JPS58171105A - 振幅変調器 - Google Patents
振幅変調器Info
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- JPS58171105A JPS58171105A JP57053481A JP5348182A JPS58171105A JP S58171105 A JPS58171105 A JP S58171105A JP 57053481 A JP57053481 A JP 57053481A JP 5348182 A JP5348182 A JP 5348182A JP S58171105 A JPS58171105 A JP S58171105A
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- JP
- Japan
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- transistor
- differential pair
- output
- transistors
- wave signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
- H03C1/545—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0004—Circuit elements of modulators
- H03C2200/0012—Emitter or source coupled transistor pairs or long tail pairs
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/0066—Reduction of carrier leakage or the suppression of the carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C2200/00—Indexing scheme relating to details of modulators or modulation methods covered by H03C
- H03C2200/0037—Functional aspects of modulators
- H03C2200/0079—Measures to linearise modulation or reduce distortion of modulation characteristics
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は振幅変調器に係シ、４１１に集積回路化に適し
た振幅変調器に関する。
た振幅変調器に関する。
トランジスタ回路を用いた従来の振幅変調器は、変調出
力に変調波成分が洩れるととＫよって変調出力の中心レ
ベルが変動するので、変調出力をトランスなどに導いて
上記洩れ成分を打ち消している。しかし、振、幅変調器
を集積回路化などによシ小型化する場合には、前述した
ようなトランスなどを必要とし々い回路形式のものが望
ましい。
力に変調波成分が洩れるととＫよって変調出力の中心レ
ベルが変動するので、変調出力をトランスなどに導いて
上記洩れ成分を打ち消している。しかし、振、幅変調器
を集積回路化などによシ小型化する場合には、前述した
ようなトランスなどを必要とし々い回路形式のものが望
ましい。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、変調出力
に変調波１号の洩れ成分を含まず、しかも変調直線性が
良い振幅変調器を提供するものである。
に変調波１号の洩れ成分を含まず、しかも変調直線性が
良い振幅変調器を提供するものである。
すなわち、本発明の振幅変調器は、ダブル７４２７１回
路の第１の差動対トランジスタの各エミッタを共通接続
し、第２の差動対トランジスタの各エミッタはそれぞれ
抵抗を介したのち共通接続し、電流可変用の第３の差動
対トランジスタのエミッタ側を共通接続して定電流源回
路に接続し、第３の差動対トランジスタの互いに逆相の
各コレクタ電流を第１、第２の差動対トランジスタのエ
ミ、り電流源とし、変調波信号入力を前記電流可変用の
第３の差動対トランジスタに導き、搬送波信号入力を前
記第１、第２の差動対トランジスタに導くようにした４
のである。
路の第１の差動対トランジスタの各エミッタを共通接続
し、第２の差動対トランジスタの各エミッタはそれぞれ
抵抗を介したのち共通接続し、電流可変用の第３の差動
対トランジスタのエミッタ側を共通接続して定電流源回
路に接続し、第３の差動対トランジスタの互いに逆相の
各コレクタ電流を第１、第２の差動対トランジスタのエ
ミ、り電流源とし、変調波信号入力を前記電流可変用の
第３の差動対トランジスタに導き、搬送波信号入力を前
記第１、第２の差動対トランジスタに導くようにした４
のである。
したがって、第１、第２の差動対トランジスタの出力側
では、変調波信号の洩れ成分の互いに逆相の信号が合成
されて互いに打ち消し合い、搬送波成分は互いに同相の
信号が合成されるようになる。この場合、第１の差動対
トランジスタでは搬送波信号が第３の差動対トランジス
タのコレクタ電流（変調波型Ｉ５りによシ振幅変調を受
けて変調出力が現われる。しかも、この変調出力は第１
の差動対トランジスタのコレクタ電流に比例するので変
調直線性が非常に良い。
では、変調波信号の洩れ成分の互いに逆相の信号が合成
されて互いに打ち消し合い、搬送波成分は互いに同相の
信号が合成されるようになる。この場合、第１の差動対
トランジスタでは搬送波信号が第３の差動対トランジス
タのコレクタ電流（変調波型Ｉ５りによシ振幅変調を受
けて変調出力が現われる。しかも、この変調出力は第１
の差動対トランジスタのコレクタ電流に比例するので変
調直線性が非常に良い。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。第１図において、１１は電源ｖｃｃが供給される電
源端子、１２は接地端子、１３は変調波信号が印加され
る変調入力端子、１４は搬送波信号が印加される被変調
波入力端子、１５は変調出力が導出される出力端子であ
る。１６はバイアス回路であって、これは電源端子１１
と接地端子１２との間に直列接続された抵抗Ｒ１ｔＲｌ
ｒＲＨ，ダイオードＤＩ＋Ｄ１および抵抗Ｒ４と、
同じく上記端子１１．１２間に直列接続されたＮＰＮ形
のトランジスタＱ １＋Ｑｚ 、Ｑｓおよび抵抗Ｒ８
とから成シ、トランジスタＱｓのペースは抵抗ＲＩＩＲ
Ｉの接続点に接続され、トランジスタＱ霊のペースは抵
抗Ｒ，，Ｒ，の接続点に接続され、トランジスタＱｓの
ペースは抵抗Ｒ３およびダイオードＤ１の接続点に接続
されている。
る。第１図において、１１は電源ｖｃｃが供給される電
源端子、１２は接地端子、１３は変調波信号が印加され
る変調入力端子、１４は搬送波信号が印加される被変調
波入力端子、１５は変調出力が導出される出力端子であ
る。１６はバイアス回路であって、これは電源端子１１
と接地端子１２との間に直列接続された抵抗Ｒ１ｔＲｌ
ｒＲＨ，ダイオードＤＩ＋Ｄ１および抵抗Ｒ４と、
同じく上記端子１１．１２間に直列接続されたＮＰＮ形
のトランジスタＱ １＋Ｑｚ 、Ｑｓおよび抵抗Ｒ８
とから成シ、トランジスタＱｓのペースは抵抗ＲＩＩＲ
Ｉの接続点に接続され、トランジスタＱ霊のペースは抵
抗Ｒ，，Ｒ，の接続点に接続され、トランジスタＱｓの
ペースは抵抗Ｒ３およびダイオードＤ１の接続点に接続
されている。
一方、１７ＶＩ−ダブルバランス回路でありて、第１乃
至第３の差動対トランジスタＱａ ｅ ＱｓｓＱｓ
、Ｑｙ、Ｑｓ 、Ｑｓを有しており、同相動作を行
なうトランジスタ９４ １ Ｑ ｔのペース同志が共通
接続されると共にコレクタ同志が共通接続され、同相動
作を行なうトランジスタートＱ−のベース同志が共通接
続されると共にコレクタ同志が共通接続されている。上
記トランジスタＱｉ−Ｑ・のコレクタは前記出力端子１
５に接続されると共に負荷抵抗Ｒ＠を介して電源端子１
１に接続され、トランジスタＱ４ 、Ｑ？のコレクタ
は負荷抵抗Ｒ？を介して電源端子１１に接続されている
。また、上記トランジスタＱ４ 、ＱフおよびＱ５
、Ｑ＠のペースは、対応して抵抗ＵＳおよびＲｅを介
して前記・々イアス回路１６のトランジスタＱｌのエミ
ッタに接続されている。さらに、上記トランジスタＱ
４ ＋Ｑｓのエミッタ同志は共通接続されると共に電流
可変用トランジスタＱｓのコレクタに接続され、前記ト
ランジスタＱｇ＋Ｑｙの各エミッタは対応してエミ、り
抵抗Ｒ１０ｔＲ１１を介したのち共通接続されると共に
電流可変用トランジスタＱ―のコレクタに接続される。
至第３の差動対トランジスタＱａ ｅ ＱｓｓＱｓ
、Ｑｙ、Ｑｓ 、Ｑｓを有しており、同相動作を行
なうトランジスタ９４ １ Ｑ ｔのペース同志が共通
接続されると共にコレクタ同志が共通接続され、同相動
作を行なうトランジスタートＱ−のベース同志が共通接
続されると共にコレクタ同志が共通接続されている。上
記トランジスタＱｉ−Ｑ・のコレクタは前記出力端子１
５に接続されると共に負荷抵抗Ｒ＠を介して電源端子１
１に接続され、トランジスタＱ４ 、Ｑ？のコレクタ
は負荷抵抗Ｒ？を介して電源端子１１に接続されている
。また、上記トランジスタＱ４ 、ＱフおよびＱ５
、Ｑ＠のペースは、対応して抵抗ＵＳおよびＲｅを介
して前記・々イアス回路１６のトランジスタＱｌのエミ
ッタに接続されている。さらに、上記トランジスタＱ
４ ＋Ｑｓのエミッタ同志は共通接続されると共に電流
可変用トランジスタＱｓのコレクタに接続され、前記ト
ランジスタＱｇ＋Ｑｙの各エミッタは対応してエミ、り
抵抗Ｒ１０ｔＲ１１を介したのち共通接続されると共に
電流可変用トランジスタＱ―のコレクタに接続される。
上記電流可変用トランジスタＱａ、Ｑｓの各ペースは抵
抗ＲＩＷ・Ｒ１３を介してバイアス回路１６のトランジ
スタＱ！のエミッタに接続され、各エミ、りは共通接続
されると共に定電流源用トランジスタＱ＋ｏおよび抵抗
Ｒ目を直列に介して接地され、上記定電流源用トランジ
スタＱｔｅのペースは／々イアス回路１６のトランジス
タＱｓのエミッタに接続されている。
抗ＲＩＷ・Ｒ１３を介してバイアス回路１６のトランジ
スタＱ！のエミッタに接続され、各エミ、りは共通接続
されると共に定電流源用トランジスタＱ＋ｏおよび抵抗
Ｒ目を直列に介して接地され、上記定電流源用トランジ
スタＱｔｅのペースは／々イアス回路１６のトランジス
タＱｓのエミッタに接続されている。
なお、前記負荷抵抗Ｒ＠ ｒ Ｒｙはそれぞれ抵抗値
が勢しく、また前記エミ、り抵抗Ｒ１゜。
が勢しく、また前記エミ、り抵抗Ｒ１゜。
Ｒ１１はそれぞれの抵抗値が等しい・
而して、上記構成の振幅変調器において、定電流源用ト
ランジスタＱｌｏには一定電流が流れ、この一定電流は
電流可変用トランジスタＱ、。
ランジスタＱｌｏには一定電流が流れ、この一定電流は
電流可変用トランジスタＱ、。
Ｑ−に分流し、一方の電流可変用トランジスタＱ−の電
流は第１の差動対トランジスタＱ４ 。
流は第１の差動対トランジスタＱ４ 。
Ｑｓに分流し、他方の電流可変用トランジスタＱ９の電
流は第２の差動対トランジスタＱ・ 。
流は第２の差動対トランジスタＱ・ 。
Ｑ７に分流している。そして、電流可変用トランジスタ
Ｑｓ 、Ｑｅはエミ、りが共通接続されておシ、これ
らのトランジスタＱｓ＝Ｑ會のペースバイアス供給源で
ある／ぐイアス回路１６のトランジスタＱ鵞のエミ、り
は低インピーダンスとなっているので、変調波信号入力
は上記トランジスタＱｓ ・Ｑｅ Ｋよシ差動増幅さ
れ、それぞれのコレクタには互いに逆相の変調波電流が
流れる。ところが、負荷抵抗Ｒ，には、一方の電流可変
用トランジスタＱｍからトランジスタＱ１１に分流する
電流およびこれとは逆相に他方の電流可変用トランジス
タＱ１からトランジスタＱ・に分流する電流が流れるの
で、これらの互いに逆相の電流が打ち消し合って変調波
信号の洩れ成分は現われない。同様に１負荷抵抗Ｒ７に
も互いに逆相の変調波電流が流れるが、やはシ打ち消し
合って現われない。
Ｑｓ 、Ｑｅはエミ、りが共通接続されておシ、これ
らのトランジスタＱｓ＝Ｑ會のペースバイアス供給源で
ある／ぐイアス回路１６のトランジスタＱ鵞のエミ、り
は低インピーダンスとなっているので、変調波信号入力
は上記トランジスタＱｓ ・Ｑｅ Ｋよシ差動増幅さ
れ、それぞれのコレクタには互いに逆相の変調波電流が
流れる。ところが、負荷抵抗Ｒ，には、一方の電流可変
用トランジスタＱｍからトランジスタＱ１１に分流する
電流およびこれとは逆相に他方の電流可変用トランジス
タＱ１からトランジスタＱ・に分流する電流が流れるの
で、これらの互いに逆相の電流が打ち消し合って変調波
信号の洩れ成分は現われない。同様に１負荷抵抗Ｒ７に
も互いに逆相の変調波電流が流れるが、やはシ打ち消し
合って現われない。
一方、第１の差動対トランジスタＱａ 、Ｑｍおよび
第２の差動対トランジスタＱａ＝Ｑ丁のペースバイアス
供給源である〜バイアス回路１６のトランジスタＱｌの
エミ、りは低インピーダンスとなりておシ、搬送波信号
入力は第１．第２７）ｆｍ対）ランジスタによシそれぞ
れ差動増幅される。この場合、第１の差動対トランジス
タＱａ＋Ｑｓにおいては、その工（ツタ電流源でおるト
ランジスタＱｓのコレクタ電流（変調波電流）によって
前記搬送波信号が振幅変調を受け、との変調された電流
が負荷抵抗Ｒ６。
第２の差動対トランジスタＱａ＝Ｑ丁のペースバイアス
供給源である〜バイアス回路１６のトランジスタＱｌの
エミ、りは低インピーダンスとなりておシ、搬送波信号
入力は第１．第２７）ｆｍ対）ランジスタによシそれぞ
れ差動増幅される。この場合、第１の差動対トランジス
タＱａ＋Ｑｓにおいては、その工（ツタ電流源でおるト
ランジスタＱｓのコレクタ電流（変調波電流）によって
前記搬送波信号が振幅変調を受け、との変調された電流
が負荷抵抗Ｒ６。
Ｒ，に流れる。これに対して、第２の差動対トランジス
タＱ＠ 、Ｑ？においては、工之ツタ抵抗Ｒ１゜の値
がトランジスタＱ６のエミッタ抵抗またエミ、り抵抗Ｒ
１１Ｏ値がトランジスタＱｙのエミ、り抵抗上より充分
高くなるように回ｍ 路定数が選ばれているので、そのエミッタ電流源である
トランジスタＱ９のコレクタ電流（変調波型Ｉ５りが変
化しても搬送波信号は変調を受けない。そして、トラン
ジスタＱ−の搬送波出力は、これと同相であって振幅変
調を受けている前記トランジスタＱｉの変調出力と共に
負荷抵抗Ｒ６で合成される。同様にトランジスタＱｔの
搬送波出力は、これと同相であって振幅変調を受けてい
る前記トランジスタＱａ（Ｄａ調比出力共に負荷抵抗８
丁で合成される。
タＱ＠ 、Ｑ？においては、工之ツタ抵抗Ｒ１゜の値
がトランジスタＱ６のエミッタ抵抗またエミ、り抵抗Ｒ
１１Ｏ値がトランジスタＱｙのエミ、り抵抗上より充分
高くなるように回ｍ 路定数が選ばれているので、そのエミッタ電流源である
トランジスタＱ９のコレクタ電流（変調波型Ｉ５りが変
化しても搬送波信号は変調を受けない。そして、トラン
ジスタＱ−の搬送波出力は、これと同相であって振幅変
調を受けている前記トランジスタＱｉの変調出力と共に
負荷抵抗Ｒ６で合成される。同様にトランジスタＱｔの
搬送波出力は、これと同相であって振幅変調を受けてい
る前記トランジスタＱａ（Ｄａ調比出力共に負荷抵抗８
丁で合成される。
したがって、出力端子１５には、変調波信号入力によっ
て搬送波信号入力が振幅変調を受けた変調出力が現われ
、またここＫは変調波信号の洩れ成分が現われないので
、変調出方の中心レベルは変動しない。しかも、上記回
路の変調動作は、第１の差動対トランジスタＱ４ 、
Ｑｌの相互コンダクタンスを変化させてお）、この相互
コンダクタンスはコレクタ電流に一次の形で比例してい
るため、非常に良い変調直線性が得られる。
て搬送波信号入力が振幅変調を受けた変調出力が現われ
、またここＫは変調波信号の洩れ成分が現われないので
、変調出方の中心レベルは変動しない。しかも、上記回
路の変調動作は、第１の差動対トランジスタＱ４ 、
Ｑｌの相互コンダクタンスを変化させてお）、この相互
コンダクタンスはコレクタ電流に一次の形で比例してい
るため、非常に良い変調直線性が得られる。
なお、本発明は上記実施例に限られるものではなく、ト
ランジスタＱｓのペース電圧を固定し、トランジスタＱ
ｓのペースに変調波信号入力を印加してもよく、また上
記トランジスタＱｓ＝Ｑ−の差動入力として変調波信号
入力を印加するようＫしてもよい。
ランジスタＱｓのペース電圧を固定し、トランジスタＱ
ｓのペースに変調波信号入力を印加してもよく、また上
記トランジスタＱｓ＝Ｑ−の差動入力として変調波信号
入力を印加するようＫしてもよい。
また、上記実施例は片側入力片側出力形式の回路を示し
たが、差動入力差動出力形式の回路に変更してもよい。
たが、差動入力差動出力形式の回路に変更してもよい。
さらに、トランジスタＱｓ 、Ｑｓそれぞれのベース
自エミ、り間電圧にばらつきがあると、トランジスタＱ
＠ 、Ｑｅのペース電圧相互間にオフセットが生じて差
動対トランジスタＱ４＋Ｑ６およびＱ’ｇ、Ｑ？の電流
比が変化するので、このオフセットを防止する介めに第
２図に示すようにトランジスタＱｓ 、Ｑ・それぞれ
のエミ、りに抵抗Ｒ１ｇｌＲ１１ｇを挿入し、この抵抗
Ｒ１１ｌＲ宜６の各一端を定電流源用トランジスタＱｔ
ｏに共通接続するようにしてもよい、このようにして、
抵抗ＲＩＩ Ｉ Ｒｔｓの電圧降下がトランジスタＱｓ
−Ｑｅのペース・エミ、り間電圧に比べて大きくなるよ
うにしておけば、ペース・工ξ。
自エミ、り間電圧にばらつきがあると、トランジスタＱ
＠ 、Ｑｅのペース電圧相互間にオフセットが生じて差
動対トランジスタＱ４＋Ｑ６およびＱ’ｇ、Ｑ？の電流
比が変化するので、このオフセットを防止する介めに第
２図に示すようにトランジスタＱｓ 、Ｑ・それぞれ
のエミ、りに抵抗Ｒ１ｇｌＲ１１ｇを挿入し、この抵抗
Ｒ１１ｌＲ宜６の各一端を定電流源用トランジスタＱｔ
ｏに共通接続するようにしてもよい、このようにして、
抵抗ＲＩＩ Ｉ Ｒｔｓの電圧降下がトランジスタＱｓ
−Ｑｅのペース・エミ、り間電圧に比べて大きくなるよ
うにしておけば、ペース・工ξ。
声量電圧のばらつきが見掛は上小さくなシ、オフセット
が殆んど生じない、また、上記抵抗Ｒ１１１，Ｒ１＠に
代えてそれぞれダイオードを用いるようにしてもよい。
が殆んど生じない、また、上記抵抗Ｒ１１１，Ｒ１＠に
代えてそれぞれダイオードを用いるようにしてもよい。
なお、第２図、第１図と同一部分は同一符号を付してそ
の説明を省略する。
の説明を省略する。
上述したように本発明の振幅変調器によれば、変調出力
に変調波信号の洩れ成分を含まないので、従来必要とし
た洩れ成分除去用のトランス々どが不要となシ、集積回
路化などによる小型化に好適である。しかも、変調直−
性が良いので高性能変調器として適用範囲が広い。
に変調波信号の洩れ成分を含まないので、従来必要とし
た洩れ成分除去用のトランス々どが不要となシ、集積回
路化などによる小型化に好適である。しかも、変調直−
性が良いので高性能変調器として適用範囲が広い。
第１図は本発明に係る振幅変調器の一実施例を示す回路
図、第２図は同じく他の実施例を示す回路図である。 Ｑ４〜Ｑｌ（＋・・・トランジスタ、Ｒ，、Ｒ７・・・
負荷抵抗、Ｒ１゜、Ｒ１１・・・抵抗、１３・・・変調
入力端子、１４・・・被変ｌｌ波入力端子、１５・・・
出力端子。 第１図
図、第２図は同じく他の実施例を示す回路図である。 Ｑ４〜Ｑｌ（＋・・・トランジスタ、Ｒ，、Ｒ７・・・
負荷抵抗、Ｒ１゜、Ｒ１１・・・抵抗、１３・・・変調
入力端子、１４・・・被変ｌｌ波入力端子、１５・・・
出力端子。 第１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 搬送波信号入力が導かれる第１の差動対トランジスタＱ
４１Ｑｌ と、同じく上記搬送波信号入力が導かれる第
２の差動対トランジスタＱ＠。 Ｑ７と、これらの差動対トランジスタのうち同相動作を
するトランジスタＱ ａ ＊ Ｑ ｙの各コレクタお
よびトランジスタＱｇ 、Ｑ＠の各コレクタにそれぞ
れ接続される負荷抵抗と、前記第１の差動対トランジス
タの各エミッタにコレクタが接続される電流可変用トラ
ンジスタＱ−と、前記第２の差動対トランジスタの各エ
ミ、りにそれぞれ一端側が接続され他端側か一括接続さ
れ第２の差動対トランジスタのエミ、り抵抗よシ充分大
救い値の抵抗と、この抵抗の一括接続点にコレクタが接
続されペースと前記トランジスタＱ８のベースとの関に
変調波信号入力が印加される電流可変用トランジスタＱ
・と、これらの電流可変用トランジスタ。ｓ＋Ｑ・のエ
ミッタ側共通接続点に接続される定電流源回路とを具備
することを特徴とする振幅変調器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57053481A JPS58171105A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 振幅変調器 |
| EP83102834A EP0090329B1 (en) | 1982-03-31 | 1983-03-22 | Amplitude modulator |
| DE8383102834T DE3361264D1 (en) | 1982-03-31 | 1983-03-22 | Amplitude modulator |
| US06/480,005 US4547752A (en) | 1982-03-31 | 1983-03-29 | Amplitude modulator with three differential transistor pairs |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57053481A JPS58171105A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 振幅変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58171105A true JPS58171105A (ja) | 1983-10-07 |
| JPH0239881B2 JPH0239881B2 (ja) | 1990-09-07 |
Family
ID=12944030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57053481A Granted JPS58171105A (ja) | 1982-03-31 | 1982-03-31 | 振幅変調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4547752A (ja) |
| EP (1) | EP0090329B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58171105A (ja) |
| DE (1) | DE3361264D1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0165364B1 (fr) * | 1984-06-20 | 1988-09-07 | International Business Machines Corporation | Procédé de standardisation et de stabilisation de tranches semiconductrices |
| JPS61177006A (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-08 | Sony Corp | Ａｍ変調器 |
| EP0451372B1 (en) * | 1990-04-13 | 1994-08-17 | BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY Naamloze Vennootschap | Modulator circuit |
| DE69315553T2 (de) * | 1993-03-16 | 1998-05-20 | Alsthom Cge Alcatel | Differenzverstärkeranordnung |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5360552A (en) * | 1976-11-12 | 1978-05-31 | Nec Corp | Modulator or demodulator |
| JPS571926A (en) * | 1980-06-04 | 1982-01-07 | Hitachi Ltd | Diagnosis apparatus for vibration of rotary apparatus |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3550040A (en) * | 1968-05-31 | 1970-12-22 | Monsanto Co | Double-balanced modulator circuit readily adaptable to integrated circuit fabrication |
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