位相差
の直線性の変曲点を90°に合わせ込むことが可能にな
り、復調出力の歪みが小さく抑え込まれることになる。
従って、消費電流を抑制するために差動増幅器のバイ
アス電流源の電流の値を小さく設定し、差動増幅器の交
流信号電圧の振幅を所定の値に維持し得るように差動増
幅器の負荷抵抗素子の値を高く設定した場合でも、FM変
調信号の中心周波数で位相差の直線性の変曲点を位相差
が90°の点に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪み
が殆んど悪化しなくなる。
アス電流源の電流の値を小さく設定し、差動増幅器の交
流信号電圧の振幅を所定の値に維持し得るように差動増
幅器の負荷抵抗素子の値を高く設定した場合でも、FM変
調信号の中心周波数で位相差の直線性の変曲点を位相差
が90°の点に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪み
が殆んど悪化しなくなる。
（実施例） 以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明
する。
する。
第１図は、例えば移相回路３以外が集積回路化された
クォードラチャFM復調回路を示しており、第７図を参照
して前述した従来のクォードラチャFM復調回路と比べ
て、差動増幅器２から移相回路３に入力する搬送波信号
とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電圧を上記差
動増幅器２から移相回路３の出力端に供給するための抵
抗素子R5は付加されている（例えば集積回路に内蔵され
ている）点が異なり、その他は同じであるので第７図中
と同一符号を付してその説明を省略する。
クォードラチャFM復調回路を示しており、第７図を参照
して前述した従来のクォードラチャFM復調回路と比べ
て、差動増幅器２から移相回路３に入力する搬送波信号
とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電圧を上記差
動増幅器２から移相回路３の出力端に供給するための抵
抗素子R5は付加されている（例えば集積回路に内蔵され
ている）点が異なり、その他は同じであるので第７図中
と同一符号を付してその説明を省略する。
上記第１図の回路においては、移相回路３に入力する
搬送波信号は逆相の搬送波信号が移相回路３の出力端に
供給されることにより、等価的に移相回路３の移相特性
が制御され、掛算回路４の他方の平衡入力端子対６に入
力する搬送波信号の位相が制御される。
搬送波信号は逆相の搬送波信号が移相回路３の出力端に
供給されることにより、等価的に移相回路３の移相特性
が制御され、掛算回路４の他方の平衡入力端子対６に入
力する搬送波信号の位相が制御される。
第２図および第３図は、第１図の回路の位相特性（搬
送波周波数finおよび信号電圧VX1に対する信号電圧VX2
の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響を
除いて解析するための等価回路および解析結果を示して
いる。
送波周波数finおよび信号電圧VX1に対する信号電圧VX2
の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響を
除いて解析するための等価回路および解析結果を示して
いる。
なお、第２図中、R1＝R2＝2kΩであり、抵抗素子R5以
外のその他の各定数は第７図を参照して前述した通りで
ある。
外のその他の各定数は第７図を参照して前述した通りで
ある。
第３図中、上側の特性は、搬送波周波数finおよび信
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、抵
抗素子R5のパラメータ（R5＝∞,10kΩ,5kΩ）として示
している。また、下側の特性は、上記位相差Φを搬送波
周波数finで微分した特性（つまり、位相差Φの直線
性）を示している。
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、抵
抗素子R5のパラメータ（R5＝∞,10kΩ,5kΩ）として示
している。また、下側の特性は、上記位相差Φを搬送波
周波数finで微分した特性（つまり、位相差Φの直線
性）を示している。
第３図の特性において、位相差Φの直線性の変曲点に
対応する位相差Φが、R5＝∞の時に68°、R5＝10kΩの
時に84°、R5＝5kΩの時に96°と変化している。即ち、
R5の値を∞（従来例に相当する。）から小さくしていく
ことにより、位相差Φの直線性の変曲点が90°より小さ
い値から90°に近づき、さらに、90°を通り越して大き
くなっていくことが分かる。つまり、R5の値を適正に選
ぶことにより、FM変調信号の中心周波数で位相差Φの直
線性の変曲点を位相差Φ＝90°の点に合わせ込むことが
可能になる。変曲点が90°に合致すれば、復調出力の波
形は上下対称になり、歪みが小さく抑え込まれることに
なる。
対応する位相差Φが、R5＝∞の時に68°、R5＝10kΩの
時に84°、R5＝5kΩの時に96°と変化している。即ち、
R5の値を∞（従来例に相当する。）から小さくしていく
ことにより、位相差Φの直線性の変曲点が90°より小さ
い値から90°に近づき、さらに、90°を通り越して大き
くなっていくことが分かる。つまり、R5の値を適正に選
ぶことにより、FM変調信号の中心周波数で位相差Φの直
線性の変曲点を位相差Φ＝90°の点に合わせ込むことが
可能になる。変曲点が90°に合致すれば、復調出力の波
形は上下対称になり、歪みが小さく抑え込まれることに
なる。
従って、消費電流を抑制するために差動増幅器２のバ
イアス電流源I1の電流の値を小さく設定し、差動増幅器
２の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値に維持し得る
ように差動増幅器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値を高
く設定（例えばR1＝R2＝2kΩ）した場合でも、位相差Φ
の直線性の変曲点を位相差Φ＝90°に合わせ込むが可能
になり、復調出力の歪みが殆んど悪化しなくなる。
イアス電流源I1の電流の値を小さく設定し、差動増幅器
２の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値に維持し得る
ように差動増幅器２の負荷抵抗素子R1およびR2の値を高
く設定（例えばR1＝R2＝2kΩ）した場合でも、位相差Φ
の直線性の変曲点を位相差Φ＝90°に合わせ込むが可能
になり、復調出力の歪みが殆んど悪化しなくなる。
第４図は、他の実施例に係るクォードラチャFM復調回
路を示しており、第７図を参照して前述した従来のクォ
ードラチャFM復調回路と比べて、前記差動増幅器（以
下、第１の差動増幅器という。）２から移相回路３に入
力する搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波
信号電流を移相回路３の出力端に供給する電流供給手段
が付加されている点が異なり、その他は同じであるので
第７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
路を示しており、第７図を参照して前述した従来のクォ
ードラチャFM復調回路と比べて、前記差動増幅器（以
下、第１の差動増幅器という。）２から移相回路３に入
力する搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波
信号電流を移相回路３の出力端に供給する電流供給手段
が付加されている点が異なり、その他は同じであるので
第７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
この電流供給手段としては、例えば前記FM変調入力信
号電圧源１からFM変調信号が入力してこれを増幅する第
２の差動増幅器10が設けられている。この第２の差動増
幅器10は、各エミッタが共通接続され、各ベースが第１
の差動増幅器２の差動対トランジスタQ1、Q2の各ベース
に対応して接続された（つまり、第１の差動増幅器２と
同じくバイアス電圧源VB1およびFM変調入力信号電圧源
１に接続されている。）NPNトランジスタQ9、Q10と、こ
の差動対をなすトランジスタQ9、Q10のエミッタ共通接
続点とGNDとの間に接続されたバイアス電流源I3とから
なり、通常は集積回路に内蔵される。そして、このトラ
ンジスタQ9、Q10のうち、一方のトランジスタQ9のコレ
クタは電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）に接続され、他
方のトランジスタQ10のコレクタは前記移相海路３の出
力端に接続されている。
号電圧源１からFM変調信号が入力してこれを増幅する第
２の差動増幅器10が設けられている。この第２の差動増
幅器10は、各エミッタが共通接続され、各ベースが第１
の差動増幅器２の差動対トランジスタQ1、Q2の各ベース
に対応して接続された（つまり、第１の差動増幅器２と
同じくバイアス電圧源VB1およびFM変調入力信号電圧源
１に接続されている。）NPNトランジスタQ9、Q10と、こ
の差動対をなすトランジスタQ9、Q10のエミッタ共通接
続点とGNDとの間に接続されたバイアス電流源I3とから
なり、通常は集積回路に内蔵される。そして、このトラ
ンジスタQ9、Q10のうち、一方のトランジスタQ9のコレ
クタは電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）に接続され、他
方のトランジスタQ10のコレクタは前記移相海路３の出
力端に接続されている。
上記第４図の回路においては、移相回路３に入力する
搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電
流が移相回路３の出力端に供給されることにより、等価
的に移相回路３の移相特性が制御され、掛算回路４の他
方の平衡入力端子対６に入力する搬送波信号の位相が制
御される。
搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電
流が移相回路３の出力端に供給されることにより、等価
的に移相回路３の移相特性が制御され、掛算回路４の他
方の平衡入力端子対６に入力する搬送波信号の位相が制
御される。
第５図および第６図は、第４図の回路の位相特性（搬
送波周波数finおよび信号電圧繞ＶX1に対する信号電圧V
X2の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響
を除いて解析するための等価回路および解析結果を示し
ている。
送波周波数finおよび信号電圧繞ＶX1に対する信号電圧V
X2の位相差Φの関係）について、各トランジスタの影響
を除いて解析するための等価回路および解析結果を示し
ている。
なお、第５図中、GM入力電圧VYを電流出力に変換する
コンダクタンス回路であり、その変換コンダクタンスを
Gmとすると、出力電流I0は I0＝Gm×VY となる。また、R1＝R2＝2kΩであり、その他の各定数は
第７図を参照して前述した通りである。
コンダクタンス回路であり、その変換コンダクタンスを
Gmとすると、出力電流I0は I0＝Gm×VY となる。また、R1＝R2＝2kΩであり、その他の各定数は
第７図を参照して前述した通りである。
第６図中、上側の特性は、搬送波周波数finおよび信
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、Gm
の値を０（従来例に相当する。）,0.1mS（ジーメン
ス）,0.2mSとして示している。また、下側の特性は、上
記位相差Φを搬送波周波数finで微分した特性（つま
り、位相差Φの直線性）を示している。
号電圧VX1に対する信号電圧VX2の位相差Φについて、Gm
の値を０（従来例に相当する。）,0.1mS（ジーメン
ス）,0.2mSとして示している。また、下側の特性は、上
記位相差Φを搬送波周波数finで微分した特性（つま
り、位相差Φの直線性）を示している。
第６図の特性において、位相差Φの直線性の変曲点に
対応する位相差Φが、Gm＝０の時に68°、Gm＝0.1mSの
時に86°、Gm＝0.2mSの時に105°と変化している。即
ち、Gmの値をＯから大きくしていくことにより、位相差
Φの直線性の変曲点が90°より小さい値から90°に近づ
き、さらに、90°を通り越して大きくなっていくことが
分かる。つまり、Gmの値が適正になるようにバイアス電
流源I3の電流の値を選ぶことにより、FM変調信号の中心
周波数で位相差Φの直線性の変曲点を90°に合わせ込む
ことが可能になり、復調出力の歪みを小さく抑え込むこ
とが可能になる。
対応する位相差Φが、Gm＝０の時に68°、Gm＝0.1mSの
時に86°、Gm＝0.2mSの時に105°と変化している。即
ち、Gmの値をＯから大きくしていくことにより、位相差
Φの直線性の変曲点が90°より小さい値から90°に近づ
き、さらに、90°を通り越して大きくなっていくことが
分かる。つまり、Gmの値が適正になるようにバイアス電
流源I3の電流の値を選ぶことにより、FM変調信号の中心
周波数で位相差Φの直線性の変曲点を90°に合わせ込む
ことが可能になり、復調出力の歪みを小さく抑え込むこ
とが可能になる。
従って、消費電流を抑制するために第１の差動増幅器
２のバイアス電圧源I1の電流の値を小さく設定し、第１
の差動増幅器１の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値
に維持し得るように第１の差動増幅器１の負荷抵抗素子
R1およびR2の値を高く設定（例えばR1＝R2＝2kΩ）した
場合でも、位相差Φの直線性の変曲点を位相差Φ＝90°
の点に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪みが殆ど
悪化しなくなる。
２のバイアス電圧源I1の電流の値を小さく設定し、第１
の差動増幅器１の交流信号電圧V1、V2の振幅を所定の値
に維持し得るように第１の差動増幅器１の負荷抵抗素子
R1およびR2の値を高く設定（例えばR1＝R2＝2kΩ）した
場合でも、位相差Φの直線性の変曲点を位相差Φ＝90°
の点に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪みが殆ど
悪化しなくなる。
なお、第１の差動増幅器１の差動対をなすトランジス
タQ1、Q2の各エミッタ側にそれぞれ抵抗素子を挿入して
利得を所望の値に調整するようにしてもよい。
タQ1、Q2の各エミッタ側にそれぞれ抵抗素子を挿入して
利得を所望の値に調整するようにしてもよい。
また、上記各実施例で示した各定数、図面中に示した
搬送波周波数finの数値は一例であり、本発明は上記数
値例に限定されるものではない。
搬送波周波数finの数値は一例であり、本発明は上記数
値例に限定されるものではない。
［発明の効果］ 上述したように本発明によれば、従来のクォードラチ
ャFM復調回路に対して１個の抵抗素子、または、簡易な
構成の電流供給手段を付加するだけで、消費電流を大き
く増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、
省電力型のFM復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なFM復調回路を実現することができる。
ャFM復調回路に対して１個の抵抗素子、または、簡易な
構成の電流供給手段を付加するだけで、消費電流を大き
く増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、
省電力型のFM復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なFM復調回路を実現することができる。
第１図は本発明のFM復調回路の一実施例を示す回路図、
第２図および第３図は第１図の回路の位相特性について
各トランジスタの影響を除いて解析するための等価回路
および解析結果を示す図、第４図は本発明のFM復調回路
の他の実施例を示す回路図、第５図および第６図は第４
図の回路の位相特性について各トランジスタの影響を除
いて解析するための等価回路および解析結果を示す図、
第７図は従来のFM復調回路を示す回路図、第８図および
第９図は第７図の回路の位相特性について各トランジス
タの影響を除いて解析するための等価回路および解析結
果を示す図である。 １……FM変調入力信号電圧源、２……差動増幅器（第１
の差動増幅器）、３……移相回路、４……ダブリーバラ
ンス型差動掛算回路、５……第１の平衡入力端子対、６
……第２の平衡入力端子対、７……ローパスフィルタ、
10……第２の差動増幅器、R5……抵抗素子、VIN……FM
変調入力信号電圧源の信号電圧、VOUT……復調信号出
力。
第２図および第３図は第１図の回路の位相特性について
各トランジスタの影響を除いて解析するための等価回路
および解析結果を示す図、第４図は本発明のFM復調回路
の他の実施例を示す回路図、第５図および第６図は第４
図の回路の位相特性について各トランジスタの影響を除
いて解析するための等価回路および解析結果を示す図、
第７図は従来のFM復調回路を示す回路図、第８図および
第９図は第７図の回路の位相特性について各トランジス
タの影響を除いて解析するための等価回路および解析結
果を示す図である。 １……FM変調入力信号電圧源、２……差動増幅器（第１
の差動増幅器）、３……移相回路、４……ダブリーバラ
ンス型差動掛算回路、５……第１の平衡入力端子対、６
……第２の平衡入力端子対、７……ローパスフィルタ、
10……第２の差動増幅器、R5……抵抗素子、VIN……FM
変調入力信号電圧源の信号電圧、VOUT……復調信号出
力。
Claims (2)
- 【請求項１】第１及び第２のトランジスタからなり、そ
れぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からのFM変調信
号に接続され、この信号を増幅する差動増幅器と、 上記第１のトランジスタのコレクタから出力されるFM変
調信号の中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の
位相をシフトさせる位相回路と、 一方及び他方の平衡入力端子対を有し、上記第１及び第
２のトランジスタのコレクタから出力されるFM変調信号
が一方の平衡入力端子対に入力され、上記位相回路から
出力される搬送波信号が他方の平衡入力端子対に入力さ
れ、一方及び他方の平衡入力端子対に入力される信号ど
うしを掛算し、復調信号を出力する掛算回路とを具備す
るFM復調回路において、 上記第１のトランジスタのコレクタから上記位相回路に
入力される搬送波信号とは逆相の関係にある上記第２の
トランジスタのコレクタから出力される搬送波信号電圧
を上記位相回路の出力端に供給するように接続された抵
抗素子が設けられていることを特徴とするFM復調回路。 - 【請求項２】第１及び第２のトランジスタからなり、そ
れぞれのベースがFM変調入力信号電圧源からのFM変調信
号に接続され、この信号を増幅する第１の差動増幅器
と、 上記第１のトランジスタのコレクタから出力されるFM変
調信号の中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の
位相をシフトさせる位相回路と、 一方及び他方の平衡入力端子対を有し、上記第１及び第
２のトランジスタのコレクタから出力されるFM変調信号
が一方の平衡入力端子対に入力され、上記位相回路から
出力される搬送波信号が他方の平衡入力端子対に入力さ
れ、一方及び他方の平衡入力端子対に入力される信号ど
うしを掛算し、復調信号を出力する掛算回路とを具備す
るFM復調回路において、 それぞれのベースが上記FM変調入力信号電圧源からのFM
変調信号に接続され、それぞれのエミッタがバイアス電
流源に共通接続された第３及び第４のトランジスタから
なり、上記FM変調信号を増幅し、上記第１のトランジス
タのコレクタから出力されて上記位相回路に入力される
搬送波信号とは逆相の関係にある搬送波信号電流を上記
第４のトランジスタのコレクタに発生し、この第４のト
ランジスタのコレクタに発生する搬送波信号電流を上記
位相回路の出力端に供給する第２の差動増幅器が設けら
れていることを特徴とするFM復調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2180534A JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
| KR1019910011380A KR950005161B1 (ko) | 1990-07-10 | 1991-07-05 | Fm복조회로 |
| US07/727,459 US5136254A (en) | 1990-07-10 | 1991-07-09 | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2180534A JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0470102A JPH0470102A (ja) | 1992-03-05 |
| JP2507681B2 true JP2507681B2 (ja) | 1996-06-12 |
Family
ID=16084950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2180534A Expired - Fee Related JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5136254A (ja) |
| JP (1) | JP2507681B2 (ja) |
| KR (1) | KR950005161B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08265047A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換回路 |
| FI108584B (fi) * | 2000-03-24 | 2002-02-15 | Nokia Corp | Menetelmä välitaajuussignaalin muodostamiseksi sekoittimessa ja sekoitin |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54128250A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-04 | Hitachi Ltd | Current shunt circuit and fm detection circuit using it |
| JPS55136707A (en) * | 1979-04-11 | 1980-10-24 | Sony Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS61187402A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-21 | Sony Corp | 非直線性の補償回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5233460A (en) * | 1975-09-10 | 1977-03-14 | Sony Corp | Fm demodulator |
| JPS5974710A (ja) * | 1982-10-22 | 1984-04-27 | Pioneer Electronic Corp | クォードラチャ検波器 |
-
1990
- 1990-07-10 JP JP2180534A patent/JP2507681B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-05 KR KR1019910011380A patent/KR950005161B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-07-09 US US07/727,459 patent/US5136254A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54128250A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-04 | Hitachi Ltd | Current shunt circuit and fm detection circuit using it |
| JPS55136707A (en) * | 1979-04-11 | 1980-10-24 | Sony Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS61187402A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-21 | Sony Corp | 非直線性の補償回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920003624A (ko) | 1992-02-29 |
| US5136254A (en) | 1992-08-04 |
| JPH0470102A (ja) | 1992-03-05 |
| KR950005161B1 (ko) | 1995-05-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |