JPH0470102A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPH0470102A JPH0470102A JP2180534A JP18053490A JPH0470102A JP H0470102 A JPH0470102 A JP H0470102A JP 2180534 A JP2180534 A JP 2180534A JP 18053490 A JP18053490 A JP 18053490A JP H0470102 A JPH0470102 A JP H0470102A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/22—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of active elements with more than two electrodes to which two signals are applied derived from the signal to be demodulated and having a phase difference related to the frequency deviation, e.g. phase detector
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
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- H03B2200/0082—Lowering the supply voltage and saving power
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、ＦＭ（周波数変調）受信機などで使用される
Ｆ Ｍ復調回路に係り、特にクオードラチャＦＭ復調回
路に関する。
Ｆ Ｍ復調回路に係り、特にクオードラチャＦＭ復調回
路に関する。
（従来の技術）
従来、クオードラチャＦＭ復調回路を集積回路化する際
には、例えば第７図に示すような構成が用いられている
。
には、例えば第７図に示すような構成が用いられている
。
第７図において、十Ｂは電源、ＧＮＤは接地電位、１は
Ｆ Ｍ変調入力信号電圧源、ＶＩＮはＦＭ変調入力信号
電圧源１の信号電圧、２は上記ＦＭ変調入力信号電圧源
１からＦＭ変調信号が入力してこれを増幅する差動増幅
器、３はこの差動増幅器２から入力するＦＭ変調信号の
中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の位相を９
０°シフトさせる移相回路、４はダブリ−バランス型差
動掛算回路、■ｏｌＪＴは掛算回路４の出力信号電圧（
復調信号出力）である。
Ｆ Ｍ変調入力信号電圧源、ＶＩＮはＦＭ変調入力信号
電圧源１の信号電圧、２は上記ＦＭ変調入力信号電圧源
１からＦＭ変調信号が入力してこれを増幅する差動増幅
器、３はこの差動増幅器２から入力するＦＭ変調信号の
中心周波数を有する無変調状態の搬送波信号の位相を９
０°シフトさせる移相回路、４はダブリ−バランス型差
動掛算回路、■ｏｌＪＴは掛算回路４の出力信号電圧（
復調信号出力）である。
上記差動増幅器４は、ＦＭ変調入力信号電圧源１の両端
に各ベースが接続され、各エミッタが共通接続されたＮ
ＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２と、二〇差動対をなすトラ
ンジスタＱ、 、Ｑ２の各コレクタと電源千Ｂ（交流的
な基準電位端）との間に対応して接続されている負荷抵
抗素子Ｒ１Ｒ２と、上記トランジスタＱ１、Ｑ２のエミ
ッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続されているバイア
ス電流源１１と、上記トランジスタＱ、、Ｑ２の一方（
例えばＱ２）のベースに接続されているバイアス電圧源
ＶＢＩとからなる。
に各ベースが接続され、各エミッタが共通接続されたＮ
ＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２と、二〇差動対をなすトラ
ンジスタＱ、 、Ｑ２の各コレクタと電源千Ｂ（交流的
な基準電位端）との間に対応して接続されている負荷抵
抗素子Ｒ１Ｒ２と、上記トランジスタＱ１、Ｑ２のエミ
ッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続されているバイア
ス電流源１１と、上記トランジスタＱ、、Ｑ２の一方（
例えばＱ２）のベースに接続されているバイアス電圧源
ＶＢＩとからなる。
また、前記移相回路３は、上記差動増幅器４の一対の出
力端（トランジスタＱ１、Ｑ２の各コレクタ）のうちの
一方（例えばトランジスタＱ１のコレクタ）に接続され
た入力端と出力端との間に接続されたコンデンサ素子Ｃ
８と、出力端と電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）との間
にそれぞれ並列に接続されたコンデンサ素子Ｃ２、イン
ダクタンス素子Ｌ１および抵抗素子Ｒ５とからなる。
力端（トランジスタＱ１、Ｑ２の各コレクタ）のうちの
一方（例えばトランジスタＱ１のコレクタ）に接続され
た入力端と出力端との間に接続されたコンデンサ素子Ｃ
８と、出力端と電源＋Ｂ（交流的な基準電位端）との間
にそれぞれ並列に接続されたコンデンサ素子Ｃ２、イン
ダクタンス素子Ｌ１および抵抗素子Ｒ５とからなる。
また、」−２掛算回路４は、前記差動増幅器４の一対の
出力端に対応して接続された第１の平衡入力端ｆ対５と
、前記移相回路３の出力端および電源→−Ｂ（交流的な
基準電位端）に対応し、で接続された第２の平衡入力端
子対６と、上記第１の平衡入力端子対５に各一端が接続
されている直流遮断用の結合コンデンサ素子Ｃ４、Ｃ５
と、このコンデンサ素子Ｃ４、Ｃ−の各他端に各一端が
接続されている抵抗素子Ｒｈ、Ｒ’ｔと、この抵抗素子
Ｒ６、Ｒ？の各他端に共通に接続されているバイアス電
圧源ＶＢ２と、上記コンデンサ素子Ｃ４、Ｃ２の各他端
に各ベースが接続されている差動対をなすＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱｓ、Ｑ４と、このトランジスタＱ、 、Ｑ、
のエミッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続されている
バイアス電流源１２と、上記トランジスタＱ３のコレク
タにエミッタ共通接続点が接続されている差動対をなす
ＮＰＮ ）ランジスタＱ、 、Ｑ、と、各コレクタが対
応し、て上記トランジスタＱ９、Ｑ６の各コｌノクタに
接続され、各ベースが対応して上記トランジスタＱ１１
、Ｑ５の各ベースに接続され、前記トランジスタＱ４の
コレクタにエミッタ共通接続点が接続されている差動対
をなすＮＰＮ トランジスタＱ７、Ｑｓと、上Ｊ己トラ
ンジスタＱ６、Ｑｓのコレクタ共通接続点と電源十Ｂと
の間に接続されているローパスフィルタ７からなる。こ
のローパスフィルタ７は、抵抗素子Ｒ４と、コンデンサ
素子Ｃ８とからなる。
出力端に対応して接続された第１の平衡入力端ｆ対５と
、前記移相回路３の出力端および電源→−Ｂ（交流的な
基準電位端）に対応し、で接続された第２の平衡入力端
子対６と、上記第１の平衡入力端子対５に各一端が接続
されている直流遮断用の結合コンデンサ素子Ｃ４、Ｃ５
と、このコンデンサ素子Ｃ４、Ｃ−の各他端に各一端が
接続されている抵抗素子Ｒｈ、Ｒ’ｔと、この抵抗素子
Ｒ６、Ｒ？の各他端に共通に接続されているバイアス電
圧源ＶＢ２と、上記コンデンサ素子Ｃ４、Ｃ２の各他端
に各ベースが接続されている差動対をなすＮＰＮ ）ラ
ンジスタＱｓ、Ｑ４と、このトランジスタＱ、 、Ｑ、
のエミッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続されている
バイアス電流源１２と、上記トランジスタＱ３のコレク
タにエミッタ共通接続点が接続されている差動対をなす
ＮＰＮ ）ランジスタＱ、 、Ｑ、と、各コレクタが対
応し、て上記トランジスタＱ９、Ｑ６の各コｌノクタに
接続され、各ベースが対応して上記トランジスタＱ１１
、Ｑ５の各ベースに接続され、前記トランジスタＱ４の
コレクタにエミッタ共通接続点が接続されている差動対
をなすＮＰＮ トランジスタＱ７、Ｑｓと、上Ｊ己トラ
ンジスタＱ６、Ｑｓのコレクタ共通接続点と電源十Ｂと
の間に接続されているローパスフィルタ７からなる。こ
のローパスフィルタ７は、抵抗素子Ｒ４と、コンデンサ
素子Ｃ８とからなる。
なお、第７図の回路は、例えば移相回路３以外が集積回
路化され、移相回路３は集積回路に外付は接続される。
路化され、移相回路３は集積回路に外付は接続される。
上記第７図の回路において、差動増幅器２の差動出力端
子の２つの交流信号電圧をＶ、 、Ｖ２、移相回路３の
出力端の交流信号電圧をＶ、で表わすと、掛算回路４の
一方の平衡入力端子対５の交流入力信号電圧ＶＸＩと他
方の平衡入力端子対６の交流入力信号電圧ＶＸ２は、 ＶＸＩ””Ｖｌ −ｖ２ Ｖ ｘ、Ｖ 。
子の２つの交流信号電圧をＶ、 、Ｖ２、移相回路３の
出力端の交流信号電圧をＶ、で表わすと、掛算回路４の
一方の平衡入力端子対５の交流入力信号電圧ＶＸＩと他
方の平衡入力端子対６の交流入力信号電圧ＶＸ２は、 ＶＸＩ””Ｖｌ −ｖ２ Ｖ ｘ、Ｖ 。
と表わされる。従って、掛算回路４は、差動増幅器２か
ら一方の平衡入力端子対５に入力するＦＭ変調信号と、
移相回路３から他方の平衡入力端子対６に入力する搬送
波信号とを掛算する。そして、その出力部のローパスフ
ィルタ７により、掛算出力信号のうちの搬送波成分およ
びその高調波成分を除去し、復調信号（ＦＭ変調前の変
調信号）を抽出して出力する。
ら一方の平衡入力端子対５に入力するＦＭ変調信号と、
移相回路３から他方の平衡入力端子対６に入力する搬送
波信号とを掛算する。そして、その出力部のローパスフ
ィルタ７により、掛算出力信号のうちの搬送波成分およ
びその高調波成分を除去し、復調信号（ＦＭ変調前の変
調信号）を抽出して出力する。
第８図および第９図は、第７図の回路の位相特性（搬送
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対する信号電圧
ＶＸ２の位相差Φの関係）について、各トランジスタの
影響を除いて解析するための等価回路および解析結果を
示している。
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対する信号電圧
ＶＸ２の位相差Φの関係）について、各トランジスタの
影響を除いて解析するための等価回路および解析結果を
示している。
なお、第８図中、ＶＩＮ’ はＦＭ変調入力信号電圧源
１の信号電圧ＶＩＮの逆相信号電圧、移相回路３のコン
デンサ素子Ｃ１の値は６．ｓｐＦ、コンデンサ素子Ｃ２
の容量値は５ｏｐｐ、インダクタンス素子り、の値は２
．７７μＨ１抵抗素子Ｒ３の値は６，８にΩであるとす
る。
１の信号電圧ＶＩＮの逆相信号電圧、移相回路３のコン
デンサ素子Ｃ１の値は６．ｓｐＦ、コンデンサ素子Ｃ２
の容量値は５ｏｐｐ、インダクタンス素子り、の値は２
．７７μＨ１抵抗素子Ｒ３の値は６，８にΩであるとす
る。
第９図中、上側の特性は、搬送波周波数ｆｉｎおよび信
号電圧ＶＸＩに対する信号電圧ＶＸ２の位相差Φについ
て、差動増幅器２の負荷抵抗素子Ｒ１およびＲ２の値を
パラメータとして示している。
号電圧ＶＸＩに対する信号電圧ＶＸ２の位相差Φについ
て、差動増幅器２の負荷抵抗素子Ｒ１およびＲ２の値を
パラメータとして示している。
また、下側の特性は、上記位相差Φを搬送波周波数ｆｉ
ｎで微分した特性（つまり、位相差Φの直線性）を示し
ている。
ｎで微分した特性（つまり、位相差Φの直線性）を示し
ている。
第９図の特性において、注目すべきは、差動増幅器２の
負荷抵抗素子Ｒ，およびＲ２の値が高くなればなる程、
位相差Φの直線性の変曲点が位相差Φ−９０″の点から
ずれてくることである。移相回路３の各定数は、搬送波
周波数ｆｉｎがＦＭ変調信号の中心周波数の場合に位相
差Φ−９０″となるように設定されるので、差動増幅器
２の負荷抵抗素子Ｒ３およびＲ２の値が高くなると、復
調出力の波形は上下非対称となり、復調出力の歪みが悪
化することになる。
負荷抵抗素子Ｒ，およびＲ２の値が高くなればなる程、
位相差Φの直線性の変曲点が位相差Φ−９０″の点から
ずれてくることである。移相回路３の各定数は、搬送波
周波数ｆｉｎがＦＭ変調信号の中心周波数の場合に位相
差Φ−９０″となるように設定されるので、差動増幅器
２の負荷抵抗素子Ｒ３およびＲ２の値が高くなると、復
調出力の波形は上下非対称となり、復調出力の歪みが悪
化することになる。
従って、第７図に示した従来のクオードラチャＦＭ復調
回路は、復調出力の歪みを少なくするためには差動増幅
器２の負荷抵抗素子Ｒ１およびＲ２の値を限りなく０に
近づけるように小さく設定する必要があるが、差動増幅
器２の交流信号電圧ｖ１、Ｖ２の振幅を所定の値に維持
するためには、そのバイアス電流源■１の電流の値を著
しく大きくしなければならず、電力損失が非常に大きく
なり、省電力型のＦＭ復調回路が要求される場合に不適
であった。
回路は、復調出力の歪みを少なくするためには差動増幅
器２の負荷抵抗素子Ｒ１およびＲ２の値を限りなく０に
近づけるように小さく設定する必要があるが、差動増幅
器２の交流信号電圧ｖ１、Ｖ２の振幅を所定の値に維持
するためには、そのバイアス電流源■１の電流の値を著
しく大きくしなければならず、電力損失が非常に大きく
なり、省電力型のＦＭ復調回路が要求される場合に不適
であった。
（発明が解決しようとする課１ｉ）
上記したように従来のフォードラチャＦ Ｍｕｍ回路は
、復調出力の歪みを少なくするために差動増幅器の負荷
抵抗素子の値を小さく設定する必要があるが、差動増幅
器の交流信号電圧の振幅を所定の値に維持するためには
、そのバイアス電流源の電流の値を大きくしなければな
らず、省電力型のＦＭ復調回路が要求される場合に不適
であるという゛問題がある。
、復調出力の歪みを少なくするために差動増幅器の負荷
抵抗素子の値を小さく設定する必要があるが、差動増幅
器の交流信号電圧の振幅を所定の値に維持するためには
、そのバイアス電流源の電流の値を大きくしなければな
らず、省電力型のＦＭ復調回路が要求される場合に不適
であるという゛問題がある。
本発明は、上記問題点を解決すべくなされたもので、そ
の目的は、簡易な構成でありなから、消費電流を大きく
増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、省
電力型のＦＭ復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なＦＭ復調回路を提供することにある。
の目的は、簡易な構成でありなから、消費電流を大きく
増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制でき、省
電力型のＦＭ復調回路が要求される集積回路化に際して
極めて好適なＦＭ復調回路を提供することにある。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明は、ＦＭ変調入力信号電圧源からＦＭ変調信号が
入力してこれを増幅する差動増幅器と、この差動増幅器
から入力するＦＭ変調信号の中心周波数を有する無変調
状態の搬送波信号の位相をシフトさせる移相回路と、上
記差動増幅器から一方の平衡入力端子対に入力するＦＭ
変調信号と上記移相回路から他方の平衡入力端子対に入
力する搬送波信号とを掛算し、復調信号を出力する掛算
回路とを具備するＦＭ復調回路において、前記差動増幅
器から移相回路に入力する搬送波信号とは逆相の搬送波
信号電圧を上記差動増幅器から移相回路の出力端に供給
するように接続された抵抗素子、または、前記差動増幅
器から前記移相回路に入力する搬送波信号とは逆相でそ
の振幅に比例した搬送波信号電流を前記移相回路の出力
端に供給する電流供給手段が設けられていることを特徴
とする。
入力してこれを増幅する差動増幅器と、この差動増幅器
から入力するＦＭ変調信号の中心周波数を有する無変調
状態の搬送波信号の位相をシフトさせる移相回路と、上
記差動増幅器から一方の平衡入力端子対に入力するＦＭ
変調信号と上記移相回路から他方の平衡入力端子対に入
力する搬送波信号とを掛算し、復調信号を出力する掛算
回路とを具備するＦＭ復調回路において、前記差動増幅
器から移相回路に入力する搬送波信号とは逆相の搬送波
信号電圧を上記差動増幅器から移相回路の出力端に供給
するように接続された抵抗素子、または、前記差動増幅
器から前記移相回路に入力する搬送波信号とは逆相でそ
の振幅に比例した搬送波信号電流を前記移相回路の出力
端に供給する電流供給手段が設けられていることを特徴
とする。
（作 用）
移相回路に入力する搬送波信号とは逆相の搬送波信号か
、抵抗素子を介して、または、電流供給“Ｊ−段から移
相回路の出力端に供給されることにより、等硯的に移相
回路の移相特性が制御され、掛算回路に入力する搬送波
信号の位相が制御される。
、抵抗素子を介して、または、電流供給“Ｊ−段から移
相回路の出力端に供給されることにより、等硯的に移相
回路の移相特性が制御され、掛算回路に入力する搬送波
信号の位相が制御される。
この場合、抵抗素子の値、または、電流供給手段の変換
コンダクタンスＧｎｎを適正に選ぶことにより、掛算回
路に入力する信号の位相差の直線性の変曲点を９０’に
合わせ込むことが可能になり、復調出力の歪みが小さく
抑え込まれることになる。
コンダクタンスＧｎｎを適正に選ぶことにより、掛算回
路に入力する信号の位相差の直線性の変曲点を９０’に
合わせ込むことが可能になり、復調出力の歪みが小さく
抑え込まれることになる。
従って、消費電流を抑制するために差動増幅器のバイア
ス電流源の電流の値を小さく設定し、差動増幅器の交流
信号電圧の振幅を所定の値に維持し得るように差動増幅
器の負荷抵抗素子の値を高く設定ｊまた場合でも、Ｆ
Ｍ変調信号の中心周波数で位相差の直線性の変曲点を位
相差か９０″の点に合わせ込むか可能になり、復調出力
の歪みが殆んど悪化しなくなる。
ス電流源の電流の値を小さく設定し、差動増幅器の交流
信号電圧の振幅を所定の値に維持し得るように差動増幅
器の負荷抵抗素子の値を高く設定ｊまた場合でも、Ｆ
Ｍ変調信号の中心周波数で位相差の直線性の変曲点を位
相差か９０″の点に合わせ込むか可能になり、復調出力
の歪みが殆んど悪化しなくなる。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図は、例えば移相回路３以外が集積回路化されたク
オードラチャＦＭ復調回路を示しており、第７図を参照
し２て前述した従来のクオードラチャＦＭ復調回路と比
べて、差動増幅器２から移相回路３に入力する搬送波信
号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電圧を」上
記差動増幅器２から移相回路３の出力端に供給するため
の抵抗素子Ｒ７が付加されている（例えば集積回路に内
蔵されている）点が異なり、その他は同じであるので第
７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
オードラチャＦＭ復調回路を示しており、第７図を参照
し２て前述した従来のクオードラチャＦＭ復調回路と比
べて、差動増幅器２から移相回路３に入力する搬送波信
号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電圧を」上
記差動増幅器２から移相回路３の出力端に供給するため
の抵抗素子Ｒ７が付加されている（例えば集積回路に内
蔵されている）点が異なり、その他は同じであるので第
７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
上記第１図の回路においては、移相回路３に入力する搬
送波信号とは逆相の搬送波信号が移相回路３の出力端に
供給されることにより、等価的に移相回路３の移相特性
が制御され、掛算回路４の他方の平衡入力端子対６に入
力する搬送波信号の位相が制御される。
送波信号とは逆相の搬送波信号が移相回路３の出力端に
供給されることにより、等価的に移相回路３の移相特性
が制御され、掛算回路４の他方の平衡入力端子対６に入
力する搬送波信号の位相が制御される。
第２図および第３図は、第１図の回路の位相特性（搬送
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対するＧ’；
’：！電１ハ八、の位相差Φの関係）について、各＋−
ニア＞”Ｓスタの影響を除いて解析するための等紐回路
および解相ｖ１果を示し、でいる。
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対するＧ’；
’：！電１ハ八、の位相差Φの関係）について、各＋−
ニア＞”Ｓスタの影響を除いて解析するための等紐回路
および解相ｖ１果を示し、でいる。
なお、第２図中、Ｒ１−Ｒ２−２にΩてあり、抵抗素子
Ｒ１以外のその他の各定数は第７図を参照し、て前述１
、た通りである。
Ｒ１以外のその他の各定数は第７図を参照し、て前述１
、た通りである。
第３図中、上側の特性は、搬送波周波数ｆｉｎおよび信
号電圧■８□に対する信号電圧ＶＸ２の位相差Φについ
て、抵抗素子Ｒ９の値をパラメータ（Ｒ，−菌 コＯｋ
Ω、５にΩ）とし２て示している。また、下側の特性は
、上記位相差Φを搬送波周波数ｆｉｎで微分した特性（
つまり、位相差Φの直線性）を示している。
号電圧■８□に対する信号電圧ＶＸ２の位相差Φについ
て、抵抗素子Ｒ９の値をパラメータ（Ｒ，−菌 コＯｋ
Ω、５にΩ）とし２て示している。また、下側の特性は
、上記位相差Φを搬送波周波数ｆｉｎで微分した特性（
つまり、位相差Φの直線性）を示している。
第３図の特性において、位相差Φの直線性の変曲点に対
応する位相差Φが、Ｒ９−閃の時に６８° Ｒｓ −１
０ｋ Ｑ （７）時１．：８４’ Ｒ９−５にΩの時
に９６″と変化している。即ち、Ｒ２の値を−（従来例
に相当する。）から小さくしていくことにより、位相２
−Φの直線性の変曲点が９０″より小さい値から９０″
に近づき、さらに、９０°を通り越して大きくなってい
くことが分かる。つまり、Ｒ６の値を適正に選ぶことに
より、ＦＭ変調信号の中心周波数で位相差Φの直線性の
変曲点を位相差Φ−９０ａの点に合わせ込むことが可能
になる。変曲点が９０°に合致すれば、復調出力の波形
は上下対称になり、歪みが小さく抑え込まれることにな
る。
応する位相差Φが、Ｒ９−閃の時に６８° Ｒｓ −１
０ｋ Ｑ （７）時１．：８４’ Ｒ９−５にΩの時
に９６″と変化している。即ち、Ｒ２の値を−（従来例
に相当する。）から小さくしていくことにより、位相２
−Φの直線性の変曲点が９０″より小さい値から９０″
に近づき、さらに、９０°を通り越して大きくなってい
くことが分かる。つまり、Ｒ６の値を適正に選ぶことに
より、ＦＭ変調信号の中心周波数で位相差Φの直線性の
変曲点を位相差Φ−９０ａの点に合わせ込むことが可能
になる。変曲点が９０°に合致すれば、復調出力の波形
は上下対称になり、歪みが小さく抑え込まれることにな
る。
従って、消費電流を抑制するために差動増幅器２のバイ
アス電流源１１の電流の値を小さく設定し、差動増幅器
２の交流信号電圧Ｖ、、Ｖ、の振幅を所定の値に維持１
−得るように差動増幅器２の負荷抵抗素子Ｒ３およびＲ
２の値を高く設定（例えばＲ，−Ｒ，−２にΩ）した場
合でも、位相差Φの直線性の変曲点を位相差Φ−９０″
に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪みが殆んど悪
化しなくなる。
アス電流源１１の電流の値を小さく設定し、差動増幅器
２の交流信号電圧Ｖ、、Ｖ、の振幅を所定の値に維持１
−得るように差動増幅器２の負荷抵抗素子Ｒ３およびＲ
２の値を高く設定（例えばＲ，−Ｒ，−２にΩ）した場
合でも、位相差Φの直線性の変曲点を位相差Φ−９０″
に合わせ込むが可能になり、復調出力の歪みが殆んど悪
化しなくなる。
第４図は、他の実施例に係るりす一ドラチャＦＭ復調回
路を示しており、第７図を参照して前述した従来のクオ
ードラチャＦＭ復調回路と比べて、前記差動増幅器（以
下、第１の差動増幅器という。）２から移相回路３に入
力する搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波
信号電流を移相回路３の出力端に供給する電流供給手段
が付加されている点が異なり、その他は同じであるので
第７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
路を示しており、第７図を参照して前述した従来のクオ
ードラチャＦＭ復調回路と比べて、前記差動増幅器（以
下、第１の差動増幅器という。）２から移相回路３に入
力する搬送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波
信号電流を移相回路３の出力端に供給する電流供給手段
が付加されている点が異なり、その他は同じであるので
第７図中と同一符号を付してその説明を省略する。
この電流供給手段としては、例えば前記ＦＭ変調入力信
号電圧源１からＦＭ変調信号が入力してこれを増幅する
第２の差動増幅器１０が設けられている。この第２の差
動増幅器１０は、各エミッタが共通接続され、各ベース
が第１の差動増幅器２の差動対トランジスタＱＩＱ２の
各ベースに対応して接続された（つまり、第１の差動増
幅器２と同じくバイアス電圧源ＶＢＩおよびＦＭ変調入
力信号電圧源１に接続されている。）ＮＰＮ）ランジス
タＱ、、Ｑｒｏと、この差動対をなすトランジスタＱ９
、ＱＩＯのエミッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続さ
れたバイアス電流源■、とからなり、通常は集積回路に
内蔵される。そして、このトランジスタＱ９、ＱＩＯの
うち、一方のトランジスタＱ９のコレクタは電源十Ｂ（
交流的な基準電位端）に接続され、他方のトランジスタ
Ｑ＋ｏのコレクタは前記移相回路３の出力端に接続され
ている。
号電圧源１からＦＭ変調信号が入力してこれを増幅する
第２の差動増幅器１０が設けられている。この第２の差
動増幅器１０は、各エミッタが共通接続され、各ベース
が第１の差動増幅器２の差動対トランジスタＱＩＱ２の
各ベースに対応して接続された（つまり、第１の差動増
幅器２と同じくバイアス電圧源ＶＢＩおよびＦＭ変調入
力信号電圧源１に接続されている。）ＮＰＮ）ランジス
タＱ、、Ｑｒｏと、この差動対をなすトランジスタＱ９
、ＱＩＯのエミッタ共通接続点とＧＮＤとの間に接続さ
れたバイアス電流源■、とからなり、通常は集積回路に
内蔵される。そして、このトランジスタＱ９、ＱＩＯの
うち、一方のトランジスタＱ９のコレクタは電源十Ｂ（
交流的な基準電位端）に接続され、他方のトランジスタ
Ｑ＋ｏのコレクタは前記移相回路３の出力端に接続され
ている。
上記第４図の回路においては、移相回路３に入力する搬
送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電流
が移相回路３の出力端に供給されることにより、等価的
に移相回路３の移相特性が制御され、掛算回路４の他方
の平衡入力端子対６に入力する搬送波信号の位相が制御
される。
送波信号とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電流
が移相回路３の出力端に供給されることにより、等価的
に移相回路３の移相特性が制御され、掛算回路４の他方
の平衡入力端子対６に入力する搬送波信号の位相が制御
される。
第５図および第６図は、第４図の回路の位相特性（搬送
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対する信号電圧
ＶＸ２の位相差Φの関係）について、各トランジスタの
影響を除いて解析するための等価回路および解析結果を
示している。
波周波数ｆｉｎおよび信号電圧ＶＸＩに対する信号電圧
ＶＸ２の位相差Φの関係）について、各トランジスタの
影響を除いて解析するための等価回路および解析結果を
示している。
なお、第５図中、Ｇ、Ｍは入力電圧ｖＹを電流出力に変
換するコンダクタンス回路であり、その変換コンダクタ
ンスをＧｍとすると、出力電流Ｉ。
換するコンダクタンス回路であり、その変換コンダクタ
ンスをＧｍとすると、出力電流Ｉ。
１、）＝ＧｍＸＶｙ
となる。また、Ｒ，−Ｒ２−２にΩであり、その他の各
定数は第７図を参照して前述した通りである。
定数は第７図を参照して前述した通りである。
第６図中、上側の特性は、搬送波周波数ｆｉｎおよび信
号電圧ｖｘｌに対する信号電圧■ｘ２の位相差Φについ
て、Ｇｍの値を０（従来例に相当する。）、０．１ｍＳ
（シーメンス）、０．２ｍＳとして示している。また
、下側の特性は、上記位相差Φを搬送波周波数ｆｉｎで
微分した特性（つまり、位相差Φの直線性）を示してい
る。
号電圧ｖｘｌに対する信号電圧■ｘ２の位相差Φについ
て、Ｇｍの値を０（従来例に相当する。）、０．１ｍＳ
（シーメンス）、０．２ｍＳとして示している。また
、下側の特性は、上記位相差Φを搬送波周波数ｆｉｎで
微分した特性（つまり、位相差Φの直線性）を示してい
る。
第６図の特性において、位相差Φの直線性の変曲点に対
応する位相差Φが、Ｇｍ−０の時に６８” Ｇｍ＝０
．１ｍＳの時に３５”Ｇｍ−０，２ｍＳの時に１０５’
と変化している。即ち、Ｇｍの値を０から大きくして
いくことにより、位相差Φの直線性の変曲点が９０″よ
り小さい値から９０°に近づき、さらに、９０″を通り
越して大きくなっていくことが分かる。つまり、Ｇｍの
値が適正になるようにバイアス電流源Ｉ、の電流の値を
選ぶことにより、ＦＭ変調信号の中心周波数で位相差Φ
の直線性の変曲点を９０°に合わせ込むことが可能にな
り、復調出力の歪みを小さく抑え込むことが可能になる
。
応する位相差Φが、Ｇｍ−０の時に６８” Ｇｍ＝０
．１ｍＳの時に３５”Ｇｍ−０，２ｍＳの時に１０５’
と変化している。即ち、Ｇｍの値を０から大きくして
いくことにより、位相差Φの直線性の変曲点が９０″よ
り小さい値から９０°に近づき、さらに、９０″を通り
越して大きくなっていくことが分かる。つまり、Ｇｍの
値が適正になるようにバイアス電流源Ｉ、の電流の値を
選ぶことにより、ＦＭ変調信号の中心周波数で位相差Φ
の直線性の変曲点を９０°に合わせ込むことが可能にな
り、復調出力の歪みを小さく抑え込むことが可能になる
。
従って、消費電流を抑制するために第１の差動増幅器２
のバイアス電流源１１の電流の値を小さく設定し、第１
の差動増幅器１の交流信号電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅を所定
の値に維持し得るように第１の差動増幅器１の負荷抵抗
素子Ｒ３およびＲ２の値を高く設定（例えばＲ＋−Ｒ２
−２にΩ）した場合でも、位相差Φの直線性の変曲点を
位相差Φ−９０°の点に合わせ込むが可能になり、復調
出力の歪みが殆んど悪化しなくなる。
のバイアス電流源１１の電流の値を小さく設定し、第１
の差動増幅器１の交流信号電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅を所定
の値に維持し得るように第１の差動増幅器１の負荷抵抗
素子Ｒ３およびＲ２の値を高く設定（例えばＲ＋−Ｒ２
−２にΩ）した場合でも、位相差Φの直線性の変曲点を
位相差Φ−９０°の点に合わせ込むが可能になり、復調
出力の歪みが殆んど悪化しなくなる。
なお、第１の差動増幅器１の差動対をなすトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２の各エミッタ側にそれぞれ抵抗素子を挿入し
て利得を所望の値に調整するようにしてもよい。
Ｑ１、Ｑ２の各エミッタ側にそれぞれ抵抗素子を挿入し
て利得を所望の値に調整するようにしてもよい。
また、上記各実施例で示した各定数、図面中に示した搬
送波周波数ｆｉｎの数値は一例であり、本発明は上記数
値例に限定されるものではない。
送波周波数ｆｉｎの数値は一例であり、本発明は上記数
値例に限定されるものではない。
Ｃ発明の効果コ
Ｊ７述［またように本発明によれば、従来のクィ−−ド
ラチャＦＭ復調回路に対して１個の抵抗素子、または、
簡易な構成の電流供給手段を付加するだけで、消費電流
を大きく増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制
でき、省電力型のＦＭ復調回路か要求される集積回路化
に際して極ｔて好適なＦＭ復調回路を実現することがで
きる。
ラチャＦＭ復調回路に対して１個の抵抗素子、または、
簡易な構成の電流供給手段を付加するだけで、消費電流
を大きく増やすことなく、復調出力の歪みを最少に抑制
でき、省電力型のＦＭ復調回路か要求される集積回路化
に際して極ｔて好適なＦＭ復調回路を実現することがで
きる。
第１図は本発明のＦＭ復調回路の一実施例を示す回路図
、第２図および第３図は第１図の回路の位相特性につい
て各トランジスタの影響を除いてて各トランジスタの影
響を除いて解析するための等価回路および解析結果を示
す図である。 １・・・ＦＭ変調入力信号電圧源、２・・・差動増幅器
（第１の差動増幅器） ３・・・移相回路、４・・・ダ
ブリ−バランス型差動掛算回路、５・・・第１の平衡入
力端子対、６・・・第２の平衡入力端子対、７・・・ロ
ーパスフィルタ、１．０−第２の差動増幅器、Ｒ１・・
抵抗素子、ＶＩＮ・・・ＦＭ変調入力信号電圧源の信号
電圧、Ｖ ０ＩＪＴ・・復調信号出力。 位相特性について各トランジスタの影響を除いて解析す
るための等価回路および解析結果を示す図、第７図は従
来のＦ Ｍ復調回路を示す回路図、第８図および第９図
は第７図の回路の位相特性につい出願人代理人 弁理士
鈴江武彦
、第２図および第３図は第１図の回路の位相特性につい
て各トランジスタの影響を除いてて各トランジスタの影
響を除いて解析するための等価回路および解析結果を示
す図である。 １・・・ＦＭ変調入力信号電圧源、２・・・差動増幅器
（第１の差動増幅器） ３・・・移相回路、４・・・ダ
ブリ−バランス型差動掛算回路、５・・・第１の平衡入
力端子対、６・・・第２の平衡入力端子対、７・・・ロ
ーパスフィルタ、１．０−第２の差動増幅器、Ｒ１・・
抵抗素子、ＶＩＮ・・・ＦＭ変調入力信号電圧源の信号
電圧、Ｖ ０ＩＪＴ・・復調信号出力。 位相特性について各トランジスタの影響を除いて解析す
るための等価回路および解析結果を示す図、第７図は従
来のＦ Ｍ復調回路を示す回路図、第８図および第９図
は第７図の回路の位相特性につい出願人代理人 弁理士
鈴江武彦
Claims (4)
- （１）ＦＭ変調入力信号電圧源からＦＭ変調信号が入力
してこれを増幅する差動増幅器と、この差動増幅器から
入力するＦＭ変調信号の中心周波数を有する無変調状態
の搬送波信号の位相をシフトさせる移相回路と、上記差
動増幅器から一方の平衡入力端子対に入力するＦＭ変調
信号と上記移相回路から他方の平衡入力端子対に入力す
る搬送波信号とを掛算し、復調信号を出力する掛算回路
とを具備するＦＭ復調回路において、 前記差動増幅器から移相回路に入力する搬送波信号とは
逆相の搬送波信号電圧を上記差動増幅器から移相回路の
出力端に供給するように接続された抵抗素子 が設けられていることを特徴とするＦＭ復調回路。 - （２）ＦＭ変調入力信号電圧源からＦＭ変調信号が入力
してこれを増幅する差動増幅器と、この差動増幅器から
入力するＦＭ変調信号の中心周波数を有する無変調状態
の搬送波信号の位相をシフトさせる移相回路と、上記差
動増幅器から一方の平衡入力端子対に入力するＦＭ変調
信号と上記移相回路から他方の平衡入力端子対に入力す
る搬送波信号とを掛算し、復調信号を出力する掛算回路
とを具備するＦＭ復調回路において、 前記差動増幅器から前記移相回路に入力する搬送波信号
とは逆相でその振幅に比例した搬送波信号電流を前記移
相回路の出力端に供給する電流供給手段 が設けられていることを特徴とするＦＭ復調回路。 - （３）前記電流供給手段は、前記差動増幅器とは別に設
けられ、この差動増幅器と同じく前記ＦＭ変調信号が入
力してこれを増幅する第２の差動増幅器であることを特
徴とする請求項２記載のＦＭ復調回路。 - （４）前記差動増幅器の差動対をなすトランジスタの各
エミッタ側にそれぞれ抵抗素子が挿入されていることを
特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載のＦＭ復
調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2180534A JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
| KR1019910011380A KR950005161B1 (ko) | 1990-07-10 | 1991-07-05 | Fm복조회로 |
| US07/727,459 US5136254A (en) | 1990-07-10 | 1991-07-09 | FM demodulator circuit whose demodulation output is decreased in distortion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2180534A JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0470102A true JPH0470102A (ja) | 1992-03-05 |
| JP2507681B2 JP2507681B2 (ja) | 1996-06-12 |
Family
ID=16084950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2180534A Expired - Fee Related JP2507681B2 (ja) | 1990-07-10 | 1990-07-10 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5136254A (ja) |
| JP (1) | JP2507681B2 (ja) |
| KR (1) | KR950005161B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08265047A (ja) * | 1995-01-24 | 1996-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換回路 |
| FI108584B (fi) * | 2000-03-24 | 2002-02-15 | Nokia Corp | Menetelmä välitaajuussignaalin muodostamiseksi sekoittimessa ja sekoitin |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54128250A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-04 | Hitachi Ltd | Current shunt circuit and fm detection circuit using it |
| JPS55136707A (en) * | 1979-04-11 | 1980-10-24 | Sony Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS61187402A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-21 | Sony Corp | 非直線性の補償回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5233460A (en) * | 1975-09-10 | 1977-03-14 | Sony Corp | Fm demodulator |
| JPS5974710A (ja) * | 1982-10-22 | 1984-04-27 | Pioneer Electronic Corp | クォードラチャ検波器 |
-
1990
- 1990-07-10 JP JP2180534A patent/JP2507681B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-05 KR KR1019910011380A patent/KR950005161B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-07-09 US US07/727,459 patent/US5136254A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54128250A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-04 | Hitachi Ltd | Current shunt circuit and fm detection circuit using it |
| JPS55136707A (en) * | 1979-04-11 | 1980-10-24 | Sony Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS61187402A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-21 | Sony Corp | 非直線性の補償回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR920003624A (ko) | 1992-02-29 |
| KR950005161B1 (ko) | 1995-05-19 |
| JP2507681B2 (ja) | 1996-06-12 |
| US5136254A (en) | 1992-08-04 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |