JP2000134046A - 電流増幅器 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
- H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】エミッタが抵抗を介して相互接続される2個の
トランジスタを具えている電流増幅器を簡単な構成で、
入力インピーダンスが低く、しかも利得を容易に調整で
きるように構成する。 【解決手段】電流増幅器A1の入力端子Ｍを、コレクタが
第2抵抗R2を介して増幅器の出力端子Ｋに接続されると
共に第2トランジスタQ2の主電流通路を経て第1抵抗R1に
接続される第1トランジスタQ1のエミッタによって構成
する。
トランジスタを具えている電流増幅器を簡単な構成で、
入力インピーダンスが低く、しかも利得を容易に調整で
きるように構成する。 【解決手段】電流増幅器A1の入力端子Ｍを、コレクタが
第2抵抗R2を介して増幅器の出力端子Ｋに接続されると
共に第2トランジスタQ2の主電流通路を経て第1抵抗R1に
接続される第1トランジスタQ1のエミッタによって構成
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力電流を受電
し、且つ出力電流を供給する入力端子及び出力端子をそ
れぞれ有し、各々がバイアス端子、転送端子及び基準端子
を有している第1及び第2トランジスタを具えており、前
記第1及び第2トランジスタの基準端子が第1抵抗を介し
て相互接続される電流増幅器に関するものである。
し、且つ出力電流を供給する入力端子及び出力端子をそ
れぞれ有し、各々がバイアス端子、転送端子及び基準端子
を有している第1及び第2トランジスタを具えており、前
記第1及び第2トランジスタの基準端子が第1抵抗を介し
て相互接続される電流増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来技術】多数の可能な用途のうちで、斯様な増幅器
は、無線電気信号受信用装置における周波数変換器から
到来する信号を増幅するための低雑音増幅器内にて前置
増幅器と称される入力段を形成するのによく用いられ
る。低雑音電流増幅器における前置増幅器は、差動対構
成で配置される第1及び第2トランジスタによって構成さ
れ、これらのトランジスタの基準端子を接続する第1抵抗
はこの場合縮退抵抗を成す。例えば、第1及び第2トラン
ジスタをバイポーラトランジスタとする場合、これらの
トランジスタのバイアス端子、転送端子及び基準端子は
それらのベース、コレクタ及びエミッタによってそれぞ
れ構成される。既知の前置増幅器の利点は、出力電流の
ＡＣ成分の値と、入力電流のＡＣ成分の値との比として
規定されるその利得、従って低雑音増幅器全体の利得
を、第1抵抗の値を調整することにより容易に制御する
ことができることにある。しかしながら、既知の増幅器
は、その入力端子が第1又は第2トランジスタのいずれか
一方のバイアス端子によって構成されるから、高い入力
インピーダンスを有する。オームの法則からすると、こ
の強力な入力インピーダンスのために周波数変換器にか
なりの電圧スイングを有する信号を発生させる必要があ
り、このためにエネルギー消費がかなり多くなり、これ
は集積回路の製造開発及び研究の主要目的の1つが斯様
な集積回路におけるエネルギーの消費量を減らすことに
ある現状ではかなりの欠点である。さらに、前置増幅器
の高い入力インピーダンスは、周波数変換器に含まれる
インダクタンス又はキャパシタンスのような受動素子の
寸法に制約を持たらす。実際上、これらの素子の公称値
は増幅器の入力インピーダンスが高くなるにつれて低く
しなければならない。これらの受動素子の実際値は採用
する製造プロセスに関連する不完全性のためにそれらの
公称値に対して必然的に異なる値を呈することになり、
この違いは、公称値が低くなるにつれて、周波数変換器の
特性に大きな影響を及ぼすことになる。従って、前置増
幅器の高過ぎる入力インピーダンスは周波数変換器の機
能に予測できない事態をもたらし、このようなことはな
くなくさなけらばならない。
は、無線電気信号受信用装置における周波数変換器から
到来する信号を増幅するための低雑音増幅器内にて前置
増幅器と称される入力段を形成するのによく用いられ
る。低雑音電流増幅器における前置増幅器は、差動対構
成で配置される第1及び第2トランジスタによって構成さ
れ、これらのトランジスタの基準端子を接続する第1抵抗
はこの場合縮退抵抗を成す。例えば、第1及び第2トラン
ジスタをバイポーラトランジスタとする場合、これらの
トランジスタのバイアス端子、転送端子及び基準端子は
それらのベース、コレクタ及びエミッタによってそれぞ
れ構成される。既知の前置増幅器の利点は、出力電流の
ＡＣ成分の値と、入力電流のＡＣ成分の値との比として
規定されるその利得、従って低雑音増幅器全体の利得
を、第1抵抗の値を調整することにより容易に制御する
ことができることにある。しかしながら、既知の増幅器
は、その入力端子が第1又は第2トランジスタのいずれか
一方のバイアス端子によって構成されるから、高い入力
インピーダンスを有する。オームの法則からすると、こ
の強力な入力インピーダンスのために周波数変換器にか
なりの電圧スイングを有する信号を発生させる必要があ
り、このためにエネルギー消費がかなり多くなり、これ
は集積回路の製造開発及び研究の主要目的の1つが斯様
な集積回路におけるエネルギーの消費量を減らすことに
ある現状ではかなりの欠点である。さらに、前置増幅器
の高い入力インピーダンスは、周波数変換器に含まれる
インダクタンス又はキャパシタンスのような受動素子の
寸法に制約を持たらす。実際上、これらの素子の公称値
は増幅器の入力インピーダンスが高くなるにつれて低く
しなければならない。これらの受動素子の実際値は採用
する製造プロセスに関連する不完全性のためにそれらの
公称値に対して必然的に異なる値を呈することになり、
この違いは、公称値が低くなるにつれて、周波数変換器の
特性に大きな影響を及ぼすことになる。従って、前置増
幅器の高過ぎる入力インピーダンスは周波数変換器の機
能に予測できない事態をもたらし、このようなことはな
くなくさなけらばならない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、入力
インピーダンスが従来の前置増幅の入力インピーダンス
に比べて低く、しかも利得を容易に制御することができ
る電流増幅器を提案することにより、上述したような欠
点をかなりなくすことにある。
インピーダンスが従来の前置増幅の入力インピーダンス
に比べて低く、しかも利得を容易に制御することができ
る電流増幅器を提案することにより、上述したような欠
点をかなりなくすことにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このために、本発明は冒
頭にて述べたような電流増幅器において、前記第1トラ
ンジスタのバイアス端子が或る予定値の電圧を受電する
ようにし、前記第1トランジスタの転送端子が第2抵抗を
介して増幅器の出力端子に接続され、前記第１トランジ
スタの基準端子が増幅器の入力端子を構成し、前記第2ト
ランジスタのバイアス及び転送端子が前記第1トランジ
スタの転送端子及び正の電源端子にそれぞれ接続される
ようにしたことを特徴とする。
頭にて述べたような電流増幅器において、前記第1トラ
ンジスタのバイアス端子が或る予定値の電圧を受電する
ようにし、前記第1トランジスタの転送端子が第2抵抗を
介して増幅器の出力端子に接続され、前記第１トランジ
スタの基準端子が増幅器の入力端子を構成し、前記第2ト
ランジスタのバイアス及び転送端子が前記第1トランジ
スタの転送端子及び正の電源端子にそれぞれ接続される
ようにしたことを特徴とする。
【０００５】この電流増幅器では、入力端子を元来バイ
アス端子におけるインピーダンスよりも低いインピーダ
ンスを有する第1トランジスタの基準端子により構成す
る。後に、このような増幅器の利得を第1及び第2抵抗の
値を調整することにより容易に制御し得ることを明らか
にする。これはその構成が簡単なことからして注目すべ
きことであり、これにより低い製造コストで上述したよ
うな欠点をなくすことができる。さらに、このような簡
単な構成により、増幅器を特に電源電圧の値が低い用途
に適したものとすることができる。
アス端子におけるインピーダンスよりも低いインピーダ
ンスを有する第1トランジスタの基準端子により構成す
る。後に、このような増幅器の利得を第1及び第2抵抗の
値を調整することにより容易に制御し得ることを明らか
にする。これはその構成が簡単なことからして注目すべ
きことであり、これにより低い製造コストで上述したよ
うな欠点をなくすことができる。さらに、このような簡
単な構成により、増幅器を特に電源電圧の値が低い用途
に適したものとすることができる。
【０００６】本発明の特定例では、第1及び第2抵抗の公
称値をほぼ等しくする。このようにすることにより極め
て高い利得を得ることができる。
称値をほぼ等しくする。このようにすることにより極め
て高い利得を得ることができる。
【０００７】上述した増幅器は特性が非対称の電流信号
を増幅する機能を有している。本来、周波数変換中に出
現する寄生信号を抑圧する必要性に関連する理由のため
に、周波数変換器を差分的な信号を発生する対称構成と
することがよくある。縮退差動対によって構成する既知
の前置増幅器はこのような信号を処理することができ
る。この場合の前置増幅器は、差動対を構成するトラン
ジスタのバイアス端子によって形成される第1及び第2入
力端子と、これらのトランジスタの転送端子によって形
成される第1及び第2出力端子とを有している。斯種の前
置増幅器の入力インピーダンス（トランジスタのバイア
ス端子から見たインピーダンス）は大きくて、これは前
述した欠点と同じような欠点を伴う。
を増幅する機能を有している。本来、周波数変換中に出
現する寄生信号を抑圧する必要性に関連する理由のため
に、周波数変換器を差分的な信号を発生する対称構成と
することがよくある。縮退差動対によって構成する既知
の前置増幅器はこのような信号を処理することができ
る。この場合の前置増幅器は、差動対を構成するトラン
ジスタのバイアス端子によって形成される第1及び第2入
力端子と、これらのトランジスタの転送端子によって形
成される第1及び第2出力端子とを有している。斯種の前
置増幅器の入力インピーダンス（トランジスタのバイア
ス端子から見たインピーダンス）は大きくて、これは前
述した欠点と同じような欠点を伴う。
【０００８】本発明の変形例では、差動性質の信号を増
幅し、入力インピーダンスが既知の前置増幅器の入力イ
ンピーダンスに比べて低く、しかも利得を容易に制御す
ることができる電流増幅器を提供する。
幅し、入力インピーダンスが既知の前置増幅器の入力イ
ンピーダンスに比べて低く、しかも利得を容易に制御す
ることができる電流増幅器を提供する。
【０００９】本発明のこの変形例による電流増幅器は、
差動性質の入力電流を受電する第1及び第2入力端子と、
差動性質の出力電流を供給する第1及び第2出力端子を有
し、各々がバイアス端子、転送端子及び基準端子を有し
ている第1、第2、第3及び第4トランジスタを具え、第1及
び第2トランジスタの基準端子が第1抵抗を介して相互接
続され、第3及び第4トランジスタの基準端子が第2抵抗
を介して相互接続され、第1及び第3トランジスタのバイ
アス端子が或る予定値の電圧を受電するようにし、第1及
び第3トランジスタの転送端子が第4及び第2トランジス
タの基準端子にそれぞれ接続され、第4及び第2トランジ
スタの転送端子が第3及び第4抵抗をそれぞれ介して前記
増幅器の第1及び第2出力端子に接続され、第1及び第3ト
ランジスタの基準端子が増幅器の第1及び第2入力端子を
構成し、第2及び第4トランジスタのバイアス及び転送端
子が第4及び第2トランジスタの転送及びバイアス端子に
それぞれ接続されるようにする。
差動性質の入力電流を受電する第1及び第2入力端子と、
差動性質の出力電流を供給する第1及び第2出力端子を有
し、各々がバイアス端子、転送端子及び基準端子を有し
ている第1、第2、第3及び第4トランジスタを具え、第1及
び第2トランジスタの基準端子が第1抵抗を介して相互接
続され、第3及び第4トランジスタの基準端子が第2抵抗
を介して相互接続され、第1及び第3トランジスタのバイ
アス端子が或る予定値の電圧を受電するようにし、第1及
び第3トランジスタの転送端子が第4及び第2トランジス
タの基準端子にそれぞれ接続され、第4及び第2トランジ
スタの転送端子が第3及び第4抵抗をそれぞれ介して前記
増幅器の第1及び第2出力端子に接続され、第1及び第3ト
ランジスタの基準端子が増幅器の第1及び第2入力端子を
構成し、第2及び第4トランジスタのバイアス及び転送端
子が第4及び第2トランジスタの転送及びバイアス端子に
それぞれ接続されるようにする。
【００１０】この電流増幅器では、第1及び第2入力端子
を第1及び第3トランジスタの基準端子により構成する。
これらの基準端子のインピーダンスは、元来これらのト
ランジスタのバイアス端子のそれよりも低い。このよう
な増幅器の利得を第1、第2、第3及び第4抵抗の値を調整す
ることにより容易に制御し得ることも後に明らかにす
る。
を第1及び第3トランジスタの基準端子により構成する。
これらの基準端子のインピーダンスは、元来これらのト
ランジスタのバイアス端子のそれよりも低い。このよう
な増幅器の利得を第1、第2、第3及び第4抵抗の値を調整す
ることにより容易に制御し得ることも後に明らかにす
る。
【００１１】本発明の特定例では、前記第1及び第2抵抗
の公称値が或る第1公称値に等しく、前記第3及び第4抵
抗の公称値が前記第1公称値の1/2に等しい第2公称値に
ほぼ等しくなるようにする。このようにすることによ
り、極めて高い利得を得ることができる。
の公称値が或る第1公称値に等しく、前記第3及び第4抵
抗の公称値が前記第1公称値の1/2に等しい第2公称値に
ほぼ等しくなるようにする。このようにすることによ
り、極めて高い利得を得ることができる。
【００１２】本発明を電流増幅を必要とするあらゆるタ
イプの用途に使用する場合には、この増幅器を周波数変
換器によって供給される無線電気信号を表わす信号を増
幅するのに用いるのが有利である。従って、本発明は、
或る所定の周波数範囲内にて選択される、周波数が無線
周波数と称される電気信号を受信し、且つ無線信号と称
される電気信号に変換するアンテナ兼フィルタ系と；前
記無線信号及び周波数が可同調の発振周波数と称される
局部発振器からの信号を受信し、且つ前記無線周波数と
前記発振周波数との差に等しい固定周波数の出力電流を
供給するミクサと；前記ミクサからの出力電流を受電
し、且つ選択した無線電気信号を表わす増幅信号を供給
する低雑音増幅器と；を具えている電気信号受信用装置
において、前記低雑音増幅器が前述したような電流増幅
器によって構成される入力段を具えるようにしたことを
特徴とする無線電気信号受信用装置にも関するものであ
る。
イプの用途に使用する場合には、この増幅器を周波数変
換器によって供給される無線電気信号を表わす信号を増
幅するのに用いるのが有利である。従って、本発明は、
或る所定の周波数範囲内にて選択される、周波数が無線
周波数と称される電気信号を受信し、且つ無線信号と称
される電気信号に変換するアンテナ兼フィルタ系と；前
記無線信号及び周波数が可同調の発振周波数と称される
局部発振器からの信号を受信し、且つ前記無線周波数と
前記発振周波数との差に等しい固定周波数の出力電流を
供給するミクサと；前記ミクサからの出力電流を受電
し、且つ選択した無線電気信号を表わす増幅信号を供給
する低雑音増幅器と；を具えている電気信号受信用装置
において、前記低雑音増幅器が前述したような電流増幅
器によって構成される入力段を具えるようにしたことを
特徴とする無線電気信号受信用装置にも関するものであ
る。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は或る所定の周波数範囲内で
選択される無線周波数と称される周波数がFRの無線電気
信号を受信し、且つこの信号を無線信号と称される電気
信号Vfrに変換するアンテナ兼フィルタリング系AFを具
えている無線電気信号受信用装置を線図的に示したもの
である。この受信機は周波数変換器FCも具えており、こ
れは局部発振器VCO及びミクサMXを含み、ミクサは無線
信号Vfrと、局部発振器VCOからの発振周波数と称される
周波数がFLOの可同調の信号Vloを受信し、且つ無線周波
数FRと発振周波数FLOとの差に等しい固定周波数FIの出
力信号を供給する。斯かる周波数変換器FCでは、同調電
圧Vtunによって発振周波数FLOの値を選定することによ
り無線周波数FRの値が強要される。その理由は、中間周
波数FIは、例えばミクサMXの出力端子に配置されるフィ
ルタリング系によって固定されるからである。ミクサMX
の出力電流Ifiは、周波数変換器FCを実現するのに選定
した構成に応じて非対称又は差分的なものとすることが
できる。
選択される無線周波数と称される周波数がFRの無線電気
信号を受信し、且つこの信号を無線信号と称される電気
信号Vfrに変換するアンテナ兼フィルタリング系AFを具
えている無線電気信号受信用装置を線図的に示したもの
である。この受信機は周波数変換器FCも具えており、こ
れは局部発振器VCO及びミクサMXを含み、ミクサは無線
信号Vfrと、局部発振器VCOからの発振周波数と称される
周波数がFLOの可同調の信号Vloを受信し、且つ無線周波
数FRと発振周波数FLOとの差に等しい固定周波数FIの出
力信号を供給する。斯かる周波数変換器FCでは、同調電
圧Vtunによって発振周波数FLOの値を選定することによ
り無線周波数FRの値が強要される。その理由は、中間周
波数FIは、例えばミクサMXの出力端子に配置されるフィ
ルタリング系によって固定されるからである。ミクサMX
の出力電流Ifiは、周波数変換器FCを実現するのに選定
した構成に応じて非対称又は差分的なものとすることが
できる。
【００１４】図１に示した受信機は、ミクサMXからの出
力電流Ifiを受取って、選択無線電気信号を表わす増幅信
号Soutを供給する低雑音増幅器LNAも具えている。この
増幅器LNAは第１増幅器A1によって構成される前置増幅
器と称される入力段及び第2増幅器A2を有しており、本例
では第2増幅器に帰還抵抗Rfを設けて、第2増幅器A2によ
り行われる増幅作用の直線性を改善する。この抵抗Rfの
値は第2増幅器A2を構成するコンポーネントの値の関数
として決定される。従って、低雑音増幅器LNAの利得の値
を調整するために帰還抵抗Rfの値を変更することは望ま
しくない。その理由は、斯様にすると第2増幅器A2による
増幅度の直線性が変わってしまうからである。前置増幅
器A1を実現するには、その利得を容易に調整することが
できる構成とするのが好適である。さらに、この前置増
幅器A1の入力インピーダンスは、ミクサMXのエネルギー
消費量を最小にすると共に、周波数変換器FCの動作を完
全なものとする2重の目的のために低くしなければなら
ない。
力電流Ifiを受取って、選択無線電気信号を表わす増幅信
号Soutを供給する低雑音増幅器LNAも具えている。この
増幅器LNAは第１増幅器A1によって構成される前置増幅
器と称される入力段及び第2増幅器A2を有しており、本例
では第2増幅器に帰還抵抗Rfを設けて、第2増幅器A2によ
り行われる増幅作用の直線性を改善する。この抵抗Rfの
値は第2増幅器A2を構成するコンポーネントの値の関数
として決定される。従って、低雑音増幅器LNAの利得の値
を調整するために帰還抵抗Rfの値を変更することは望ま
しくない。その理由は、斯様にすると第2増幅器A2による
増幅度の直線性が変わってしまうからである。前置増幅
器A1を実現するには、その利得を容易に調整することが
できる構成とするのが好適である。さらに、この前置増
幅器A1の入力インピーダンスは、ミクサMXのエネルギー
消費量を最小にすると共に、周波数変換器FCの動作を完
全なものとする2重の目的のために低くしなければなら
ない。
【００１５】図2は上述した要件を満足する本発明によ
る増幅器A1を示す。この電流増幅器A1は入力電流Ifiを
受電し、且つ出力電流Isを供給する入力端子Ｍ及び出力
端子Ｋをそれぞれ有している。増幅器A1は、各々がバイ
アス端子、転送端子及び基準端子を有している第1トラン
ジスタQ1及び第2トランジスタQ2を具えている。本例で
はバイポーラタイプのものとする第1及び第2トランジス
タQ1及びQ2は、それぞれこれらのトランジスタのベー
ス、コレクタ及びエミッタによって構成されるバイアス
端子、転送端子及び基準端子を有している。他の例にて、
第1及び第2トランジスタQ1及びQ2をMOSタイプのトラン
ジスタとする場合には、それらのバイアス端子、転送端子
及び基準端子は、それらのトランジスタのゲート、ドレ
イン及びソースによって構成されることになる。第1及
び第2トランジスタQ1及びQ2の基準端子は第1抵抗R1を介
して相互接続する。第1トランジスタQ1のバイアス端子
は或る予定した値の電圧Vbiasを受電するようにし、この
第1トランジスタQ1の転送端子は、第2抵抗R2を介して増
幅器A1の出力端子Ｋに接続する。第1トランジスタQ1の
基準端子は増幅器A1の入力端子Ｍを成し、第2トランジス
タQ2のバイアス端子及び転送端子は、第1トランジスタQ
1の転送端子及び正の電源端子VCCにそれぞれ接続する。
る増幅器A1を示す。この電流増幅器A1は入力電流Ifiを
受電し、且つ出力電流Isを供給する入力端子Ｍ及び出力
端子Ｋをそれぞれ有している。増幅器A1は、各々がバイ
アス端子、転送端子及び基準端子を有している第1トラン
ジスタQ1及び第2トランジスタQ2を具えている。本例で
はバイポーラタイプのものとする第1及び第2トランジス
タQ1及びQ2は、それぞれこれらのトランジスタのベー
ス、コレクタ及びエミッタによって構成されるバイアス
端子、転送端子及び基準端子を有している。他の例にて、
第1及び第2トランジスタQ1及びQ2をMOSタイプのトラン
ジスタとする場合には、それらのバイアス端子、転送端子
及び基準端子は、それらのトランジスタのゲート、ドレ
イン及びソースによって構成されることになる。第1及
び第2トランジスタQ1及びQ2の基準端子は第1抵抗R1を介
して相互接続する。第1トランジスタQ1のバイアス端子
は或る予定した値の電圧Vbiasを受電するようにし、この
第1トランジスタQ1の転送端子は、第2抵抗R2を介して増
幅器A1の出力端子Ｋに接続する。第1トランジスタQ1の
基準端子は増幅器A1の入力端子Ｍを成し、第2トランジス
タQ2のバイアス端子及び転送端子は、第1トランジスタQ
1の転送端子及び正の電源端子VCCにそれぞれ接続する。
【００１６】当業者に周知の小さなＡＣ信号の前提での
この電流増幅器A1のダイナミックな動作は次のように分
析することができる。即ち、第1トランジスタQ1の転送端
子に適用されるノードの式はIs＝Ifi+Ir1として表わす
ことができる。増幅器A1を上述した低雑音増幅器に集積
化する場合には、ダイナミックな動作にて出力端子Ｋが
回路の接地点に接続されるものと見なすことができき
る。従って、抵抗R2の両端の電圧VR2はR2.Isに等しくな
り、VR2=R2(Ifi+Ir1)として表わすことができる。第1ト
ランジスタQ1の転送端子における電圧のＡＣ成分は第1
抵抗R1の両端に逆に反射される。その理由は、ＡＣ電圧
は前提の小さなＡＣ信号では作動しないからである。従
って、VR2=R1.Ir1となり、これによりR2.Ifi+R2.Ir1=R1.
Ir1又はIr1=Ifi.R2/(R1-R2))となる。この式を前記ノー
ド式により得られる式に代入することにより、出力電流
のＡＣ成分の式が容易に得られ、即ち、Is=Ifi.(1+R2/(R
1-R2))となる。従って、電流増幅器A1の利得Ｇは、G=(1+
R2/(R1-R2))として表わされ、その値は、第1及び第2抵抗
R1及びR2の値を調整することによって容易に制御するこ
とができることは明らかである。これらの抵抗R1及びR2
をほぼ等しい公称値に選定する場合には、これらの抵抗
値の差R1-R2が極めて小さくなり、従って利得値Ｇが極め
て大きくなる。
この電流増幅器A1のダイナミックな動作は次のように分
析することができる。即ち、第1トランジスタQ1の転送端
子に適用されるノードの式はIs＝Ifi+Ir1として表わす
ことができる。増幅器A1を上述した低雑音増幅器に集積
化する場合には、ダイナミックな動作にて出力端子Ｋが
回路の接地点に接続されるものと見なすことができき
る。従って、抵抗R2の両端の電圧VR2はR2.Isに等しくな
り、VR2=R2(Ifi+Ir1)として表わすことができる。第1ト
ランジスタQ1の転送端子における電圧のＡＣ成分は第1
抵抗R1の両端に逆に反射される。その理由は、ＡＣ電圧
は前提の小さなＡＣ信号では作動しないからである。従
って、VR2=R1.Ir1となり、これによりR2.Ifi+R2.Ir1=R1.
Ir1又はIr1=Ifi.R2/(R1-R2))となる。この式を前記ノー
ド式により得られる式に代入することにより、出力電流
のＡＣ成分の式が容易に得られ、即ち、Is=Ifi.(1+R2/(R
1-R2))となる。従って、電流増幅器A1の利得Ｇは、G=(1+
R2/(R1-R2))として表わされ、その値は、第1及び第2抵抗
R1及びR2の値を調整することによって容易に制御するこ
とができることは明らかである。これらの抵抗R1及びR2
をほぼ等しい公称値に選定する場合には、これらの抵抗
値の差R1-R2が極めて小さくなり、従って利得値Ｇが極め
て大きくなる。
【００１７】図３は、上述したような増幅器を2個用いて
構成し、これらが対称構造を成すようにした本発明の変
形例による増幅器A1を示す。この増幅器A1は、差動的な
電流を増幅すると共に、差動対のインピーダンスに比べ
て低いインピーダンスを呈し、且つ利得を容易に制御す
ることができる。本発明のこのような変形例の使用は、
本来、周波数変換中に出現して、差分電流を発生する寄
生信号を抑圧する必然性に関連する理由からして、ミク
サが対称な構成で設けられる周波数変換器を具えている
無線電気信号受信用の装置にとって特に有利である。こ
の増幅器A1は、差動性質の入力電流(Ifi1,Ifi2)を受電
する差動入力端子を構成する第1入力端子M1 及び第2入
力端子M2を有し、電流Ifi1及びIfi2のＡＣ成分は互いに
反対である。増幅器A1は差動性質の出力電流(Is1,Is2)
を供給する差動出力端子を構成する第1出力端子K1及び
第2出力端子K2を有しており、電流Is1,Is2の交流成分は
互いに反対である。増幅器A1は第1トランジスタT1、第2
トランジスタT2、第3トランジスタT3及び第4トランジス
タT4を具えており、これらの各トランジスタはバイアス
端子、転送端子及び基準端子を有している。前記トラン
ジスタT1,T2,T3及びT4をこの例ではバイポーラタイプの
ものとするので、それらのバイアス、転送及び基準端子は
それぞれそれらのベース、コレクタ及びエミッタによっ
て構成される。第1及び第2トランジスタT1及びT2の基準
端子は第1抵抗R11を介して相互接続し、第3及び第4トラ
ンジスタT3及びT4の基準端子は第2抵抗R12を介して相互
接続する。第1及び第3トランジスタT1及びT3のバイアス
端子は或る予定値のバイアス電圧を受電するようにす
る。第1及び第3トランジスタT1及びT3の転送端子は第4
及び第2トランジスタT4及びT2の基準端子に接続し、第4
及び第2トランジスタT4及びT2の転送端子は第3抵抗R21
及び第4抵抗R22をそれぞれ介して増幅器A1の第1及び第2
出力端子K1及びK2にそれぞれ接続する。第1及び第3トラ
ンジスタT1及びT3の基準端子は増幅器A1の第1及び第2入
力端子M1及びM2を構成する。第2及び第4トランジスタT2
及びT4のバイアス及び転送端子は第4及び第2トランジス
タT4及びT2の転送及びバイアス端子にそれぞれ接続す
る。
構成し、これらが対称構造を成すようにした本発明の変
形例による増幅器A1を示す。この増幅器A1は、差動的な
電流を増幅すると共に、差動対のインピーダンスに比べ
て低いインピーダンスを呈し、且つ利得を容易に制御す
ることができる。本発明のこのような変形例の使用は、
本来、周波数変換中に出現して、差分電流を発生する寄
生信号を抑圧する必然性に関連する理由からして、ミク
サが対称な構成で設けられる周波数変換器を具えている
無線電気信号受信用の装置にとって特に有利である。こ
の増幅器A1は、差動性質の入力電流(Ifi1,Ifi2)を受電
する差動入力端子を構成する第1入力端子M1 及び第2入
力端子M2を有し、電流Ifi1及びIfi2のＡＣ成分は互いに
反対である。増幅器A1は差動性質の出力電流(Is1,Is2)
を供給する差動出力端子を構成する第1出力端子K1及び
第2出力端子K2を有しており、電流Is1,Is2の交流成分は
互いに反対である。増幅器A1は第1トランジスタT1、第2
トランジスタT2、第3トランジスタT3及び第4トランジス
タT4を具えており、これらの各トランジスタはバイアス
端子、転送端子及び基準端子を有している。前記トラン
ジスタT1,T2,T3及びT4をこの例ではバイポーラタイプの
ものとするので、それらのバイアス、転送及び基準端子は
それぞれそれらのベース、コレクタ及びエミッタによっ
て構成される。第1及び第2トランジスタT1及びT2の基準
端子は第1抵抗R11を介して相互接続し、第3及び第4トラ
ンジスタT3及びT4の基準端子は第2抵抗R12を介して相互
接続する。第1及び第3トランジスタT1及びT3のバイアス
端子は或る予定値のバイアス電圧を受電するようにす
る。第1及び第3トランジスタT1及びT3の転送端子は第4
及び第2トランジスタT4及びT2の基準端子に接続し、第4
及び第2トランジスタT4及びT2の転送端子は第3抵抗R21
及び第4抵抗R22をそれぞれ介して増幅器A1の第1及び第2
出力端子K1及びK2にそれぞれ接続する。第1及び第3トラ
ンジスタT1及びT3の基準端子は増幅器A1の第1及び第2入
力端子M1及びM2を構成する。第2及び第4トランジスタT2
及びT4のバイアス及び転送端子は第4及び第2トランジス
タT4及びT2の転送及びバイアス端子にそれぞれ接続す
る。
【００１８】当業者に周知の小さな交流信号を前提にし
ての斯かる電流増幅器A1のダイナミックな動作は次のよ
うに分析することができる。即ち、第4トランジスタT4の
転送端子に適用されるノード式は、Is1=Ifi1+Ir11+Ir12
として表わすことができる。増幅器A1を上述した低雑音
増幅器に集積化する場合には、ダイナミックな動作にて
出力端子Ｋが回路の接地点に接続されるものと見なすこ
とができる。この場合には、第3抵抗R21の両端間の電圧V
R21がR21.Is1に等しくなり、VR21=R21(Ifi1+Ir11+Ir12)
と表わすことができる。さらに、第4トランジスタT4の
転送端子における電圧のＡＣ成分は、第1抵抗R11の両端
に逆に反射され、これは前提の小さな交流信号ではＡＣ
電圧が不作動になるからで或る。従って、VR21=R11.Ir1
1と表わすことができ、これによりR21.Ifi1+R21.Ir11+R2
1.Ir12=R11.Ir11となる。対称性のために、第1及び第2
抵抗R11及びR12の公称値は第1公称値R1にほぼ等しくな
るように選定し、第3及び第4抵抗R21及びR22の公称値は
第2公称値R2にほぼ等しくなるように選定するのであっ
て、このことは電流Ir11及びIr12が等しいことを意味す
る。この対称性の場合、Is1=Ifi1+2.Ir11と表わすことが
でき、これからR2.Ifi1+2R2.Ir11=R1.Ir11又はIr11=If
i.R2/(R1-2.R2)となる。この式を前記ノード式によって
得られる式に繰入れることにより、出力電流のＡＣ成分
に対する式が簡単に得られ、IS=Ifi.(1+2.R2/(R1-2.R2))
となる。従って、電流増幅器A1の利得GはG=(1+2.R2/(R1-
2.R2))にて表わされ、その値を第1及び第2公称値R1及び
R2の調整により容易に制御し得ることは明らかである。
特に、これらの値を、第2公称値R2が第1公称値R1のほぼ1
/2に等しくなるように調整する場合には、差R1-2.R2が
極めて小さくなり、従って、利得Gの値が極めて大きくな
る。
ての斯かる電流増幅器A1のダイナミックな動作は次のよ
うに分析することができる。即ち、第4トランジスタT4の
転送端子に適用されるノード式は、Is1=Ifi1+Ir11+Ir12
として表わすことができる。増幅器A1を上述した低雑音
増幅器に集積化する場合には、ダイナミックな動作にて
出力端子Ｋが回路の接地点に接続されるものと見なすこ
とができる。この場合には、第3抵抗R21の両端間の電圧V
R21がR21.Is1に等しくなり、VR21=R21(Ifi1+Ir11+Ir12)
と表わすことができる。さらに、第4トランジスタT4の
転送端子における電圧のＡＣ成分は、第1抵抗R11の両端
に逆に反射され、これは前提の小さな交流信号ではＡＣ
電圧が不作動になるからで或る。従って、VR21=R11.Ir1
1と表わすことができ、これによりR21.Ifi1+R21.Ir11+R2
1.Ir12=R11.Ir11となる。対称性のために、第1及び第2
抵抗R11及びR12の公称値は第1公称値R1にほぼ等しくな
るように選定し、第3及び第4抵抗R21及びR22の公称値は
第2公称値R2にほぼ等しくなるように選定するのであっ
て、このことは電流Ir11及びIr12が等しいことを意味す
る。この対称性の場合、Is1=Ifi1+2.Ir11と表わすことが
でき、これからR2.Ifi1+2R2.Ir11=R1.Ir11又はIr11=If
i.R2/(R1-2.R2)となる。この式を前記ノード式によって
得られる式に繰入れることにより、出力電流のＡＣ成分
に対する式が簡単に得られ、IS=Ifi.(1+2.R2/(R1-2.R2))
となる。従って、電流増幅器A1の利得GはG=(1+2.R2/(R1-
2.R2))にて表わされ、その値を第1及び第2公称値R1及び
R2の調整により容易に制御し得ることは明らかである。
特に、これらの値を、第2公称値R2が第1公称値R1のほぼ1
/2に等しくなるように調整する場合には、差R1-2.R2が
極めて小さくなり、従って、利得Gの値が極めて大きくな
る。
【図１】 無線電気信号を受信する装置の部分的な機能
線図である。
線図である。
【図２】 本発明による電流増幅器の電気回路図であ
る。
る。
【図３】 本発明の変形例による電流増幅器の電気回路
図である。
図である。
ＡＦ アンテナ兼フィルタリング系 ＦＣ 周波数変換器 ＬＮＡ 低雑音増幅器 ＶＣＯ 局部発振器 ＭＸ ミクサ Ａ１ 第1増幅器(前置増幅器) Ａ2 第2増幅器 Ｒｆ 帰還抵抗 Ｍ 入力端子 Ｋ 出力端子 Ｑ１ 第1トランジスタ Ｑ２ 第2トランジスタ Ｒ１ 第1抵抗 Ｒ２ 第2抵抗 Ｍ１ 第1入力端子 Ｍ２ 第2入力端子 Ｋ１ 第1出力端子 Ｋ２ 第2出力端子 Ｔ１ 第1トランジスタ Ｔ２ 第2トランジスタ Ｔ３ 第3トランジスタ Ｔ４ 第4トランジスタ Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 エデュアルト フェルディナント スティ クフォールト オランダ国 5622 カーハー アインドー フェン エス ファン ノイストラート36
Claims (5)
- 【請求項１】入力電流を受電し、且つ出力電流を供給す
る入力端子及び出力端子をそれぞれ有し、各々がバイア
ス端子、転送端子及び基準端子を有している第1及び第2
トランジスタを具えており、前記第1及び第2トランジス
タの基準端子が第1抵抗を介して相互接続される電流増
幅器において、 前記第1トランジスタのバイアス端子が或る予定値の電
圧を受電するようにし、前記第1トランジスタの転送端子
が第2抵抗を介して増幅器の出力端子に接続され、前記第
１トランジスタの基準端子が増幅器の入力端子を構成
し、前記第2トランジスタのバイアス及び転送端子が前記
第1トランジスタの転送端子及び正の電源端子にそれぞ
れ接続されるようにしたことを特徴とする電流増幅器。 - 【請求項２】前記第1及び第2抵抗の公称値がほぼ等しく
なるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の電流
増幅器。 - 【請求項３】差動性質の入力電流を受電する第1及び第2
入力端子と、差動性質の出力電流を供給する第1及び第2
出力端子を有し、各々がバイアス端子、転送端子及び基
準端子を有している第1、第2、第3及び第4トランジスタを
具え、第1及び第2トランジスタの基準端子が第1抵抗を
介して相互接続され、第3及び第4トランジスタの基準端
子が第2抵抗を介して相互接続され、第1及び第3トランジ
スタのバイアス端子が或る予定値の電圧を受電するよう
にし、第1及び第3トランジスタの転送端子が第4及び第2
トランジスタの基準端子にそれぞれ接続され、第4及び第
2トランジスタの転送端子が第3及び第4抵抗をそれぞれ
介して前記増幅器の第1及び第2出力端子に接続され、第1
及び第3トランジスタの基準端子が増幅器の第1及び第2
入力端子を構成し、第2及び第4トランジスタのバイアス
及び転送端子が第4及び第2トランジスタの転送及びバイ
アス端子にそれぞれ接続されるようにしたことを特徴と
する電流増幅器。 - 【請求項４】前記第1及び第2抵抗の公称値が或る第1公
称値にほぼ等しく、前記第3及び第4抵抗の公称値が前記
第1公称値の1/2に等しい第2公称値にほぼ等しくなるよ
うにしたことを特徴とする請求項３に記載の電流増幅
器。 - 【請求項５】或る所定の周波数範囲内にて選択される、
周波数が無線周波数と称される無線電気信号を受信し、
且つ該信号を無線信号と称される電気信号に変換するア
ンテナ兼フィルタリング系と；前記無線信号及び周波数
が可同調の発振周波数と称される局部発振器からの信号
を受信し、且つ前記無線周波数と前記発振周波数との差
に等しい固定周波数の出力電流を供給するミクサと；前
記ミクサからの出力電流を受電し、且つ選択した無線電
気信号を表わす増幅信号を供給する低雑音増幅器と；を
具えている電気信号受信用装置において、 前記低雑音増幅器が請求項1又は３に記載の電流増幅器
によって構成される入力段を具えていることを特徴とす
る無線電気信号受信用装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9813436A FR2785107A1 (fr) | 1998-10-27 | 1998-10-27 | Amplificateur de courant a faible impedance d'entree |
| FR9813436 | 1998-10-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000134046A true JP2000134046A (ja) | 2000-05-12 |
Family
ID=9532021
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11302616A Pending JP2000134046A (ja) | 1998-10-27 | 1999-10-25 | 電流増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6181207B1 (ja) |
| EP (1) | EP0998031A1 (ja) |
| JP (1) | JP2000134046A (ja) |
| KR (1) | KR20000029346A (ja) |
| FR (1) | FR2785107A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US6448847B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-09-10 | Silicon Laboratories, Inc. | Apparatus and method for providing differential-to-single ended conversion and impedance transformation |
| US6549071B1 (en) * | 2000-09-12 | 2003-04-15 | Silicon Laboratories, Inc. | Power amplifier circuitry and method using an inductance coupled to power amplifier switching devices |
| US6362606B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-03-26 | Silicon Laboratories, Inc | Method and apparatus for regulating a voltage |
| US6392488B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-05-21 | Silicon Laboratories, Inc. | Dual oxide gate device and method for providing the same |
| US6462620B1 (en) | 2000-09-12 | 2002-10-08 | Silicon Laboratories, Inc. | RF power amplifier circuitry and method for amplifying signals |
| US6917245B2 (en) | 2000-09-12 | 2005-07-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Absolute power detector |
| US6828859B2 (en) * | 2001-08-17 | 2004-12-07 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for protecting devices in an RF power amplifier |
| US6894565B1 (en) | 2002-12-03 | 2005-05-17 | Silicon Laboratories, Inc. | Fast settling power amplifier regulator |
| US6897730B2 (en) * | 2003-03-04 | 2005-05-24 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for controlling the output power of a power amplifier |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571625A (en) * | 1968-07-25 | 1971-03-23 | Bell Telephone Labor Inc | Pulse amplifier with positive feedback |
| US3733559A (en) * | 1970-06-29 | 1973-05-15 | Rca Corp | Differential amplifier |
| US3969682A (en) * | 1974-10-21 | 1976-07-13 | Oberheim Electronics Inc. | Circuit for dynamic control of phase shift |
| NL8003197A (nl) * | 1980-06-02 | 1982-01-04 | Philips Nv | Geintegreerde versterkerschakeling. |
| DE3336366C2 (de) * | 1983-10-06 | 1985-08-14 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Breitbandverstärker zur Verstärkung eines Fotostromes |
| JP2766264B2 (ja) * | 1987-10-12 | 1998-06-18 | 株式会社東芝 | 差動増幅回路 |
| DE19506020A1 (de) * | 1995-02-22 | 1996-08-29 | Telefunken Microelectron | Faltungsverstärker für den Aufbau eines A/D-Umsetzers |
| US6100758A (en) * | 1998-12-09 | 2000-08-08 | Ericsson Inc. | Low noise resistively matched amplifier |
-
1998
- 1998-10-27 FR FR9813436A patent/FR2785107A1/fr not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-10-18 EP EP99203407A patent/EP0998031A1/fr not_active Withdrawn
- 1999-10-22 US US09/425,656 patent/US6181207B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-10-25 JP JP11302616A patent/JP2000134046A/ja active Pending
- 1999-10-27 KR KR1019990046796A patent/KR20000029346A/ko not_active Application Discontinuation
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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