JP2001223533A - ミキサ回路 - Google Patents
ミキサ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力信号の周波数が高いＧＨZ オーダーのよ
うに極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲ
インを得る。 【解決手段】 回路の出力振幅を決める負荷として、抵
抗に代えてＬＣ共振回路ＲＣ1 を用い、さらにＬＣ共振
回路ＲＣ1 に対してＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ を
付加することによって、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファク
タを変化させるようにし、これによってコンバージョン
ゲインの調整を行う。
うに極めて高い値であっても、十分なコンバージョンゲ
インを得る。 【解決手段】 回路の出力振幅を決める負荷として、抵
抗に代えてＬＣ共振回路ＲＣ1 を用い、さらにＬＣ共振
回路ＲＣ1 に対してＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ を
付加することによって、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファク
タを変化させるようにし、これによってコンバージョン
ゲインの調整を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＢＳチューナ、デ
ィジタルＴＶチューナ、携帯電話を初めとする各種通信
機器の高周波部において用いられるミキサ回路に関する
ものである。
ィジタルＴＶチューナ、携帯電話を初めとする各種通信
機器の高周波部において用いられるミキサ回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図８に従来の差動構成のミキサ回路の一
例の回路図を示す。このミキサ回路は、差動増幅器を２
段重ねた構成であり、入力信号としては、２つの電圧信
号ＶIN 1 ，ＶIN2 が入力され、出力信号として、２つの
電圧信号のＶIN1 ，ＶIN2 の各周波数の和に対応した周
波数の信号と、差に対応した周波数の信号とが出力され
るものである。
例の回路図を示す。このミキサ回路は、差動増幅器を２
段重ねた構成であり、入力信号としては、２つの電圧信
号ＶIN 1 ，ＶIN2 が入力され、出力信号として、２つの
電圧信号のＶIN1 ，ＶIN2 の各周波数の和に対応した周
波数の信号と、差に対応した周波数の信号とが出力され
るものである。
【０００３】すなわち、このミキサ回路は、電源電圧Ｖ
CCが印加される電源端子に負荷となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の
各一端が接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 （Ｒ1 ＝Ｒ2 ）の各
他端に掛算回路ＭＰの一方および他方の電流出力端子ｉ
（＋），ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰに
は、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が
入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２
の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される
電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられてい
る。
CCが印加される電源端子に負荷となる抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の
各一端が接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 （Ｒ1 ＝Ｒ2 ）の各
他端に掛算回路ＭＰの一方および他方の電流出力端子ｉ
（＋），ｉ（−）が接続されている。掛算回路ＭＰに
は、第１の電圧信号（例えば高周波受信信号）ＶIN1 が
入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），ＲＦ（−）と第２
の電圧信号（例えば局部発振信号）ＶIN2 が入力される
電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）が設けられてい
る。
【０００４】掛算回路ＭＰは、具体的には、抵抗Ｒ1 の
他端にバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジス
タと略す）ＴM12 ，ＴM22 のコレクタが共通接続され、
抵抗Ｒ2 の他端にトランジスタＴM13 ，ＴM23 のコレク
タが共通接続されている。
他端にバイポーラトランジスタ（以下、単にトランジス
タと略す）ＴM12 ，ＴM22 のコレクタが共通接続され、
抵抗Ｒ2 の他端にトランジスタＴM13 ，ＴM23 のコレク
タが共通接続されている。
【０００５】また、トランジスタＴM12 ，ＴM13 のエミ
ッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM11
のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴ
M22 ，ＴM23 のエミッタが共通接続され、その接続点が
トランジスタＴM21 のコレクタに接続されている。
ッタが共通接続され、その接続点がトランジスタＴM11
のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴ
M22 ，ＴM23 のエミッタが共通接続され、その接続点が
トランジスタＴM21 のコレクタに接続されている。
【０００６】トランジスタＴM11 のエミッタは抵抗Ｒ
IN1 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、トランジス
タＴM21 のエミッタは抵抗ＲIN2 を介して電流源Ｉ1 の
一端に接続され、電流源Ｉ1 の他端は接地されている。
IN1 を介して電流源Ｉ1 の一端に接続され、トランジス
タＴM21 のエミッタは抵抗ＲIN2 を介して電流源Ｉ1 の
一端に接続され、電流源Ｉ1 の他端は接地されている。
【０００７】そして、トランジスタＴM13 ，ＴM22 のベ
ースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ
（＋）が設けられている。また、トランジスタＴM12 ，
ＴM23のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力
端子Ｌｏ（−）が設けられている。さらに、トランジス
タＴM11 のベースには電圧入力端子ＲＦ（＋）が設けら
れ、トランジスタＴM21 のベースには電圧入力端子ＲＦ
（−）が設けられている。
ースが共通接続され、この接続点に電圧入力端子Ｌｏ
（＋）が設けられている。また、トランジスタＴM12 ，
ＴM23のベースが共通接続され、この接続点に電圧入力
端子Ｌｏ（−）が設けられている。さらに、トランジス
タＴM11 のベースには電圧入力端子ＲＦ（＋）が設けら
れ、トランジスタＴM21 のベースには電圧入力端子ＲＦ
（−）が設けられている。
【０００８】そして、抵抗Ｒ1 とトランジスタＴM12 ，
ＴM22 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（＋）は、エミ
ッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP1のベース
に接続されている。トランジスタＱP1のコレクタは電源
端子に接続され、エミッタは電流源ＩP1を介して接地さ
れるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトラン
ジスタＱP2のベースに接続されている。トランジスタＱ
P2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源
ＩP2を介して接地され、トランジスタＱP2のエミッタか
ら一方の混合出力ＶOUT （＋）が得られる。
ＴM22 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（＋）は、エミ
ッタフォロワ回路を構成するトランジスタＱP1のベース
に接続されている。トランジスタＱP1のコレクタは電源
端子に接続され、エミッタは電流源ＩP1を介して接地さ
れるとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトラン
ジスタＱP2のベースに接続されている。トランジスタＱ
P2のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源
ＩP2を介して接地され、トランジスタＱP2のエミッタか
ら一方の混合出力ＶOUT （＋）が得られる。
【０００９】また、抵抗Ｒ2 とトランジスタＴM13 ，Ｔ
M23 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（−）は、エミッ
タフォロワ回路を構成するトランジスタＱN1のベースに
接続されている。トランジスタＱN1のコレクタは電源端
子に接続され、エミッタは電流源ＩN1を介して接地され
るとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジ
スタＱN2のベースに接続されている。トランジスタＱN2
のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源Ｉ
N2を介して接地され、トランジスタＱN2のエミッタから
他方の混合出力ＶOUT （−）が得られる。
M23 の接続点、つまり電流出力端子ｉ（−）は、エミッ
タフォロワ回路を構成するトランジスタＱN1のベースに
接続されている。トランジスタＱN1のコレクタは電源端
子に接続され、エミッタは電流源ＩN1を介して接地され
るとともに、エミッタフォロワ回路を構成するトランジ
スタＱN2のベースに接続されている。トランジスタＱN2
のコレクタは電源端子に接続され、エミッタは電流源Ｉ
N2を介して接地され、トランジスタＱN2のエミッタから
他方の混合出力ＶOUT （−）が得られる。
【００１０】以上のような構成のミキサ回路では、掛算
回路ＭＰに第１の電圧信号ＶIN1 と第２の電圧信号Ｖ
IN2 が入力されると、これら２つの電圧信号ＶIN1 ，Ｖ
IN2 の掛算結果に比例した差動の電流信号が電流出力端
子ｉ（＋），ｉ（−）から抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に流れ、これ
によって２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比
例した電圧が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の他端より得られることに
なる。そして、その電圧がエミッタフォロワ回路を介
し、混合出力ＶOUT （＋），ＶOUT （−）として得られ
ることになる。
回路ＭＰに第１の電圧信号ＶIN1 と第２の電圧信号Ｖ
IN2 が入力されると、これら２つの電圧信号ＶIN1 ，Ｖ
IN2 の掛算結果に比例した差動の電流信号が電流出力端
子ｉ（＋），ｉ（−）から抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 に流れ、これ
によって２つの電圧信号ＶIN1 ，ＶIN2 の掛算結果に比
例した電圧が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の他端より得られることに
なる。そして、その電圧がエミッタフォロワ回路を介
し、混合出力ＶOUT （＋），ＶOUT （−）として得られ
ることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来のミキサ
回路では、出力信号の振幅レベル（コンバージョンゲイ
ン）は抵抗Ｒ1 （もしくはＲ2 ）と抵抗ＲIN1 と抵抗Ｒ
IN2 とから決定される。理想状態での出力レベルＶOUT
（＋）は ＶOUT （＋）＝（２／π）・｛Ｒ1 ／（ＲIN1 ＋
ＲIN2 ）｝・ＶIN1 である。
回路では、出力信号の振幅レベル（コンバージョンゲイ
ン）は抵抗Ｒ1 （もしくはＲ2 ）と抵抗ＲIN1 と抵抗Ｒ
IN2 とから決定される。理想状態での出力レベルＶOUT
（＋）は ＶOUT （＋）＝（２／π）・｛Ｒ1 ／（ＲIN1 ＋
ＲIN2 ）｝・ＶIN1 である。
【００１２】しかし、入力信号の周波数がＧＨｚオーダ
ーへと高くなるに従い、回路の寄生容量等で出力レベル
が減衰してしまい十分なコンバージョンゲインが得られ
ないという問題がある。
ーへと高くなるに従い、回路の寄生容量等で出力レベル
が減衰してしまい十分なコンバージョンゲインが得られ
ないという問題がある。
【００１３】また、ＢＳチューナなどで必要とする入力
信号の周波数範囲を満足させるためには、広い周波数帯
でフラットなコンバージョンゲインが必要である。従来
のミキサ回路の構成であると、入力信号の周波数が高く
なるに従い、振幅レベルが落ちるため、振幅レベルを一
定にするためにミキサ回路の後にＡＧＣアンプ等を入れ
る必要がある。
信号の周波数範囲を満足させるためには、広い周波数帯
でフラットなコンバージョンゲインが必要である。従来
のミキサ回路の構成であると、入力信号の周波数が高く
なるに従い、振幅レベルが落ちるため、振幅レベルを一
定にするためにミキサ回路の後にＡＧＣアンプ等を入れ
る必要がある。
【００１４】したがって、本発明の目的は、入力信号の
周波数が高いＧＨｚオーダーのように極めて高い値であ
っても、十分なコンバージョンゲインを得ることができ
るミキサ回路を提供することである。
周波数が高いＧＨｚオーダーのように極めて高い値であ
っても、十分なコンバージョンゲインを得ることができ
るミキサ回路を提供することである。
【００１５】また、本発明の他の目的は、広い周波数帯
でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる
ミキサ回路を提供することである。
でフラットなコンバージョンゲインを得ることができる
ミキサ回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明のミキサ回路は、
従来例において回路の出力振幅を決める負荷として、抵
抗に代えてＬＣ共振回路を用い、さらにＬＣ共振回路に
対してＱ調整用電圧電流変換回路を付加することによっ
て、ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させるようにし、
これによってコンバージョンゲインの調整を行うように
したことを特徴とする。
従来例において回路の出力振幅を決める負荷として、抵
抗に代えてＬＣ共振回路を用い、さらにＬＣ共振回路に
対してＱ調整用電圧電流変換回路を付加することによっ
て、ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させるようにし、
これによってコンバージョンゲインの調整を行うように
したことを特徴とする。
【００１７】このミキサ回路は、Ｑファクタを変化させ
ることができるので、入力信号の周波数に応じてコンバ
ージョンゲインを自由に設定することができ、かつ出力
信号は必要とする信号の周波数を中心とするバンドパス
フィルタの特性を併せ持っている。チューナのように、
複数の周波数が入力されるような場合、従来のミキサ回
路であれば、出力信号も入力周波数に応じた信号が複数
出力され、選択した周波数以外の信号は妨害波として出
力されてしまう。しかし、本発明のように、希望波を中
心とするバンドパスフィルタの特性をミキサ回路に持た
せることにより、希望波以外の信号やノイズレベルを抑
えることができる。
ることができるので、入力信号の周波数に応じてコンバ
ージョンゲインを自由に設定することができ、かつ出力
信号は必要とする信号の周波数を中心とするバンドパス
フィルタの特性を併せ持っている。チューナのように、
複数の周波数が入力されるような場合、従来のミキサ回
路であれば、出力信号も入力周波数に応じた信号が複数
出力され、選択した周波数以外の信号は妨害波として出
力されてしまう。しかし、本発明のように、希望波を中
心とするバンドパスフィルタの特性をミキサ回路に持た
せることにより、希望波以外の信号やノイズレベルを抑
えることができる。
【００１８】また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変と
し、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調
整とを併用することで、一層的確なコンバージョンゲイ
ンの調整を行うことができる。この場合、共振周波数で
出力信号レベルが最大となり、その他の周波数帯はレベ
ルが共振周波数の場合より減衰している。その減衰量
は、バンドパスフィルタのフィルタ特性のＱに依存す
る。
し、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調
整とを併用することで、一層的確なコンバージョンゲイ
ンの調整を行うことができる。この場合、共振周波数で
出力信号レベルが最大となり、その他の周波数帯はレベ
ルが共振周波数の場合より減衰している。その減衰量
は、バンドパスフィルタのフィルタ特性のＱに依存す
る。
【００１９】また、共振周波数を可変とすることで、バ
ンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場
合にも、それに容易に対応することができる。
ンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる場
合にも、それに容易に対応することができる。
【００２０】本発明の請求項１記載のミキサ回路は、掛
算回路と、この掛算回路の出力部に負荷として接続され
たＬＣ共振回路と、ＬＣ共振回路の両端に生じる電圧を
電流に変換してＬＣ共振回路に帰還することによりＬＣ
共振回路のＱファクタを変化させるＱ調整用電圧電流変
換回路とを備えている。
算回路と、この掛算回路の出力部に負荷として接続され
たＬＣ共振回路と、ＬＣ共振回路の両端に生じる電圧を
電流に変換してＬＣ共振回路に帰還することによりＬＣ
共振回路のＱファクタを変化させるＱ調整用電圧電流変
換回路とを備えている。
【００２１】この構成によれば、Ｑ調整用電圧電流変換
回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させること
により、コンバージョンゲインを任意に調整することが
できる。その結果、入力信号の周波数がＧＨZ オーダー
のように極めて高い値であっても、十分なコンバージョ
ンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフ
ラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
回路によりＬＣ共振回路のＱファクタを変化させること
により、コンバージョンゲインを任意に調整することが
できる。その結果、入力信号の周波数がＧＨZ オーダー
のように極めて高い値であっても、十分なコンバージョ
ンゲインを得ることができる。また、広い周波数帯でフ
ラットなコンバージョンゲインを得ることができる。
【００２２】本発明の請求項２記載のミキサ回路は、請
求項１記載のミキサ回路において、ＬＣ共振回路の共振
周波数を可変としたことを特徴とする。
求項１記載のミキサ回路において、ＬＣ共振回路の共振
周波数を可変としたことを特徴とする。
【００２３】この構成によれば、ＬＣ共振回路の共振周
波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的
確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。
また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、
バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる
場合にも、それに容易に対応することができる。
波数の調整とＱファクタの調整との併用により、一層的
確なコンバージョンゲインの調整を行うことができる。
また、ＬＣ共振回路の共振周波数を可変とすることで、
バンド切り替え等により、希望波の周波数が切り替わる
場合にも、それに容易に対応することができる。
【００２４】本発明の請求項３記載のミキサ回路は、Ｌ
Ｃ共振回路は、インダクタンス素子およびキャパシタン
ス素子と、キャパシタンス素子と直列に設けられた電流
検出抵抗の両端に生じる電圧を電流に変換してＬＣ共振
回路に帰還することによりＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させる周波数調整用電圧電流変換回路とからなる。
Ｃ共振回路は、インダクタンス素子およびキャパシタン
ス素子と、キャパシタンス素子と直列に設けられた電流
検出抵抗の両端に生じる電圧を電流に変換してＬＣ共振
回路に帰還することによりＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させる周波数調整用電圧電流変換回路とからなる。
【００２５】この構成によれば、周波数調整用電圧電流
変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させ
るので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス
素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなこと
はなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させることが可能で、したがってバンドパスフィル
タの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させる
ことが可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路
によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定
したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
変換回路によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させ
るので、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス
素子の容量値の可変範囲に制限されるというようなこと
はなく、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を
変化させることが可能で、したがってバンドパスフィル
タの中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させる
ことが可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路
によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安定
したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態のミキ
サ回路について、図面を参照しながら説明する。
サ回路について、図面を参照しながら説明する。
【００２７】〔第１の実施の形態〕図１に本発明の第１
の実施の形態の差動構成のミキサ回路のブロック図を示
す。このミキサ回路は、図１に示すように、電源電圧Ｖ
CCが印加される電源端子に、インダクタンス素子Ｌ
1 （直列抵抗成分ＲL1を含む）およびキャパシタンス素
子Ｃ1 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ11の一端が接続さ
れ、またインダクタンス素子Ｌ2 （直列抵抗成分ＲL2を
含む）およびキャパシタンス素子Ｃ2 からなるＬＣ共振
主回路ＲＣ12の一端が接続されている。
の実施の形態の差動構成のミキサ回路のブロック図を示
す。このミキサ回路は、図１に示すように、電源電圧Ｖ
CCが印加される電源端子に、インダクタンス素子Ｌ
1 （直列抵抗成分ＲL1を含む）およびキャパシタンス素
子Ｃ1 からなるＬＣ共振主回路ＲＣ11の一端が接続さ
れ、またインダクタンス素子Ｌ2 （直列抵抗成分ＲL2を
含む）およびキャパシタンス素子Ｃ2 からなるＬＣ共振
主回路ＲＣ12の一端が接続されている。
【００２８】ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端には、掛算回
路ＭＰの一方の電流出力端子ｉ（＋）が接続されてい
る。また、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端には、掛算回路
ＭＰの他方の電流出力端子ｉ（−）が接続されている。
掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信
信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），Ｒ
Ｆ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）Ｖ
IN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）
が設けられている。
路ＭＰの一方の電流出力端子ｉ（＋）が接続されてい
る。また、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端には、掛算回路
ＭＰの他方の電流出力端子ｉ（−）が接続されている。
掛算回路ＭＰには、第１の電圧信号（例えば高周波受信
信号）ＶIN1 が入力される電圧入力端子ＲＦ（＋），Ｒ
Ｆ（−）と第２の電圧信号（例えば局部発振信号）Ｖ
IN2 が入力される電圧入力端子Ｌｏ（＋），Ｌｏ（−）
が設けられている。
【００２９】また、キャパシタンス素子Ｃ1 に流れる電
流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ1 が、キャパシ
タンス素子Ｃ1 と直列に設けられている。この電流検出
用抵抗Ｒｓ1 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ1 に流
れる電流に比例した電圧が現れる。
流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ1 が、キャパシ
タンス素子Ｃ1 と直列に設けられている。この電流検出
用抵抗Ｒｓ1 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ1 に流
れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３０】同様に、キャパシタンス素子Ｃ2 に流れる
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ2 が、キャパ
シタンス素子Ｃ2 と直列に設けられている。この電流検
出用抵抗Ｒｓ2 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ2 に
流れる電流に比例した電圧が現れる。
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒｓ2 が、キャパ
シタンス素子Ｃ2 と直列に設けられている。この電流検
出用抵抗Ｒｓ2 の両端には、キャパシタンス素子Ｃ2 に
流れる電流に比例した電圧が現れる。
【００３１】そして、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 の
両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流
をＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12に帰還する周波数調整
用電圧電流変換回路ＧＭF が設けられている。
両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応じた電流
をＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12に帰還する周波数調整
用電圧電流変換回路ＧＭF が設けられている。
【００３２】上記したＬＣ共振主回路ＲＣ11，ＲＣ12と
電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 と周波数調整用電圧電流
変換回路ＧＭF とでＬＣ共振回路ＲＣ1 が構成される。
電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 と周波数調整用電圧電流
変換回路ＧＭF とでＬＣ共振回路ＲＣ1 が構成される。
【００３３】上述の周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭ
F は、具体的には、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流
検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に非反転電圧入力端子が接続
され、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒ
ｓ2 の接続点に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振
主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、
ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接
続されている。
F は、具体的には、キャパシタンス素子Ｃ1 および電流
検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点に非反転電圧入力端子が接続
され、キャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒ
ｓ2 の接続点に反転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振
主回路ＲＣ11の他端に一方の電流出力端子が接続され、
ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に他方の電流出力端子が接
続されている。
【００３４】そして、キャパシタンス素子Ｃ1 および電
流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点と、キャパシタンス素子Ｃ
2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点との間に生じる
電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端と
ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよっ
てＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させる。
流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続点と、キャパシタンス素子Ｃ
2 および電流検出用抵抗Ｒｓ2 の接続点との間に生じる
電圧を電流に変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端と
ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよっ
てＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させる。
【００３５】そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端から
一方の発振出力ＶOUT （＋）が得られ、ＬＣ共振主回路
ＲＣ12の他端から他方の発振出力ＶOUT （−）が得られ
る。この図１では、従来例で示したようなエミッタフォ
ロワ回路の図示は省略している。
一方の発振出力ＶOUT （＋）が得られ、ＬＣ共振主回路
ＲＣ12の他端から他方の発振出力ＶOUT （−）が得られ
る。この図１では、従来例で示したようなエミッタフォ
ロワ回路の図示は省略している。
【００３６】なお、周波数の変化方向を逆にする必要が
ある場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の
非反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ2 と電流検
出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に接続し、反転電圧入力端子を
キャパシタンス素子Ｃ1 と電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続
点に接続すればよい。また、周波数の変化方向を両方向
にしたい場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭ
F の非反転電圧入力端子および反転電圧入力端子の接続
関係がちょうど反対になった上記したような二種の周波
数調整用電圧電流変換回路を併設すればよい。
ある場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF の
非反転電圧入力端子をキャパシタンス素子Ｃ2 と電流検
出用抵抗Ｒｓ2 の接続点に接続し、反転電圧入力端子を
キャパシタンス素子Ｃ1 と電流検出用抵抗Ｒｓ1 の接続
点に接続すればよい。また、周波数の変化方向を両方向
にしたい場合には、周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭ
F の非反転電圧入力端子および反転電圧入力端子の接続
関係がちょうど反対になった上記したような二種の周波
数調整用電圧電流変換回路を併設すればよい。
【００３７】また、このミキサ回路には、ＬＣ共振回路
ＲＣ1 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応
じた電流をＬＣ共振回路ＲＣ1 に帰還することにより、
ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させるＱ調整用
電圧電流変換回路ＧＭQ が設けられている。
ＲＣ1 の両端に生じる電圧を検出し、検出した電圧に応
じた電流をＬＣ共振回路ＲＣ1 に帰還することにより、
ＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファクタを変化させるＱ調整用
電圧電流変換回路ＧＭQ が設けられている。
【００３８】このＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、
具体的には、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に非反転電圧
入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に反
転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他
端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路Ｒ
Ｃ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
具体的には、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端に非反転電圧
入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ12の他端に反
転電圧入力端子が接続され、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他
端に一方の電流出力端子が接続され、ＬＣ共振主回路Ｒ
Ｃ12の他端に他方の電流出力端子が接続されている。
【００３９】そして、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬ
Ｃ共振主回路ＲＣ12の他端との間に生じる電圧を電流に
変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回
路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回
路ＲＣ1 のＱファクタを変化させる。これによって、ミ
キサ回路のコンバージョンゲインを調整することが可能
であり、例えば入力信号の周波数の変化に係わらずコン
バージョンゲインが一定となるようにすることが可能で
ある。
Ｃ共振主回路ＲＣ12の他端との間に生じる電圧を電流に
変換して、ＬＣ共振主回路ＲＣ11の他端とＬＣ共振主回
路ＲＣ12の他端との間に帰還し、これよってＬＣ共振回
路ＲＣ1 のＱファクタを変化させる。これによって、ミ
キサ回路のコンバージョンゲインを調整することが可能
であり、例えば入力信号の周波数の変化に係わらずコン
バージョンゲインが一定となるようにすることが可能で
ある。
【００４０】ここで、周波数調整用電圧電流変換回路Ｇ
ＭF によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させる動
作、ならびにＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によって
ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させる動作について、
以下図７を参照しながら原理的に説明する。
ＭF によってＬＣ共振回路の共振周波数を変化させる動
作、ならびにＱ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ によって
ＬＣ共振回路のＱファクタを変化させる動作について、
以下図７を参照しながら原理的に説明する。
【００４１】図７（ａ）にはインダクタンス素子Ｌとキ
ャパシタンス素子ＣからなるＬＣ共振回路が示されてい
る。ここで、ＲL はインダクタンス素子Ｌに含まれてい
る直列抵抗である。
ャパシタンス素子ＣからなるＬＣ共振回路が示されてい
る。ここで、ＲL はインダクタンス素子Ｌに含まれてい
る直列抵抗である。
【００４２】図７（ａ）に示したＬＣ共振回路の共振周
波数ωCOとＱファクタＱO は、一般的に、以下のように
表される。
波数ωCOとＱファクタＱO は、一般的に、以下のように
表される。
【００４３】
【数１】ωCO＝１／√（ＬＣ）
【００４４】
【数２】 ＱO ＝ωCOＬ／ＲL ＝（１／ＲL ）√（Ｌ／Ｃ） 図７（ｂ）には、図７（ａ）の直列抵抗ＲL の代わり
に、並列のコンダクタンスＧが設けられたＬＣ共振回路
が示されている。図７（ａ）のＬＣ共振回路と図７
（ｂ）のＬＣ共振回路が等価であるとすると、コンダク
タンスＧは、以下のように表される。
に、並列のコンダクタンスＧが設けられたＬＣ共振回路
が示されている。図７（ａ）のＬＣ共振回路と図７
（ｂ）のＬＣ共振回路が等価であるとすると、コンダク
タンスＧは、以下のように表される。
【００４５】
【数３】Ｇ＝１／（ＱO 2 ＋１）ＲL ただし、ＲL 2 ≪（ωCOＬ）2 である。
【００４６】ここで、図７（ｂ）のように等価変形した
ＬＣ共振回路において、図７（ｃ）に示すように、コン
ダクタンスＧを打ち消すように、コンダクタンス−ＧQ
をＬＣ共振回路と並列に入れる。
ＬＣ共振回路において、図７（ｃ）に示すように、コン
ダクタンスＧを打ち消すように、コンダクタンス−ＧQ
をＬＣ共振回路と並列に入れる。
【００４７】このように、コンダクタンス−ＧQ を用い
ると、ＬＣ共振回路の共振周波数ωｃおよびＱファクタ
は以下のように表すことができる。
ると、ＬＣ共振回路の共振周波数ωｃおよびＱファクタ
は以下のように表すことができる。
【００４８】
【数４】ωC ＝ωCO√（１−ＧQ ＲL ）
【００４９】
【数５】 Ｑ＝ＱO √（１−ＧQ ＲL ）／（１−ＱO 2 ＧQ ＲL ） ≒ＱO ／｛１−ＧQ Ｌ／（ＲL Ｃ）｝ 数４および数５から分かるように、コンダクタンス−Ｇ
Q を用いると共振周波数ωC やＱファクタを変化させる
ことができる。
Q を用いると共振周波数ωC やＱファクタを変化させる
ことができる。
【００５０】つぎに、図７（ｄ）は電流源を使ったイン
ピーダンス変換回路を示すものである。この回路は、電
流ＩZ が流れるインピーダンスＺ0 に、電流ＩZ のＡI
倍の電流を流す電流源ＡI ＩZ が並列に接続されている
状態を示している。この回路は、図７（ｅ）に示すイン
ピーダンスＺと等価と見なすことができる。ただし、イ
ンピーダンスＺは、以下のように表される。
ピーダンス変換回路を示すものである。この回路は、電
流ＩZ が流れるインピーダンスＺ0 に、電流ＩZ のＡI
倍の電流を流す電流源ＡI ＩZ が並列に接続されている
状態を示している。この回路は、図７（ｅ）に示すイン
ピーダンスＺと等価と見なすことができる。ただし、イ
ンピーダンスＺは、以下のように表される。
【００５１】
【数６】Ｚ＝Ｚ0 ／（ＡI ＋１） つまり、電流を変化させることができる電流源をあるイ
ンピーダンスと並列にいれたときに、その電流値を変化
させることにより、インピーダンスを見かけ上変化させ
ることができるということになる。
ンピーダンスと並列にいれたときに、その電流値を変化
させることにより、インピーダンスを見かけ上変化させ
ることができるということになる。
【００５２】上記した第１の実施の形態では、ＬＣ共振
周波数を変化させるために、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のキャ
パシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 に流れる電流を、電流検出用
抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 で電圧に変換し、その信号を周波数
調整用電圧電流変換回路ＧＭ F を用いて電流に変換し、
ＬＣ共振回路ＲＣ1 、つまり発振出力にフィードバック
している。この動作は、図７（ｄ），（ｅ）で説明した
インピーダンス変換の概念を使用しており、ＬＣ共振回
路のインピーダンスを変えることにより、共振周波数を
変化させている。なお、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2
の電圧を取り込む際の極性が互いに逆になった二つの周
波数調整用電圧電流変換回路が設けられておれば、イン
ダクタンス素子Ｌ1 およびキャパシタンス素子Ｃ1 の本
来の共振周波数ωCOから増加方向、減少方向のどちらに
でも共振周波数を変化させることができる。二つの周波
数調整用電圧電流変換回路が実現するコンダクタンスの
差で共振周波数が決まる。
周波数を変化させるために、ＬＣ共振回路ＲＣ1 のキャ
パシタンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 に流れる電流を、電流検出用
抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 で電圧に変換し、その信号を周波数
調整用電圧電流変換回路ＧＭ F を用いて電流に変換し、
ＬＣ共振回路ＲＣ1 、つまり発振出力にフィードバック
している。この動作は、図７（ｄ），（ｅ）で説明した
インピーダンス変換の概念を使用しており、ＬＣ共振回
路のインピーダンスを変えることにより、共振周波数を
変化させている。なお、電流検出用抵抗Ｒｓ1 ，Ｒｓ2
の電圧を取り込む際の極性が互いに逆になった二つの周
波数調整用電圧電流変換回路が設けられておれば、イン
ダクタンス素子Ｌ1 およびキャパシタンス素子Ｃ1 の本
来の共振周波数ωCOから増加方向、減少方向のどちらに
でも共振周波数を変化させることができる。二つの周波
数調整用電圧電流変換回路が実現するコンダクタンスの
差で共振周波数が決まる。
【００５３】また、上記第１の実施の形態では、バンド
パス特性のＱファクタを変化させるために、インダクタ
ンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 にそれぞれ直列に入っている抵抗Ｒ
L1，ＲL2を見かけ上変化させることにより、Ｑファクタ
を変化させている。これは、図７（ａ）〜（ｃ）で説明
した概念を使用している。例えは図７（ｃ）において、
−ＧQ ＝Ｇになるように、コンダクタンス−ＧQ を設定
すれば、ＬＣ共振回路のＱファクタは理論上無限大にな
る。
パス特性のＱファクタを変化させるために、インダクタ
ンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 にそれぞれ直列に入っている抵抗Ｒ
L1，ＲL2を見かけ上変化させることにより、Ｑファクタ
を変化させている。これは、図７（ａ）〜（ｃ）で説明
した概念を使用している。例えは図７（ｃ）において、
−ＧQ ＝Ｇになるように、コンダクタンス−ＧQ を設定
すれば、ＬＣ共振回路のＱファクタは理論上無限大にな
る。
【００５４】以上のように、共振周波数とＱファクタを
可変できるＬＣ共振回路をミキサ回路に負荷として使用
することにより、バンドパスフィルタの中心周波数を可
変することができ、また同時にＱファクタも調整するこ
とにより広範囲な周波数可変範囲で安定した混合動作を
実現することができる。
可変できるＬＣ共振回路をミキサ回路に負荷として使用
することにより、バンドパスフィルタの中心周波数を可
変することができ、また同時にＱファクタも調整するこ
とにより広範囲な周波数可変範囲で安定した混合動作を
実現することができる。
【００５５】図１に示したミキサ回路における共振周波
数ωC およびＱファクタは、以下のように表される。
数ωC およびＱファクタは、以下のように表される。
【００５６】
【数７】ωC ＝ωCO・√（１−ｇｍQ ＲL ）／√｛１＋
（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
（ｇｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝
【００５７】
【数８】Ｑ＝ＱO √（１−ｇｍQ ＲL ）・√｛１＋（ｇ
ｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝／｛１−ｇｍQ （Ｌ／ＣＲL ＋Ｒ
ｓ）＋Ｒｓ／ＲL ＋ｇｍF Ｒｓ｝ ただし、Ｒｓ＝Ｒｓ1 ＝Ｒｓ2 ＲL ＝ＲL 1 ＝ＲL 2 Ｌ＝Ｌ1 ＝Ｌ2 Ｃ＝Ｃ1 ＝Ｃ2 としている。
ｍF −ｇｍQ ）Ｒｓ｝／｛１−ｇｍQ （Ｌ／ＣＲL ＋Ｒ
ｓ）＋Ｒｓ／ＲL ＋ｇｍF Ｒｓ｝ ただし、Ｒｓ＝Ｒｓ1 ＝Ｒｓ2 ＲL ＝ＲL 1 ＝ＲL 2 Ｌ＝Ｌ1 ＝Ｌ2 Ｃ＝Ｃ1 ＝Ｃ2 としている。
【００５８】ここで、 ｇｍQ ＲL ≪１ ｇｍQ Ｒｓ≪１＋ｇｍF Ｒｓ が成り立つ場合は、共振周波数ωC は、次式のように近
似できる。
似できる。
【００５９】
【数９】ωC ＝ωCO／√（１＋ｇｍF Ｒｓ） 数９より、共振周波数ωC は、周波数調整用電圧電流変
換回路ＧＭF の相互コンダクタンスを変化させることで
コントロールできることがわかる。
換回路ＧＭF の相互コンダクタンスを変化させることで
コントロールできることがわかる。
【００６０】また、ミキサ回路のゲインは、つぎのよう
に表される。
に表される。
【００６１】
【数１０】ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN（Ｑ／ＱO ）・
（ωC ／ωCO) ・√（Ｌ／Ｃ）×√［｛（ωCO／ωC ）
2 − Ｒｓ／ＲL ｝2 ＋（ＱO ＋ωCOＣＲｓ）2 ］／√
（１−ｇｍQ ＲL ） ここで、 ＧｍQ ＲL ≪１ ωCO／ωC ≪１ Ｒｓ／ＲL ≪１ が成り立つ場合、つぎのように近似することができる。
ただし、ｇｍINは掛算器のコンダクタンスである。
（ωC ／ωCO) ・√（Ｌ／Ｃ）×√［｛（ωCO／ωC ）
2 − Ｒｓ／ＲL ｝2 ＋（ＱO ＋ωCOＣＲｓ）2 ］／√
（１−ｇｍQ ＲL ） ここで、 ＧｍQ ＲL ≪１ ωCO／ωC ≪１ Ｒｓ／ＲL ≪１ が成り立つ場合、つぎのように近似することができる。
ただし、ｇｍINは掛算器のコンダクタンスである。
【００６２】
【数１１】ＡO ＝（２／π）・ｇｍIN・（ωC ／
ωC O ）Ｑ√（Ｌ／Ｃ） つぎに、図１のミキサ回路をトランジスタレベルで具体
化した回路図を図２に示す。このミキサ回路では、図２
に示すように、掛算回路ＭＰが従来例と同様に、トラン
ジスタＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 ，ＴM21 ，ＴM22 ，Ｔ
M23 と、抵抗ＲIN 1 ，ＲIN2 と、電流源ＩINとで構成さ
れている。また、従来例と同様のトランジスタＱP1，Ｑ
P2，ＱN1，ＱN2および電流源ＩP1，ＩP2，ＩN1，ＩN2か
らなるエミッタフォロワ回路を付加したものが示されて
いる。
ωC O ）Ｑ√（Ｌ／Ｃ） つぎに、図１のミキサ回路をトランジスタレベルで具体
化した回路図を図２に示す。このミキサ回路では、図２
に示すように、掛算回路ＭＰが従来例と同様に、トラン
ジスタＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 ，ＴM21 ，ＴM22 ，Ｔ
M23 と、抵抗ＲIN 1 ，ＲIN2 と、電流源ＩINとで構成さ
れている。また、従来例と同様のトランジスタＱP1，Ｑ
P2，ＱN1，ＱN2および電流源ＩP1，ＩP2，ＩN1，ＩN2か
らなるエミッタフォロワ回路を付加したものが示されて
いる。
【００６３】周波数調整用電圧電流変換回路ＧＭF は、
トランジスタＴF1，ＴF2および電流源ＩF からなる。ト
ランジスタＴF1は、非反転入力端子として機能するベー
スがキャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ
1 の接続点、つまり（ｃ）点に接続され、一方の電流出
力端子として機能するコレクタが（ａ）点に接続され、
エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。また、
トランジスタＴF2は、反転入力端子として機能するベー
スがキャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ
2 の接続点、つまり（ｄ）点に接続され、他方の電流出
力端子として機能するコレクタが（ｂ）点に接続され、
エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。電流源
ＩF の他端は接地されている。
トランジスタＴF1，ＴF2および電流源ＩF からなる。ト
ランジスタＴF1は、非反転入力端子として機能するベー
スがキャパシタンス素子Ｃ1 および電流検出用抵抗Ｒｓ
1 の接続点、つまり（ｃ）点に接続され、一方の電流出
力端子として機能するコレクタが（ａ）点に接続され、
エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。また、
トランジスタＴF2は、反転入力端子として機能するベー
スがキャパシタンス素子Ｃ2 および電流検出用抵抗Ｒｓ
2 の接続点、つまり（ｄ）点に接続され、他方の電流出
力端子として機能するコレクタが（ｂ）点に接続され、
エミッタが電流源ＩF の一端に接続されている。電流源
ＩF の他端は接地されている。
【００６４】上記した周波数調整用電圧電流変換回路Ｇ
ＭF のコンダクタンスｇｍF は、以下のように表され
る。
ＭF のコンダクタンスｇｍF は、以下のように表され
る。
【００６５】
【数１２】ｇｍF ＝ＩF ／４ＶT ここで、ＩF は電流源ＩF に流れる電流である。ＶT は
トランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧
であり、 ＶT ＝ｋＴ／ｑ で与えられ、室温でほぼ２６ｍＶである。ただし、ｋは
ボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子１個の電荷量
である。
トランジスタのベース・エミッタ間に発生する障壁電圧
であり、 ＶT ＝ｋＴ／ｑ で与えられ、室温でほぼ２６ｍＶである。ただし、ｋは
ボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子１個の電荷量
である。
【００６６】Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭQ は、トラ
ンジスタＴQ11 ，ＴQ12 ，ＴQ21 ，ＴQ22 と抵抗ＲQ1，
ＲQ2と電流源ＩQ1 ,ＩQ2とで構成されている。トランジ
スタＴQ11 のコレクタが（ａ）点に接続され、トランジ
スタＴQ12 のコレクタが（ｂ）点に接続され、トランジ
スタＴQ22 のコレクタが抵抗ＲQ1を介して（ａ）点に接
続され、トランジスタＴQ21 のコレクタが抵抗ＲQ2を介
して（ｂ）点に接続されている。
ンジスタＴQ11 ，ＴQ12 ，ＴQ21 ，ＴQ22 と抵抗ＲQ1，
ＲQ2と電流源ＩQ1 ,ＩQ2とで構成されている。トランジ
スタＴQ11 のコレクタが（ａ）点に接続され、トランジ
スタＴQ12 のコレクタが（ｂ）点に接続され、トランジ
スタＴQ22 のコレクタが抵抗ＲQ1を介して（ａ）点に接
続され、トランジスタＴQ21 のコレクタが抵抗ＲQ2を介
して（ｂ）点に接続されている。
【００６７】また、トランジスタＴQ11 のベースがトラ
ンジスタＴQ21 のベースおよびコレクタに接続され、ト
ランジスタＴQ12 のベースがトランジスタＴQ22 のベー
スおよびコレクタに接続されている。
ンジスタＴQ21 のベースおよびコレクタに接続され、ト
ランジスタＴQ12 のベースがトランジスタＴQ22 のベー
スおよびコレクタに接続されている。
【００６８】さらに、トランジスタＴQ11 のエミッタと
トランジスタＴQ12 のエミッタが共通接続されて電流源
ＩQ1の一端に接続され、電流源ＩQ1の他端は接地されて
いる。また、トランジスタＴQ21 のエミッタとトランジ
スタＴQ22 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ2の一
端に接続され、電流源ＩQ2の他端は接地されている。
トランジスタＴQ12 のエミッタが共通接続されて電流源
ＩQ1の一端に接続され、電流源ＩQ1の他端は接地されて
いる。また、トランジスタＴQ21 のエミッタとトランジ
スタＴQ22 のエミッタが共通接続されて電流源ＩQ2の一
端に接続され、電流源ＩQ2の他端は接地されている。
【００６９】また、上記したＱ調整用電圧電流変換回路
ＧＭQ のコンダクタンスｇｍQ は、図４に示すように、
（ａ）点と（ｂ）点との間に加わる電圧をＶとし、
（ａ）点と（ｂ）点との間に流れる電流をＩとしたとき
に、 ｇｍQ ＝Ｉ／Ｖ であるので、以下のように表される。
ＧＭQ のコンダクタンスｇｍQ は、図４に示すように、
（ａ）点と（ｂ）点との間に加わる電圧をＶとし、
（ａ）点と（ｂ）点との間に流れる電流をＩとしたとき
に、 ｇｍQ ＝Ｉ／Ｖ であるので、以下のように表される。
【００７０】
【数１３】 ｇｍQ ＝（ｇｍQ1−ｇｍQ2）／（１＋ｇｍQ2ＲQ ） ただし、ｇｍQ1＝ＩQ1／４ＶT ｇｍQ2＝ＩQ2／４ＶT ここで、ＶT はトランジスタのベース・エミッタ間に発
生する障壁電圧である。また、ＩQ1，ＩQ2は電流源
ＩQ1，ＩQ2に流れる電流であり、両電流源ＩQ1，Ｉ Q2に
流れる電流の比を変えることにより電圧電流変換比（コ
ンダクタンス）を変えることができる。
生する障壁電圧である。また、ＩQ1，ＩQ2は電流源
ＩQ1，ＩQ2に流れる電流であり、両電流源ＩQ1，Ｉ Q2に
流れる電流の比を変えることにより電圧電流変換比（コ
ンダクタンス）を変えることができる。
【００７１】この実施の形態によれば、Ｑ調整用電圧電
流変換回路ＧＭQ によりＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファク
タを変化させることにより、コンバージョンゲインを任
意に調整することができる。その結果、入力信号の周波
数がＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、
十分なコンバージョンゲインを得ることができる。ま
た、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを
得ることができる。
流変換回路ＧＭQ によりＬＣ共振回路ＲＣ1 のＱファク
タを変化させることにより、コンバージョンゲインを任
意に調整することができる。その結果、入力信号の周波
数がＧＨｚオーダーのように極めて高い値であっても、
十分なコンバージョンゲインを得ることができる。ま
た、広い周波数帯でフラットなコンバージョンゲインを
得ることができる。
【００７２】また、ＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数の
調整とＱファクタの調整との併用で、コンバージョンゲ
インの調整を行うことで、一層的確なコンバージョンゲ
インの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路Ｒ
Ｃ1 の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え
等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それ
に容易に対応することができる。
調整とＱファクタの調整との併用で、コンバージョンゲ
インの調整を行うことで、一層的確なコンバージョンゲ
インの調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路Ｒ
Ｃ1 の共振周波数を可変とすることで、バンド切り替え
等により、希望波の周波数が切り替わる場合にも、それ
に容易に対応することができる。
【００７３】さらに、周波数調整用電圧電流変換回路に
よってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させるの
で、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子
の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはな
く、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化
させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの
中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させること
が可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭ
Q によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安
定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
よってＬＣ共振回路ＲＣ1 の共振周波数を変化させるの
で、共振周波数の可変範囲が例えばキャパシタンス素子
の容量値の可変範囲に制限されるというようなことはな
く、広い周波数範囲でＬＣ共振回路の共振周波数を変化
させることが可能で、したがってバンドパスフィルタの
中心周波数を広い周波数範囲にわたって変化させること
が可能である。さらに、Ｑ調整用電圧電流変換回路ＧＭ
Q によるＱ調整と相まって広い周波数範囲にわたって安
定したコンバージョンゲインを得ることが可能となる。
【００７４】なお、上記の実施の形態では、周波数調整
用電圧電流変換回路を用いてＬC 共振回路の共振周波数
を変化させたが、例えばバラクタダイオードなどの可変
キャパシタンス素子を有するＬＣ共振回路によって共振
周波数を変えてもよい。
用電圧電流変換回路を用いてＬC 共振回路の共振周波数
を変化させたが、例えばバラクタダイオードなどの可変
キャパシタンス素子を有するＬＣ共振回路によって共振
周波数を変えてもよい。
【００７５】〔第２の実施の形態〕図３に本発明の第２
の実施の形態の差動構成の発振回路のブロック図を示
す。この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の調
整する回路を省いたもので、それ以外の構成は第１の実
施の形態と同様である。つまり、この実施の形態では、
ＬＣ共振主回路ＲＣ21，ＲＣ22からなるＬＣ共振回路Ｒ
Ｃ2 を用いている。
の実施の形態の差動構成の発振回路のブロック図を示
す。この実施の形態は、ＬＣ共振回路の共振周波数の調
整する回路を省いたもので、それ以外の構成は第１の実
施の形態と同様である。つまり、この実施の形態では、
ＬＣ共振主回路ＲＣ21，ＲＣ22からなるＬＣ共振回路Ｒ
Ｃ2 を用いている。
【００７６】この実施の形態では、共振周波数の調整が
できない点を除き第１の実施の形態と同様に動作し、共
振周波数の調整による効果が得られない以外は第１の実
施の形態と同様である。
できない点を除き第１の実施の形態と同様に動作し、共
振周波数の調整による効果が得られない以外は第１の実
施の形態と同様である。
【００７７】〔第３の実施の形態〕図５に本発明の第３
の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流
変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、ＬＣ共振
回路の共振周波数の本来のＬＣ共振周波数に対して増加
方向および減少方向の両方向に変化させることができる
ようにしたものである。具体的には、図２の回路の
（ａ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF22 のコレクタを接
続し、同じく（ｂ）点にトランジスタＴF12 ，Ｔ F21 の
コレクタを接続し、同じく（ｃ）点にトランジスタＴ
F11 ，ＴF21 のベースを接続し、同じく（ｄ）点にトラ
ンジスタＴF12 ，ＴF22 のベースを接続している。そし
て、トランジスタＴF11 ，ＴF12 のエミッタを共通接続
し、電流源Ｉ F1を介して接地し、トランジスタＴF21 ，
ＴF22 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF2を介して接
地している。
の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流
変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、ＬＣ共振
回路の共振周波数の本来のＬＣ共振周波数に対して増加
方向および減少方向の両方向に変化させることができる
ようにしたものである。具体的には、図２の回路の
（ａ）点にトランジスタＴF11 ，ＴF22 のコレクタを接
続し、同じく（ｂ）点にトランジスタＴF12 ，Ｔ F21 の
コレクタを接続し、同じく（ｃ）点にトランジスタＴ
F11 ，ＴF21 のベースを接続し、同じく（ｄ）点にトラ
ンジスタＴF12 ，ＴF22 のベースを接続している。そし
て、トランジスタＴF11 ，ＴF12 のエミッタを共通接続
し、電流源Ｉ F1を介して接地し、トランジスタＴF21 ，
ＴF22 のエミッタを共通接続し、電流源ＩF2を介して接
地している。
【００７８】この回路では、電流源ＩF1，ＩF2の電流比
によって周波数を変化させることができる。
によって周波数を変化させることができる。
【００７９】この実施の形態では、ＬＣ共振回路の共振
周波数のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 およびキャパシ
タンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 による本来のＬＣ共振周波数に対
して、増減の両方向にＬＣ共振周波数を変化させること
ができ、周波数調整範囲を広くすることができる。その
他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
周波数のインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 およびキャパシ
タンス素子Ｃ1 ，Ｃ2 による本来のＬＣ共振周波数に対
して、増減の両方向にＬＣ共振周波数を変化させること
ができ、周波数調整範囲を広くすることができる。その
他の効果は、第１の実施の形態と同様である。
【００８０】〔第４の実施の形態〕図６に本発明の第４
の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流
変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、トランジ
スタを２段に接続したもので、電圧電流変換比（コンダ
クタンス）の可変範囲を広くすることができるものであ
る。具体的には、トランジスタＴF31 のコレクタがダイ
オードＤ1 を介して基準電圧ＲＥＦに接続され、トラン
ジスタＴF32 のコレクタがダイオードＤ2 を介して基準
電圧ＲＥＦに接続されている。トランジスタＴF31 ，Ｔ
F32 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF11 を介して
接地されている。トランジスタＴF31のベースが図２の
回路の（ｃ）点に接続され、トランジスタＴF32 のベー
スが図２の回路の（ｄ）点に接続されている。また、ト
ランジスタＴF31 のコレクタがトランジスタＴF41 のベ
ースに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがトラ
ンジスタＴF42 のベースに接続されている。トランジス
タＴF41 ，ＴF42 のエミッタが共通接続され、電流源Ｉ
F12 を介して接地されている。トランジスタＴF4 1 のコ
レクタが図２の回路の（ａ）点に接続され、トランジス
タＴF42 のコレクタが同じく（ｂ）点に接続されてい
る。
の実施の形態の発振回路における周波数調整用電圧電流
変換回路の回路図を示す。この実施の形態は、トランジ
スタを２段に接続したもので、電圧電流変換比（コンダ
クタンス）の可変範囲を広くすることができるものであ
る。具体的には、トランジスタＴF31 のコレクタがダイ
オードＤ1 を介して基準電圧ＲＥＦに接続され、トラン
ジスタＴF32 のコレクタがダイオードＤ2 を介して基準
電圧ＲＥＦに接続されている。トランジスタＴF31 ，Ｔ
F32 のエミッタが共通接続され、電流源ＩF11 を介して
接地されている。トランジスタＴF31のベースが図２の
回路の（ｃ）点に接続され、トランジスタＴF32 のベー
スが図２の回路の（ｄ）点に接続されている。また、ト
ランジスタＴF31 のコレクタがトランジスタＴF41 のベ
ースに接続され、トランジスタＴF32 のコレクタがトラ
ンジスタＴF42 のベースに接続されている。トランジス
タＴF41 ，ＴF42 のエミッタが共通接続され、電流源Ｉ
F12 を介して接地されている。トランジスタＴF4 1 のコ
レクタが図２の回路の（ａ）点に接続され、トランジス
タＴF42 のコレクタが同じく（ｂ）点に接続されてい
る。
【００８１】この実施の形態の発振回路によれば、周波
数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、
第１の実施の形態と同様である。
数調整範囲を広くすることができる。その他の効果は、
第１の実施の形態と同様である。
【００８２】
【発明の効果】本発明の請求項１記載のミキサ回路によ
れば、Ｑ調整用電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路の
Ｑファクタを変化させることにより、コンバージョンゲ
インを任意に調整することができる。その結果、入力信
号の周波数が高いＧＨZ オーダーのように極めて高い値
であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることが
できる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョ
ンゲインを得ることができる。
れば、Ｑ調整用電圧電流変換回路によりＬＣ共振回路の
Ｑファクタを変化させることにより、コンバージョンゲ
インを任意に調整することができる。その結果、入力信
号の周波数が高いＧＨZ オーダーのように極めて高い値
であっても、十分なコンバージョンゲインを得ることが
できる。また、広い周波数帯でフラットなコンバージョ
ンゲインを得ることができる。
【００８３】本発明の請求項２記載のミキサ回路によれ
ば、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調
整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの
調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周
波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希
望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応
することができる。
ば、ＬＣ共振回路の共振周波数の調整とＱファクタの調
整との併用により、一層的確なコンバージョンゲインの
調整を行うことができる。また、ＬＣ共振回路の共振周
波数を可変とすることで、バンド切り替え等により、希
望波の周波数が切り替わる場合にも、それに容易に対応
することができる。
【００８４】本発明の請求項３記載のミキサ回路によれ
ば、周波数調整用電圧電流変換回路によってＬＣ共振回
路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範
囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制
限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬ
Ｃ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、し
たがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数
範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、
Ｑ調整用電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い
周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを
得ることが可能となる。
ば、周波数調整用電圧電流変換回路によってＬＣ共振回
路の共振周波数を変化させるので、共振周波数の可変範
囲が例えばキャパシタンス素子の容量値の可変範囲に制
限されるというようなことはなく、広い周波数範囲でＬ
Ｃ共振回路の共振周波数を変化させることが可能で、し
たがってバンドパスフィルタの中心周波数を広い周波数
範囲にわたって変化させることが可能である。さらに、
Ｑ調整用電圧電流変換回路によるＱ調整と相まって広い
周波数範囲にわたって安定したコンバージョンゲインを
得ることが可能となる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の発振回路を構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の発振回路の具体的
な構成を示すブロック図である。
な構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の発振回路の具体的
な構成を示すブロック図である。
な構成を示すブロック図である。
【図４】Ｑ調整用電圧電流変換回路のコンダクタンスを
説明するための回路図である。
説明するための回路図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態の発振回路における
周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図
である。
周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図
である。
【図６】本発明の第４の実施の形態の発振回路における
周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図
である。
周波数調整用電圧電流変換回路の構成を示すブロック図
である。
【図７】本発明の発振回路における動作原理を説明する
回路図である。
回路図である。
【図８】従来の発振回路の構成を示す回路図である。
ＲＣ1 ＬＣ共振回路 ＲＣ11 ＬＣ共振主回路 ＲＣ12 ＬＣ共振主回路 ＭＰ 掛算回路 Ｌ1 ，Ｌ2 インダクタンス素子 Ｃ1 ，Ｃ2 キャパシタンス素子 Ｒｓ1 ，Ｒｓ2 電流検出用抵抗 ＧＭF 周波数調整用電圧電流変換回路 ＧＭQ Ｑ調整用電圧電流変換回路 ＴM11 ，ＴM12 ，ＴM13 トランジスタ ＴM21 ，ＴM22 ，ＴM23 トランジスタ ＲIN1 ，ＲIN2 抵抗 ＩIN 電流源 ＲＣ2 ＬＣ共振回路 ＲＣ21 ＬＣ共振主回路 ＲＣ22 ＬＣ共振主回路
Claims (3)
- 【請求項１】 掛算回路と、この掛算回路の出力部に負
荷として接続されたＬＣ共振回路と、前記ＬＣ共振回路
の両端に生じる電圧を電流に変換して前記ＬＣ共振回路
に帰還することにより前記ＬＣ共振回路のＱファクタを
変化させるＱ調整用電圧電流変換回路とを備えたミキサ
回路。 - 【請求項２】 前記ＬＣ共振回路は、共振周波数を可変
としたことを特徴とする請求項１記載のミキサ回路。 - 【請求項３】 前記ＬＣ共振回路は、インダクタンス素
子およびキャパシタンス素子と、前記キャパシタンス素
子と直列に設けられた電流検出抵抗の両端に生じる電圧
を電流に変換して前記ＬＣ共振回路に帰還することによ
り前記ＬＣ共振回路の共振周波数を変化させる周波数調
整用電圧電流変換回路とからなる請求項２記載のミキサ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000033793A JP4271330B2 (ja) | 2000-02-10 | 2000-02-10 | ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000033793A JP4271330B2 (ja) | 2000-02-10 | 2000-02-10 | ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001223533A true JP2001223533A (ja) | 2001-08-17 |
| JP4271330B2 JP4271330B2 (ja) | 2009-06-03 |
Family
ID=18558225
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000033793A Expired - Fee Related JP4271330B2 (ja) | 2000-02-10 | 2000-02-10 | ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4271330B2 (ja) |
-
2000
- 2000-02-10 JP JP2000033793A patent/JP4271330B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4271330B2 (ja) | 2009-06-03 |
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