JP2009111933A - 低雑音増幅器及び差動増幅器 - Google Patents

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Abstract

【課題】広帯域で高い帰還ループ利得を保ち尚且つ安定な低雑音負帰還増幅器を実現する。
【解決手段】トランジスタ２４、トランジスタ２７及び抵抗３０で構成されるカスコード増幅器に帰還トランス２３及び帰還抵抗４４による二重の負帰還路を付加した二重負帰還低雑音増幅器において、該二重負帰還低雑音増幅器の出力端子とカスコード増幅器の入力端子即ちトランジスタ２４の入力端子との間にキャパシタ４２及び抵抗４５からなる位相補償回路を付加し、カスコード増幅器の上段トランジスタ即ちトランジスタ２７の入力端子にキャパシタ４３及び抵抗２８からなる位相補償回路を付加する。これらの位相補償回路により、高周波帯まで高い帰還ループ利得を保ち尚且つ安定な、従来よりも広帯域で高いダイナミックレンジを持つ低雑音負帰還増幅器を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信機器用ＲＦアンプ、Ａ／Ｄコンバータ用入力アンプなどに利用される高ダイナミックレンジを持つ広帯域の低雑音増幅器に関する。
従来の低雑増幅器としては、下記特許文献１に示されたカスコード接続型の増幅器がある。カスコード接続型の増幅器は、トランジスタの寄生容量の影響を受けにくい広帯域増幅器への応用に適した回路形式として知られている。
特開２００３−２８９２２６号公報
一方、下記非特許文献１には、変圧器（以下、トランスという）と抵抗による二重負帰還路を備えた低雑音増幅回路が示されている。この二重負帰還路を備えた低雑音増幅器は、低い雑音指数と、安定な利得と、良好な入力インピーダンスマッチングとを同時に広帯域で達成することを可能とする優れた回路である。
K. van Hartingsveldt, M. H. L. Kouwenhoven, C. J. M. Verhoeven, A. N. Burghartz著"HF Low Noise Amplifiers with Integrated Transformer Feedback", ISCAS 2002, vol.2, pp. II-815 - II-818, May 2002
上述のカスコード型低雑音増幅器と、上述のトランス及び抵抗による二重負帰還方式を組み合せたトランス帰還カスコード型低雑音増幅器（Transformer Feedback Cascode LNA,：以下TFC-LNAという）に高い帰還ループ利得を持たせることにより、高ダイナミックレンジを持ち尚且つ低消費電力で動作する低雑音増幅器を実現することが原理的には可能であるが、高い帰還ループ利得を持たせることと、帰還ループ利得のカットオフ周波数を高めることとはトレードオフの関係にあり、高周波帯まで高い帰還ループ利得を保持しようとすると、従来の補償法を適用した場合に十分な位相補償が得られず、容易に発振を起こし増幅器としての用を成さなくなってしまうという問題がある。
TFC-LNAの発振抑制のために従来の位相補償法を適用した例として、以下では、一般的によく使われている位相補償方法であるドミナントポール補償法（従来例１）とミラー補償法（従来例２）について採り上げ、その特性について述べる。
図１４は、ドミナントポール補償法を適用したTFC-LNA１０Ａの例を示す回路図である（従来例１）。
従来例１では、直流電圧源ＤＣＳから直流電源電圧Ｖｄ１として１０Ｖが印加されており、トランジェント周波数が８ＧＨｚのトランジスタが用いられている。出力インピーダンスＲが５０Ωの信号源１が、直流遮断用キャパシタ２を介して、変圧器（以下、トランスという）３の一次巻線のホット側に接続されている。トランス３には、例えば巻数比が１：２の市販のトランスが用いられている。
トランス３の一次巻線のコールド側が、ＮＰＮ型トランジスタ４のベースに接続されている。トランジスタ４のベースには、さらにバイアス用電源５の正極がチョークコイル６を介して接続されている。
トランジスタ４のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタ７のエミッタに接続されている。トランジスタ７のベースは、バイアス用直流電圧源８の正極に接続され、交流的に接地されている。トランジスタ４及びトランジスタ７は、カスコード接続され、抵抗９を負荷とするカスコード増幅器を構成している。トランジスタ７のコレクタに、カスコード増幅器の負荷となる抵抗９の一端が接続されている。抵抗９の他端には直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。
抵抗９とトランジスタ７のコレクタとの接続点は、カスコード増幅器の増幅出力電圧信号を出力する出力ノードとなっており、ＮＰＮ型トランジスタ１０のベース、即ちエミッタフォロワの入力端子に接続されている。トランジスタ１０と定電流源１８は、エミッタフォロワを構成し、このTFC-LNA１０Ａの出力バッファとして動作している。トランジスタ１０のコレクタには、直流電圧源ＤＣＳから直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。トランジスタ１０のベース、即ちカスコード増幅器の出力ノードと、直流電圧源ＤＣＳの正極、即ち交流的基準電位点との間には、位相補償用キャパシタ１１が接続されており、負荷抵抗９とキャパシタ１１は帰還ループ利得のドミナントポールを与え、カスコード増幅器の出力を低域濾波するように作用する。トランジスタ１０のエミッタ、即ちTFC-LNA１０Ａの出力端子には直流遮断用キャパシタ１２を介して当該増幅器の負荷１３が接続されている。図１４では、負荷１３を、例えば５ＫΩの抵抗で構成している。
トランス３の二次巻線のコールド側はトランジスタ１０のエミッタ、即ちTFC-LNA１０Ａの出力端子に接続されている。二次巻線のホット側はグランドに接続されている。トランス３の二次巻線に印加された出力電圧信号は、電磁結合によりトランス３の一次側に伝達され、直列帰還される。これがTFC-LNA１０Ａの第１の負帰還路を構成している。トランジスタ１０のエミッタ即ちTFC-LNA１０Ａの出力端子と、トランス３の一次巻線のホット側端子即ちTFC-LNA１０Ａの信号入力端子との間には、抵抗１６と直流遮断用キャパシタ１７が直列に接続されており、出力信号をシャント帰還するように作用する。これがTFC-LNA１０Ａの第２の負帰還路を構成している。トランジスタ１０のエミッタには、エミッタフォロワの動作電流を与えるために例えば定電流源１８が接続されている。
従来例１では、エミッタフォロワの動作電流を約１２ｍＡとしている。カスコード増幅器の電圧利得として２００倍（４６ｄＢ）程度の利得を設定しているため、従来例１のTFC-LNA１０Ａの最大帰還ループ利得は、４０ｄＢ以上の高い値となっている。
TFC-LNA１０Ａの電圧利得はトランス３の巻数比Nで理論的には与えられ、従来例１で用いられている市販トランスの巻数比が１：２であるため、従来例１のTFC-LNA１０Ａの電圧利得は約６ｄＢとなっている。従来例１で用いられている市販トランスは、１．０ｄＢ程度のロスを持つ、通過帯域が３〜２００ＭＨｚ程度のトランスである。帰還抵抗となる抵抗１６の最適な抵抗値は、理論的にはTFC-LNA１０Ａの仕様として定められる入力インピーダンスＲとトランス３の巻数比Ｎにより、（Ｎ＋１)Ｒという式で与えられる。従来例１では、入力インピーダンスＲとして一般的な値である５０Ωを仕様としており、抵抗１６の抵抗値は１５０Ωとなっている。
前述のように、負荷抵抗９とキャパシタ１１は帰還ループ利得の伝達関数にドミナントポールを生じさせるように作用し、その効果によって従来例１のTFC-LNA１０Ａの位相補償が行われている。従来例１のTFC-LNA１０Ａについて、トランジスタ４のベースにおいて観測した帰還ループ利得が約４５°の位相余裕を持つように位相補償を行った場合、キャパシタ１１の容量として１４０ｐＦ以上の値が必要となった。このような大容量のキャパシタを集積回路上で作成することはコスト制約上不可能で外付け部品とする必要があり、このことは部品点数、基板面積の増大といった不利益を生じさせるため、ドミナントポール補償法の欠点の一つとなっている。
図１５は、従来例１のTFC-LNA１０Ａの帰還ループ利得をＢｏｄｅプロットで表示したものであり、トランジスタ４のベースにおいて観測される帰還ループ利得をシミュレーションで測定した結果をプロットしたものである。
従来例１のTFC-LNA１０Ａの帰還ループ利得は、周波数３６０ＫＨｚ付近で最大値約４４ｄＢを与え、周波数約１９０ＭＨｚ付近で０ｄＢまで低下している。位相余裕は４５°、利得余裕は約５ｄＢとなっている。帰還ループ利得が減衰し始める周波数を示す−３ｄＢカットオフ周波数は、約１．１ＭＨｚとなっており、このためTFC-LNA１０Ａが高ダイナミックレンジを保つ帯域は、高々数ＭＨｚ程度にとどまることが判る。
ドミナントポール補償法では−２０ｄＢ／ｄｅｃで帰還ループ利得が減少するように補償される。従来例１で用いられている市販トランスがほぼ理想的に振舞う通過帯域の上限周波数は約２００ＭＨｚであり、これ以上の高周波数帯では、ドミナントポールによる位相余裕の減衰に加えてトランスの寄生容量等の影響による位相余裕の悪化が顕著となる。
従って満足な位相余裕を持つように補償をこの方法で行おうとすると、最大帰還ループ利得を従来例１のように４０ｄＢ以上の高い値に設定した場合には、カットオフ周波数を２００ＭＨｚ／２ｄｅｃ（＝１００）、つまり２ＭＨｚ以下まで低く設定せざるを得ない。このように、高い帰還ループ利得が保持される帯域がトランス通過帯域上限よりもはるかに低い周波数に限られてしまい、高周波低雑音増幅器として用いた場合に十分な性能を発揮させられないことは、ドミナントポール補償法を用いた場合のもう一つの欠点となっている。
図１６は、従来例１（図１４）のTFC-LNA１０Ａについて３次入力インターセプトポイント特性を測定したシミュレーション結果である。
従来例１（図１４）のTFC-LNA１０Ａの３次入力インターセプトポイント（以下、ＩＩＰ３という）特性のシミュレーションでは測定周波数を中心として±１０ＫＨｚだけ外れた周波数で、−５０ｄＢｍのパワーを持つ２つのトーン信号を入力として用いた。図１６の横軸は周波数（ＭＨｚ）、縦軸はＩＩＰ３（ｄＢｍ）をそれぞれ表している。
図１６から、１０MＨｚにおいてすでにＩＩＰ３が最大値の４２ｄＢから２０ｄＢ以上悪化していることが判る。このＩＩＰ３の悪化は、図１５に示したTFC-LNA１０Ａの帰還ループ利得の減衰に対応して生じているものである。一般に、負帰還増幅器では、その帰還ループ利得が低下するに従いそのＩＩＰ３の値も減少する。前述のようにドミナントポール補償法を適用したTFC-LNA１０Ａでは、高い帰還ループ利得を高周波帯で保持することが困難であるため、従来例１の回路は良好な歪特性、即ち高ダイナミックレンジが要求される高周波低雑音増幅器の用途には適していない。
次に、従来例２としてミラー補償法を用いた位相補償をTFC-LNAに適用した例について説明する。
図１７は、ミラー補償法を用いた位相補償をTFC-LNAに適用した例を示す回路図である（従来例２）。
従来例２のTFC-LNA１０Ｂは、従来例１のTFC-LNA１０Ａと同じ仕様（直流電源電圧Ｖｄ１＝１０Ｖ、電圧利得６ｄＢ、入力インピーダンス５０Ω）のTFC-LNAについて、ドミナントポール補償法の代わりにミラー補償法を適用した回路になっている。つまり、従来例２のTFC-LNA１０Ｂにおいて、位相補償用キャパシタ１９以外の全ての素子、電圧源及び電流源は、従来例１のTFC-LNA１０Ａと共通した回路定数を持っており、トランジェント周波数が８ＧＨｚの同じトランジスタが用いられている。
従来例１では位相補償用キャパシタ１１を、カスコード増幅器の出力ノード即ちトランジスタ７のコレクタと交流的基準電位点との間に接続していたが、従来例２では、位相補償用キャパシタ１９を、カスコード増幅器の出力ノードとカスコード増幅器の入力ノード即ちトランジスタ４のベースとの間に接続している。位相補償用キャパシタ１９の容量をＣ、カスコード増幅器の電圧増幅度をβとすると、このようにミラー補償法により接続された位相補償用キャパシタ１９は、カスコード増幅器の入力ノードにβＣの容量を持つシャントキャパシタが接続された場合とほぼ同等の効果を持つように作用する。このため、一般にミラー補償法ではドミナントポール補償法に比べて小さな容量のキャパシタを用いて位相補償を行うことが、可能になる。
図１８は、従来例２のTFC-LNA１０Ｂの帰還ループ利得をＢｏｄｅプロットで表示したものであり、トランジスタ４のベースにおいて観測される帰還ループ利得をシミュレーションで測定した結果をプロットしたものである。
図１８に示すように、５５０ＭＨｚ付近からループ利得の低下が急に緩やかになっている。これは、キャパシタ１９がこの周波数付近から信号をフィードフォワードするように、つまりカスコード増幅器の入力ノードへ印加される信号がキャパシタ１９を通り抜けてエミッタフォロワトランジスタ１０のベースに伝達されるように、動作し始めていることを示す。このため、位相余裕を０°以上に保てなくなっている。また、２００〜５００ＭＨｚの間で帰還ループ利得が約−６０ｄＢ／ｄｅｃという急な傾きで減衰しているために、この帯域付近で位相減衰傾度が急峻になっており、−１８０°近くまで位相が低下している部分が顕れている。
キャパシタ１９の容量値をより大きな値へ増加させ、帰還ループ利得のカットオフ周波数を低くすることで位相補償しようとした場合には、５５０ＭＨｚよりも低い周波数で、キャパシタ１９がフィードフォワード方向に動作し始め、帰還ループ利得の減衰傾度が緩やかになってくるため、クロスポイント周波数は十分低下せず、TFC-LNAの安定化が実現できない。帰還ループ利得を下げることでクロスポイント周波数が高くならないようにすることは可能であるが、増幅器の帰還量を下げることになり、増幅器のＩＩＰ３特性が悪化してしまう。上述の理由からミラー補償法により高ダイナミックレンジを持ったTFC-LNAの位相補償を実現することは困難であると言える。
TFC-LNAにおいて、高い帰還ループ利得を持たせることと帰還ループ利得のカットオフ周波数を高めることはトレードオフの関係にあり、高周波数帯まで高い帰還ループ利得を保持しようとすると、従来の補償法を適用した場合十分な位相補償が得られず容易に発振を起こし、増幅器としての用を成さなくなってしまうという問題がある。
本発明は、従来よりも高い周波数まで高い帰還ループ利得を持たせられるように、即ち、従来よりも広帯域で高いダイナミックレンジを持つTFC-LNAを提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る低雑音増幅器は、
入力信号が印加される信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する変圧器と、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記一次巻線の端子の内、前記信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された入力段トランジスタと、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する上段トランジスタと、
前記入力信号の増幅結果を出力ノードに与える増幅結果伝達回路と、
前記出力ノード上の入力信号の増幅結果を前記二次巻線に印加する第１の負帰還回路と、
前記出力ノードと前記信号入力端子の間に接続される第２の負帰還回路と、
前記出力ノードと前記上段トランジスタの制御電極に接続された第１の位相補償回路と、
前記出力ノードと前記入力段トランジスタの制御電極に接続された第２の位相補償回路と、
を備えることを特徴とする。
なお、前記増幅結果伝達回路は、前記上段トランジスタの第２の導通電極に接続されたエミッタフォロワまたはソースフォロワを備え、該エミッタフォロワまたはソースフォロワから出力される信号を前記入力信号の増幅結果として前記出力ノードに与えてもよい。
また、前記エミッタフォロワまたはソースフォロワに流れる電流を可変とする消費電流調整手段を備えてもよい。
上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係る差動増幅器は、
第１の入力信号が印加される第１の信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する第１の変圧器と、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記第１の変圧器が有する一次巻線の端子の内、前記第１の信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された第１の入力段トランジスタと、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が第１の負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記第１の入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該第１の入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する第１の上段トランジスタと、
前記第１の入力信号の増幅結果を第１の出力ノードに与える第１の増幅結果伝達回路と、
前記第１の出力ノード上の第１の入力信号の増幅結果を前記第１の変圧器の二次巻線に印加する第１の負帰還回路と、
前記第１の出力ノードと前記第１の信号入力端子の間に接続される第２の負帰還回路と、
第２の入力信号が印加される第２の信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する第２の変圧器と、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記第２の変圧器が有する一次巻線の端子の内、第２の信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された第２の入力段トランジスタと、
制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が第２の負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記第２の入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該第２の入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する第２の上段トランジスタと、
前記第２の入力信号の増幅結果を第２の出力ノードに与える第２の増幅結果伝達回路と、
前記第２の出力ノード上の第２の入力信号の増幅結果を前記第２の変圧器の二次巻線に印加する第３の負帰還回路と、
前記第２の出力ノードと前記第２の信号入力端子の間に接続される第４の負帰還回路と、
前記第１の入力段トランジスタ、前記第１の上段トランジスタ及び前記第１の負荷素子を含む電流路と前記第２の入力段トランジスタ、前記第２の上段トランジスタ及び前記第２の負荷素子を含む電流路とに接続された定電流回路と、を備えた差動増幅器であって、
前記第１の出力ノードと前記第１の上段トランジスタの制御電極に接続された第１の位相補償回路と、
前記第１の出力ノードと前記第１の入力段トランジスタの制御電極に接続された第２の位相補償回路と、
前記第２の出力ノードと前記第２の上段トランジスタの制御電極に接続された第３の位相補償回路と、
前記第２の出力ノードと前記第２の入力段トランジスタの制御電極に接続された第４の位相補償回路と、
を備えることを特徴とする。
なお、前記第１の増幅結果伝達回路は、前記第１の上段トランジスタの第２の導通電極に接続された第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワを備え、該第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワから出力される信号を前記第１の入力信号の増幅結果として前記第１の出力ノードに与え、
前記第２の増幅結果伝達回路は、前記第２の上段トランジスタの第２の導通電極に接続された第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワを備え、該第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワから出力される信号を前記第２の入力信号の増幅結果として前記第２の出力ノードに与えてもよい。
また、前記第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワに流れる電流と、前記第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワに流れる電流とを可変とする消費電流調整手段を備えてもよい。
本発明によれば、高い周波数まで高い帰還ループ利得を持つ、従来よりも広帯域で高いダイナミックレンジを持つTFC-LNAを実現できる。
以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係るTFC-LNA２０を示す構成図である。
このTFC-LNA２０には、直流電圧源ＤＣＳから直流電源電圧Ｖｄ１として１０Ｖが印加されており、トランジェント周波数が８ＧＨｚのトランジスタが用いられている。
出力インピーダンスＲが５０Ωの信号源２１が、キャパシタ２２を介して、変圧器（以下、トランスという）２３の一次巻線のホット側に接続されている。トランス２３には、巻数比が１：２の市販トランスが用いられている。
トランス２３の一次巻線のコールド側が、カスコード接続の入力段トランジスタとなるＮＰＮ型トランジスタ２４のベースに接続されている。トランジスタ２４のベースには、さらにバイアス用電源２５の正極がチョークコイル２６を介して接続されている。
トランジスタ２４のコレクタは、カスコード接続の上段トランジスタとなるＮＰＮ型トランジスタ２７のエミッタに接続されている。トランジスタ２７のベースは、位相補償用抵抗２８を介してバイアス用電源２９の正極に接続されている。抵抗２８は、後述するキャパシタ４３と相まって作用し、第１の実施形態における第１の位相補償回路を構成するものである。バイアス用電源２９の負極はグランドに接続されている。
トランジスタ２４及びトランジスタ２７は、カスコード接続され、抵抗３０を負荷とするカスコード増幅器を構成している。トランジスタ２７のコレクタに、カスコード増幅器の負荷素子となる抵抗３０の一端が接続されている。抵抗３０の他端は直流電圧源ＤＣＳに接続され、直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。
抵抗３０とトランジスタ２７のコレクタとの接続点は、カスコード増幅器の増幅出力信号を出力する出力ノードとなっており、ＮＰＮ型トランジスタ３１のベース、即ちエミッタフォロワの入力端子に接続されている。トランジスタ３１と定電流源（トランジスタ３５）は、エミッタフォロワを構成しており、TFC-LNA２０の出力バッファとして動作する。
トランジスタ３１のコレクタは、直流電圧源ＤＣＳに接続されている。トランジスタ３１のエミッタは、TFC-LNA２０の出力端子になっており、直流遮断用キャパシタ３２を介して、負荷となる例えば５ＫΩの抵抗３３に接続されている。TFC-LNA２０の出力端子、即ち、トランジスタ３１のエミッタには、トランス２３の二次巻線のコールド側が直流遮断用キャパシタ３４を介して接続されている。トランス２３の二次巻線に印加された出力電圧信号は、電磁結合により、トランス２３の一次側に伝達され直列帰還される。これがTFC-LNA２０の第１の負帰還路を構成している。
トランジスタ３１のエミッタは、ＮＰＮ型トランジスタ３５のコレクタに接続され、トランジスタ３５のエミッタが抵抗３６を介してグランドに接続されている。トランジスタ３５のベースは、ＮＰＮ型トランジスタ３７のエミッタとＮＰＮ型トランジスタ３８のベースに接続されている。トランジスタ３７のコレクタは直流電圧源ＤＣＳに接続され、直流電圧源ＤＣＳから直流電源電圧Ｖｄ１が印加される。トランジスタ３７のベース及びトランジスタ３８のコレクタが直流電流源３９に接続され、トランジスタ３５，３７，３８がカレントミラーを構成している。
トランジスタ３８のエミッタは、抵抗４０を介してグランドに接続されている。トランジスタ３５とトランジスタ３８、抵抗３６と抵抗４０にはそれぞれ同じ部品が用いられており、カレントミラーの電流比は１：１となっている。直流電流源３９の電流値は、１２ｍＡに設定されており、エミッタフォロワを構成するトランジスタ３１の動作電流を与えている。
このTFC-LNA２０の出力端子であるトランジスタ３１のエミッタには、さらに、直流遮断用キャパシタ４１の一方の電極と、位相補償用キャパシタ４２の一方の電極と、位相補償用キャパシタ４３の一方の電極とが接続されている。
キャパシタ４１の他方の電極には、抵抗４４の一端が接続されており、キャパシタ４１は直流遮断用キャパシタとして動作している。抵抗４４の他端には、TFC-LNA２０の信号入力端子が接続されており、抵抗４４は、出力信号をシャント帰還させるように作用する。これがTFC-LNA２０における第２の負帰還路を構成している。
キャパシタ４２の他方の電極は、位相補償用抵抗４５を介してトランジスタ２４のベースに接続されている。キャパシタ４２及び抵抗４５により、第１の実施形態における第２の位相補償回路が構成される。
キャパシタ４３の他方の電極は、トランジスタ２７のベースに接続されている。前述したように、キャパシタ４３及び抵抗２８により第１の実施形態における第１の位相補償回路が構成される。
第１の実施形態のTFC-LNA２０は、従来例１及び従来例２と同じ仕様のTFC-LNA（直流電源電圧Ｖｄ１＝１０Ｖ、電圧利得６ｄＢ、入力インピーダンス５０Ω）について、前述の第１及び第２の位相補償回路による新規な位相補償を施した回路となっている。従来例１のTFC-LNA１０Ａ、従来例２のTFC-LNA１０Ｂと同様に、第１の実施形態のTFC-LNA２０で用いられているカスコード増幅器は約４６ｄＢの電圧増幅度を持ったものとなっており、エミッタフォロワには１２ｍＡの動作電流が与えられている。
ここで、図１のTFC-LNA２０の特性を説明する。
図１のTFC-LNA２０で用いられているトランス２３を巻数比１：２の理想トランスとした場合に、トランジスタ２４のベースにおいて観測される帰還ループ利得の伝達関数（ｓ）は、簡単なモデルを用いると以下の式（１）で表される。
Figure 2009111933
なお、
ｇｍ１は、トランジスタ２４のトランスコンダクタンス、
ｇｍ２は、トランジスタ２７のトランスコンダクタンス、
Ｃｂは、トランジスタ２４のベース−コレクタ間寄生容量値、
Ｃｃは、キャパシタ４３の容量値、
Ｒｃは、抵抗２８の抵抗値、
Ｃｐは、キャパシタ４２の容量値、
Ｒｐは、抵抗４５の抵抗値、
Ｒｆｂは、抵抗４４の抵抗値、
ＲＬは、抵抗３０の抵抗値、
Ｒｓは、信号源２１の出力インピーダンス値を示す。
抵抗４５及びキャパシタ４２による位相補償の無い場合、つまり、ｇｐ＝０の場合について考えると、帰還ループ利得の伝達関数Ｔ（ｓ）は、簡単な二次式となり、ｓ＝−１／（Ｃｃ・Ｒｃ）で与えられる点に零点が生じる。ｓの右半面領域にもＴ（ｓ）の零点が存在するが、これは通常非常に高い周波数に位置しており、帰還ループ利得が1以上の周波数領域にはあまり影響しない。
ωｚ１＝１／（Ｃｃ・Ｒｃ）で与えられる周波数付近で、零点の効果により位相の減衰が緩和される部分が現れるために、帰還ループ利得が１になるクロスポイント周波数における位相余裕が増大し、TFC-LNA２０が安定化される。
このように基本的には、TFC-LNA２０における第１の位相補償回路即ち抵抗２８及びキャパシタ４３のみを使用し、後述の第２の位相補償回路を省いた場合でもTFC-LNA２０を安定に動作させることが可能であるが、実際にはTFC-LNA２０で使用している素子やトランス２３に様々な寄生容量、寄生インダクタンスが伴っているために十分な位相余裕が確保できない場合もある。このため、本実施形態では、更に位相余裕を増加させるために、第２の位相補償回路即ちキャパシタ４２と抵抗４５とを付加している。
このときωｚ２＝１／（Ｃｐ・Ｒｐ）で与えられる周波数付近にも零点が生じ、帰還ループ利得の位相を増加させるように作用するために、第１の位相補償回路即ち抵抗２８及びキャパシタ４３のみを使用した場合に比べて更に位相余裕を増加させることが可能となる。
図２は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０について、その帰還ループ利得をＢｏｄｅプロットとして表示したものであり、トランジスタ２４のベースにおいて観測される帰還ループ利得をシミュレーションで測定した結果をプロットしたものである。
第１の実施形態のTFC-LNA２０について、その帰還ループ利得は最大絶対値（低周波帯で周波数によらずほぼ一定となっている領域での値）が約４５ｄＢ、−３ｄＢカットオフ周波数が約５０ＭＨｚ、帰還ループ利得の大きさが０ｄＢに等しくなるクロスポイント周波数が約５５０ＭＨｚという特性を持ったものになっている。また、TFC-LNA２０の安定性を表す位相余裕は約４５°、利得余裕は約１３ｄＢとなっている。
第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０における第１の位相補償回路の回路定数から前述のωｚ１を求めると、約１３０ＭＨｚとなる。同様に、第２の位相補償回路の回路定数から前述のωｚ２を求めると、約７１０ＭＨｚとなる。
従来例１（図１４）のドミナントポール補償法により補償されたTFC-LNA１０Ａに比べて、第１の実施形態（図１）では同程度の安定性を持ち尚且つより高い周波数まで高い帰還ループ利得を保持することができるTFC-LNA２０を、集積化可能な程度の小容量の位相補償用キャパシタを用いて実現することが可能になっている。
次に本実施形態の効果についてシミュレーション結果により説明する。
図３（ａ）〜（ｃ）は、図１のTFC-LNA２０の雑音指数（ＮＦ）、反射係数（Ｓ１１）及び透過係数（Ｓ２１）のシミュレーション結果を示す図である。
第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０では、図３（ａ）〜（ｃ）のように、大体２００ＭＨｚ付近まで満足なＳ１１、ＮＦの値と安定なＳ２１が得られており、広帯域での動作が可能となっていることが判る。
図４は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０について、３次入力インターセプトポイント（ＩＩＰ３）特性をシミュレーションした結果を示す図であり、横軸は周波数（ＭＨｚ)、縦軸はＩＩＰ３(ｄＢｍ)をそれぞれ表している。
第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０についてのＩＩＰ３特性のシミュレーションでは、測定周波数を中心として±１０ｋＨｚだけ外れた周波数で−５０ｄＢｍのパワーを持つ２つのトーン信号を入力として用いている。図４に示されているように、７５ＭＨｚ以下の帯域で＋４０ｄＢｍ以上の、２００ＭＨｚ以下の帯域で約１９ｄＢｍ以上のＩＩＰ３値が得られており、第１の実施形態のTFC-LNA２０により、広帯域で高い３次歪特性を持ったTFC-LNAが実現されていることが判る。
図５は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０について、２次入力インターセプトポイント（以下、ＩＩＰ２）特性をシミュレーションした結果を示す図であり、横軸は周波数（ＭＨｚ)、縦軸はＩＩＰ２(ｄＢｍ)をそれぞれ表している。
第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０についてのＩＩＰ２のシミュレーションでは、ＩＩＰ３特性測定時と同じ仕様の２つのトーン信号を入力として用いている。図５に示されるように、６０ＭＨｚ以下の帯域で＋６０ｄＢｍ以上の、１００ＭＨｚ以下の帯域で約＋５０ｄＢｍ以上のＩＩＰ２値が得られており、第１の実施形態のTFC-LNA２０により、広帯域で高い２次歪特性を持ったTFC-LNAが実現されていることが判る。
図６は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０について、そのＮＦ値（図３）とそのＩＩＰ３値（図４）を用いてスプリアスフリーダイナミックレンジ（以下、ＳＦＤＲと言う）特性を算出した結果を示す図である。
第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０のＳＦＤＲ特性（図６）は、受信信号の帯域幅を１２．５ＫＨｚ、環境温度を３００Ｋと仮定して、１ＭＨｚ〜２００ＭＨｚの帯域について算出したものである。図６に示されているように、２００ＭＨｚ以下の帯域で約１００ｄＢ以上のＳＦＤＲ値が得られており、第１の実施形態のTFC-LNA２０により、広帯域で高いダイナミックレンジを持ったTFC-LNAが実現されていることが判る。
先に説明したように、TFC-LNA２０の利得は、トランス２３の巻数比Nによって決定されるが、現在市販されている高周波用広帯域トランスの巻数比は最大でも１：４程度に止まっている。このため、高周波用増幅器に応用された場合、TFC-LNA２０の最大利得として実現可能な値は、大体１２ｄＢ程度以下に限られたものとなる。受信機全体で高ダイナミックレンジを達成することを考えた時、TFC-LNA２０の利得が高いほど後段のミキサーに要求されるＩＩＰ３も高くなる。
一般的に、ＩＩＰ３特性を向上させることは、消費電力を増加させることを意味し、所要のダイナミックレンジを達成し尚且つ受信機システム全体の消費電力を最小化するためには、低雑音増幅器とミキサーの消費電力即ちＩＩＰ３値のバランスをとる必要がある。低雑音増幅器の利得が高すぎることは、受信機システムにおいてこのバランスが崩れ、受信機システム全体の消費電力が最適化されたものとなっていないことを意味し、必ずしも望ましいことではない。
このため、本実施形態の適用対象としているような高ダイナミックレンジを必要とする用途では、トランス２３の巻数比を高くできないことがTFC-LNA２０の利用にあたって重大な欠点となることはない。
また、実際のトランス２３で特にコア材を利用したものは、コアの非線形性・ヒステリシス・飽和等によって増幅器の線形性が理想よりも悪化したものとなるが、これは、小電力信号入力時の増幅器の歪特性を表すＩＩＰ３値よりも、大電力信号入力時のそれを表すＰ１ｄＢ値の低下という形で現れやすい。
［第２の実施形態］
図７は、本発明の第２の実施形態に係るTFC-LNA５０を示す構成図である。
本実施形態のTFC-LNA５０は、第１の実施形態のTFC-LNA２０の電流源３９を可変電流源５１に置換したものであり、他の構成は第１の実施形態のTFC-LNA２０と同様である。
前述の第１の実施形態に係るTFC-LNA２０では、高いダイナミックレンジを実現する必要から、その出力バッファとなるエミッタフォロワに１２ｍＡあまりの動作電流が与えられている。TFC-LNA２０には直流電源電圧Ｖｄ１として１０Ｖが印加されているため、出力バッファにより、１２０ｍＷの電力が消費されていることになる。１２０ｍＷという消費電力値は、固定無線機にとってはその全消費電力に比べて僅かなものであり問題となることはないが、一般的なバッテリー動作機器にとっては、バッテリー持続時間を考える上で無視できない大きさであると言える。
高ダイナミックレンジのTFC-LNAを備えたバッテリー動作受信機を長時間連続運用することを考えた場合、一般的に受信環境は妨害波発信源の移動などによって動的に変化しているため、受信機運用期間中には、妨害波の信号強度が比較的弱く、低いダイナミックレンジの低雑音増幅器を用いても十分満足な復調・受信を行うことができる期間も存在している。
従って、常に高ダイナミックレンジのTFC-LNAを用いる必要はなく、受信環境に応じて動的にダイナミックレンジを増減させた場合でも、満足な復調・受信を連続して行うことが可能であることが判る。一般に、低雑音増幅器のダイナミックレンジはその消費電力に対して単調増加関係にあるため、動的にTFC-LNAのダイナミックレンジを増減させることにより、常に高ダイナミックレンジで運用した場合に比べて、受信機運用期間中の総消費電力量を低減させ、バッテリー持続時間を延ばすことが可能となる。
このようにTFC-LNAの消費電力を動的に変化させることを考えた場合に、それに合わせて補償回路の定数を動的に切り替えることは、一般に困難で現実的ではない。同じ位相補償回路でTFC-LNAの安定性が保たれるようにするためには、消費電力を変化させた場合でもTFC-LNAのループ利得の周波数特性が変化しないことが望ましい。
トランジスタ３１によるエミッタフォロワは、一般に、その消費電力を変化させると歪特性は変化するものの、小信号特性はあまり変化しないという特徴がある。従って、トランジスタ２４，２７からなるカスコード増幅器部分の電流は一定に保ったまま、エミッタフォロワの消費電力のみを変化させることで、TFC-LNAの帰還ループ利得の周波数特性を維持しつつ、そのＩＩＰ３を増減させることができる。
エミッタフォロワの消費電力を変化させるためには、エミッタフォロワのトランジスタ３１の電源電圧（コレクタ電圧）を増減させるか、あるいはトランジスタ３１のエミッタに接続されている定電流源の電流（トランジスタ３５のコレクタ電流）を増減させることが考えられる。電源電圧（コレクタ電圧）を変化させる方法は安定化された可変電圧源を必要とし、かなり面倒なのに対して、定電流源の電流を変化させるために必要な可変電流源を作成することは、一般に知られている方法で簡単に実現可能である。このため、本実施形態のTFC-LNA５０では、可変電流源５１を用いている。
TFC-LNA５０の可変電流源５１の出力する直流電流を、第１の実施形態のTFC-LNA２０におけるエミッタフォロワの動作電流値である１２ｍＡから２ｍＡへ変化させると、エミッタフォロワの消費電力は１２０ｍＷから２０ｍＷまで低減し、第１の実施形態のTFC-LNA２０に比べて１００ｍＷほど消費電力が削減された状態となる。
図８は、第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０のＩＩＰ３特性をシミュレーションした結果を示す図であり、横軸は周波数（ＭＨｚ)、縦軸はＩＩＰ３(ｄＢｍ)をそれぞれ表している。
第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０についてのＩＩＰ３特性のシミュレーションでは、可変電流源５１の出力する直流電流を２ｍＡとし、測定周波数を中心として±１０ｋＨｚだけ外れた周波数で−５０ｄＢｍのパワーを持つ２つのトーン信号を入力として用いている。図８のシミュレーション結果に示されているように、１００ＭＨｚ以下の帯域で＋２０ｄＢｍ以上の、２００ＭＨｚ以下の帯域で＋１０ｄＢｍ以上のＩＩＰ３値が得られている。
＋１０ｄＢｍ程度のＩＩＰ３値を持つ低雑音増幅器は、一般的な受信機システムにおいて普通に使用されており、図８に示したTFC-LNA５０のＩＩＰ３特性は特に悪いものではなく、実用的な受信機に用いるために十分な性能であると言える。
図８には、可変電流源５１の出力する直流電流の値を１２ｍＡとしたときのTFC-LNA５０のＩＩＰ３特性についてシミュレーションした結果も、２ｍＡ時の特性と併せて示されている。可変電流源５１の出力電流を２ｍＡから１２ｍＡの間で連続的或いは段階的に変化させることで、図８に斜線で表示されている２本のＩＩＰ３特性曲線の間に挟まれた領域中の任意のＩＩＰ３値を持つ動作状態となるように、TFC-LNA５０を設定することができる。例えば１０ＭＨｚの点では＋４５ｄＢｍ〜＋２５ｄＢｍの範囲でTFC-LNA５０のＩＩＰ３を増減させることができる。後述するように、可変電流源５１の出力電流値にTFC-LNA５０の雑音指数特性は殆ど依存しないため、これはTFC-LNA５０のダイナミックレンジの上限のみを可変電流源５１の出力電流により制御することが可能であることを意味する。
実際に、受信器システムおいてTFC-LNA５０を有効に用い省電力化を図るには、受信状態に合わせて適切なダイナミックレンジ即ち適切な可変電流源５１の出力電流値をTFC-LNA５０に動的に設定することが必要となる。このためには、例えばデジタル変調信号用受信機の場合、ある時刻における隣接チャネルと隣隣接チャネルでの信号レベル及び復調信号のビットエラーレートを検出し、それらの値に基づき満足なＳ／Ｎ比を持った復調信号を得るために必要な可変電流源５１の最小設定電流値を算出し、TFC-LNA５０の可変電流源５１にその算出した電流値を設定する、といった一連のダイナミックレンジ調整手順が、一定時間間隔で繰り返し実行されるようにしておけばよい。
図９は、第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０についてのＩＩＰ２特性のシミュレーション結果を示す図であり、横軸は周波数（ＭＨｚ)、縦軸はＩＩＰ２(ｄＢｍ)をそれぞれ表している。
第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０についてのＩＩＰ２特性のシミュレーションでは、可変電流源５１の出力する直流電流を２ｍＡとし、ＩＩＰ３特性の測定時と同じ仕様の２つのトーン信号を入力として用いている。図９には、可変電流源５１の出力する直流電流の値を１２ｍＡとしたときのTFC-LNA５０のＩＩＰ２特性についてシミュレーションした結果も、２ｍＡ時の特性と併せて示されている。図９に示されているように、TFC-LNA５０の消費電力を約１００ｍＷ低減させた時に、例えば１００ＭＨｚ以下の帯域でＩＩＰ２特性の値が最大電流（１２ｍＡ）時に比べて約１０ｄＢｍ程低下しているが、最小電流（２ｍＡ）時においても１００ＭＨｚ以下の帯域で＋４０ｄＢｍ以上のＩＩＰ２特性が得られており、十分実用的であると言える。
図１０（ａ）〜（ｃ）は、第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０の雑音指数（ＮＦ）、反射係数（Ｓ１１）及び透過係数（Ｓ２１）のシミュレーション結果を示す図である。
図１０（ａ）〜（ｃ）には、第２の実施形態（図７）において、可変電流源５１の出力する直流電流の値を１２ｍＡとした時のTFC-LNA５０の雑音指数（ＮＦ）、反射係数（Ｓ１１）及び透過係数（Ｓ２１）のシミュレーション結果と、可変電流源５１の出力する直流電流の値を２ｍＡとした時のそれらの特性が１ＭＨｚ〜１ＧＨｚの帯域について合わせて示されている。図１０（ａ）〜（ｃ）の各周波数特性について見ると、可変電流源５１の出力電流を１２ｍＡから２ｍＡに変えたことによる影響は殆ど認められず、TFC-LNA５０の小信号特性がエミッタフォロワのトランジスタ３１の動作電流値に依存しないことが判る。
図１１は、第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０についての帰還ループ利得のシミュレーション結果を示す図である。
図１１は、第２の実施形態（図７）のTFC-LNA５０に関して、可変電流源５１の出力する直流電流の値を２ｍＡとし、トランジスタ２４のベースにおいて観測される帰還ループ利得をシミュレーションにより測定した結果と、可変電流源５１の出力する直流電流の値を１２ｍＡとしたときの同特性の結果とを、共に０．１ＭＨｚ〜１０ＧＨｚの帯域について併せてＢｏｄｅプロットとして表示したものである。図１１に示されている帰還ループ利得の大きさと位相の各周波数特性について見ると、可変電流源５１の出力電流を１２ｍＡから２ｍＡに変えたことによる影響は、１ＧＨｚ以下の帯域では殆ど現れていない。これは、第２の実施形態のTFC-LNA５０のダイナミックレンジを、そのエミッタフォロワのトランジスタ３１の動作電流値を変えることにより増減させた場合でも、固定された回路定数を持つ同一の位相補償回路により、常に同程度の安定性を保つことが可能であることを示している。
［第３の実施形態］
図１２は、本発明の第３の実施形態に係るTFC-LNA６０を示す図である。
このTFC-LNA６０は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０からエミッタフォロワを構成するトランジスタ３１と、カレントミラーを構成するトランジスタ３５，３７，３８と、抵抗３６，４０と電流源３９とを取り除き、トランジスタ２７のコレクタ即ちカスコード増幅器の出力ノードを直接TFC-LNA６０の出力端子としたものである。このTFC-LNA６０の出力端子には、直流遮断用キャパシタ３２を介して出力負荷３３が接続されており、更に、直流遮断用キャパシタ３４を介して第１の負帰還路を構成するトランス２３の二次巻線と、直流遮断用キャパシタ４１を介して第２の負帰還路を構成する抵抗４４が接続されている。TFC-LNA６０の他の構成は、第１の実施形態（図１）のTFC-LNA２０と同様である。
このTFC-LNA６０のように、エミッタフォロワを構成するトランジスタ３１やカレントミラーを構成するトランジスタ３５，３７，３８及び電流源３９を取り除くことで、消費電力のさらなる低減が可能となる。消費電力の低減が可能になる代償として、TFC-LNA６０はTFC-LNA２０に比べてその歪特性が劣化したものとなることが想定されるが、高いダイナミックレンジが要求されない場合、あるいは低消費電流が要求される場合には、TFC-LNA６０を利用することができる。
［第４の実施形態］
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る差動化されたTFC-LNA８０（以下、差動TFC-LNA８０という）を示す構成図である。
前述の第１〜第３の実施形態では、単相の入力信号を増幅するTFC-LNA２０，５０，６０を示したが、本実施形態の差動TFC-LNA８０は、帰還ループ利得の安定したTFC-LNAを２個組み込んだ構成となっており、差動入力信号を増幅し、差動増幅信号を出力する差動増幅回路である。差動TFC-LNA８０は共通した回路定数を持つ、互いに対称な左右の増幅器から構成されている。図１３において、差動TFC-LNA８０の右側増幅器には、トランジスタ８４、８７及び９１が含まれ、左側増幅器にはトランジスタ１１４、１１７及び１２１が含まれている。差動TFC-LNA８０の左右の増幅器はそれぞれ個別の入出力端子を備えており、抵抗９９とトランス８３の一次巻線の接続点が右側増幅器の入力端子、抵抗１２９とトランス１１３の一次巻線の接続点が左側増幅器の入力端子、トランジスタ９１のエミッタが右側増幅器の出力端子、トランジスタ１２１のエミッタが左側増幅器の出力端子となっている。
この差動TFC-LNA８０では、出力インピーダンスＲが５０Ωの信号源７１が、バラントランス７２の一次巻線のホット側に接続されている。バラントランス７２の一次巻線のコールド側は、グランドに接続されている。バラントランス７２の二次巻線の両端は、直流遮断用キャパシタ８１，８２を介して、差動TFC-LNA８０の左右の入力端子に接続されている。バラントランス７２は、入力信号を差動信号に変換するものであり、その一次巻線と二次巻線の巻数比は例えば１：１となっている。
キャパシタ８１の他方の電極は、トランス８３の一次巻線のホット側に、接続されている。トランス８３には、例えば巻数比が１：２の市販トランスが用いられている。
トランス８３の一次巻線のコールド側が、ＮＰＮ型トランジスタ８４のベースに接続されている。トランジスタ８４のベースには、さらにバイアス用電源８５の正極がチョークコイル８６を介して接続されている。
トランジスタ８４のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタ８７のエミッタに接続されている。トランジスタ８７のベースは、位相補償用抵抗８８を介してバイアス用電源８９の正極に接続されている。抵抗８８は、後述するキャパシタ９８と相まって作用し、差動TFC-LNA８０の右側増幅器に関して位相補償を行うための、第４の実施形態における第１の位相補償回路を構成するものである。バイアス用電源８９の負極はグランドに接続されている。
トランジスタ８４及びトランジスタ８７は、カスコード接続され、抵抗９０を負荷とするカスコード増幅器を構成している。トランジスタ８７のコレクタに、カスコード増幅器の負荷素子となる抵抗９０の一端が接続されている。抵抗９０の他端には直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。
抵抗９０とトランジスタ８７のコレクタとの接続点は、カスコード増幅器の増幅出力電圧信号を出力する出力ノードになっており、ＮＰＮトランジスタ９１のベース即ちエミッタフォロワの入力端子に接続されている。トランジスタ９１と定電流源９５はエミッタフォロワを構成しており、差動TFC-LNA８０の右側増幅器の出力バッファとして動作している。トランジスタ９１のコレクタには、直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。トランジスタ９１のエミッタは、直流遮断用のキャパシタ９２の一方の電極に接続されている。
差動TFC-LNA８０の右側出力端子即ちトランジスタ９１のエミッタには、トランス８３の二次巻線のコールド側が直流遮断用キャパシタ９４を介して接続されている。トランス８３の二次巻線に印加された出力電圧信号は、電磁結合により、トランス８３の一次側に伝達され直列帰還される。これが第４の実施形態の差動TFC-LNA８０における第１の負帰還路を構成している。トランジスタ９１のエミッタには、エミッタフォロワの動作電流を与えるための定電流源９５が接続されている。電流源９５はカレントミラー回路で構成してもよい。
トランジスタ９１のエミッタには、さらに、直流遮断用キャパシタ９６の一方の電極と、位相補償用キャパシタ９７の一方の電極と、位相補償用キャパシタ９８の一方の電極とが接続されている。
差動TFC-LNA８０の右側出力端子とトランス８３の一次巻線のホット側即ち差動TFC-LNA８０の右側信号入力端子との間には、抵抗９９と直流遮断用キャパシタ９６が直列に接続されており、出力信号をシャント帰還するように作用する。これが第４の実施形態の差動TFC-LNA８０における第２の負帰還路を構成している。
キャパシタ９７及び抵抗１００により、差動TFC-LNA８０の右側増幅器に関して位相補償を行うための、第４の実施形態における第２の位相補償回路が構成される。
一方、キャパシタ８２の他方の電極は、トランス１１３の一次巻線のホット側に、接続されている。トランス１１３には、例えば巻数比が１：２の市販トランスが用いられている。
トランス１１３の一次巻線のコールド側が、ＮＰＮ型トランジスタ１１４のベースに接続されている。トランジスタ１１４のベースには、さらにバイアス用電源１１５の正極がチョークコイル１１６を介して接続されている。
トランジスタ１１４のコレクタは、ＮＰＮ型トランジスタ１１７のエミッタに接続されている。トランジスタ１１７のベースは、抵抗１１８を介してバイアス用電源１１９の正極に接続されている。抵抗１１８は、後述するキャパシタ１２８と相まって作用し、差動TFC-LNA８０の左側増幅器に関して位相補償を行うための、第４の実施形態における第３の位相補償回路を構成するものである。バイアス用電源１１９の負極はグランドに接続されている。
トランジスタ１１４及びトランジスタ１１７は、カスコード接続され、抵抗１２０を負荷とするカスコード増幅器を構成している。トランジスタ１１７のコレクタに、カスコード増幅器の負荷素子となる抵抗１２０の一端が接続されている。抵抗１２０の他端には直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。
抵抗１２０とトランジスタ１１７のコレクタとの接続点は、カスコード増幅器の増幅出力電圧信号を出力する出力ノードとなっており、ＮＰＮ型トランジスタ１２１のベース即ちエミッタフォロワの入力端子に接続されている。トランジスタ１２１と定電流源１２５はエミッタフォロワを構成しており、差動TFC-LNA８０の左側増幅器の出力バッファとして動作している。トランジスタ１２１のコレクタには、直流電源電圧Ｖｄ１が印加されている。トランジスタ１２１のエミッタは、直流遮断用のキャパシタ１２２の一方の電極に接続されている。
差動TFC-LNA８０の左側出力端子即ちトランジスタ１２１のエミッタには、トランス１１３の二次巻線のコールド側が直流遮断用キャパシタ１２４を介して接続されている。トランス１１３の二次巻線に印加された出力電圧信号は、電磁結合により、トランス１１３の一次側に伝達され直列帰還される。これが第４の実施形態の差動TFC-LNA８０における第３の負帰還路を構成している。
トランジスタ１２１のエミッタには、エミッタフォロワの動作電流を与えるために定電流源１２５が接続されている。電流源１２５はカレントミラー回路で構成してもよい。
トランジスタ１２１のエミッタには、さらに、直流遮断用キャパシタ１２６の一方の電極と、位相補償用キャパシタ１２７の一方の電極と、位相補償用キャパシタ１２８の一方の電極とが接続されている。
差動TFC-LNA８０の左側出力端子とトランス１１３の一次巻線のホット側即ち差動TFC-LNA８０の左側信号入力端子との間には、抵抗１２９と直流遮断用キャパシタ１２６が直列に接続されており、出力信号をシャント帰還するように作用する。これが第４の実施形態の差動TFC-LNA８０における第４の負帰還路を構成している。
キャパシタ１２７及び抵抗１３０により、TFC-LNA８０の左側増幅器に関して位相補償を行うための、第４の実施形態における第４の位相補償回路が構成される。
トランジスタ８４，１１４のエミッタには、ＮＰＮ型トランジスタ１３１のコレクタが接続されている。トランジスタ１３１のベースは、ＮＰＮ型トランジスタ１３２のベース及びコレクタに接続され、トランジスタ１３１，１３２がカレントミラー回路を構成する。
トランジスタ１３２のコレクタには、定電流源１３３が接続されている。トランジスタ１３１のエミッタは、抵抗１３４を介してグランドに接続されている。トランジスタ１３２のエミッタは、抵抗１３５を介してグランドに接続されている。トランジスタ１３１のコレクタ電流は、定電流源１３３により常に一定となるように制御されており、このため差動TFC-LNA８０の左右の増幅器は、その左右の出力信号の和が常に一定値を保つ平衡信号となるように関連付けられて動作する。
エミッタフォロワのトランジスタ９１とエミッタフォロワのトランジスタ１２１の各エミッタ端子が差動TFC-LNA８０の差動出力端子対となっており、これらの出力端子は、直流遮断用キャパシタ９２及び１２２を介してバラントランス１４０の一次巻線の両端に接続されている。バラントランス１４０の二次巻線のホット側に、例えば５ＫΩの負荷１４１が接続される。
第４の実施形態（図１３）では、単相入力信号が、バラントランス７２により差動入力信号に変換された後に差動TFC-LNA８０に入力されており、また、差動TFC-LNA８０の差動増幅出力信号が、バラントランス１４０により単相出力信号に変換された後に負荷１４１に印加されている。バラントランス１４０の巻数比は、例えば１：１となっている。
差動カスコード増幅器においては通常カスコード増幅器の上段のトランジスタ、即ちトランジスタ８７及びトランジスタ１１７に当たるトランジスタの各ベース端子が交流的に接地された状態となっている。これに対して前述のように、第４の実施形態の差動TFC-LNA８０では、トランジスタ８７のベースにはキャパシタ９８と抵抗８８からなる第１の位相補償回路が、トランジスタ１１７のベースには前述のキャパシタ１２８と抵抗１１８からなる第３の位相補償回路が接続されており、更に、差動TFC-LNA８０の右側増幅器の出力端子と入力端子の間には、キャパシタ９７と抵抗１００からなる第２の位相補償回路が、差動TFC-LNA８０の左側増幅器の出力端子と入力端子の間にはキャパシタ１２７と抵抗１３０からなる第４の位相補償回路が、接続されている。これらの位相補償回路によって、差動TFC-LNA８０の安定化が実現されている。
差動TFC-LNA８０の電圧利得は理想的にはトランス８３及びトランス１１３の巻数比Ｎで与えられる。第４の実施形態（図１３）の差動TFC-LNA８０では巻数比が１：２の市販トランスが用いられており、その電圧利得は約６ｄＢとなっている。差動TFC-LNA８０の差動入力インピーダンスは、理想的には前述の巻数比Ｎと帰還抵抗９９及び１２９の抵抗値Ｒを用いて２Ｒ／（Ｎ＋１）で与えられる。第４の実施形態（図１３）の差動TFC-LNA８０では、標準的な信号源インピーダンス値である５０Ωに整合するために、その帰還抵抗値Ｒが７５Ωに設定されている。
なお、本発明は、上記第１〜第４の実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、第１〜第４の実施形態では、各トランジスタをバイポーラトランジスタで構成したが、ＭＯＳトランジスタ或いはバイポーラトランジスタとＭＯＳトランジスタの両方を用いて構成してもよい。
第４の実施形態の差動TFC-LNA８０では、そのエミッタフォロワを構成するトランジスタ９１及びトランジスタ１２１の動作電流を固定し、定電流源９５及び定電流源１２５により与えていたが、第２の実施形態のTFC-LNA５０と同様に、これらの動作電流を可変としてもよい。
また、第３の実施形態のTFC-LNA６０と同様に、出力バッファ即ちエミッタフォロワを省き、トランジスタ８７及びトランジスタ１１７のコレクタを直接差動出力端子としてもよい。これらの変形により、差動TFC-LNAの消費電力量を低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係るTFC-LNAを示す構成図である。 第１の実施形態のTFC-LNAについての帰還ループ利得のシミュレーション結果を示す図である。 第１の実施形態のTFC-LNAについての雑音指数（ＮＦ）、反射係数（Ｓ１１）及び透過係数（Ｓ２１）のシミュレーション結果を示す図である。 第１の実施形態のTFC-LNAについてのＩＩＰ３特性のシミュレーション結果を示す図である。 第１の実施形態のTFC-LNAについてのＩＩＰ２特性のシミュレーション結果を示す図である。 第１の実施形態のTFC-LNAについてのTFC-LNAのＳＦＤＲ特性の計算結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るTFC-LNAを示す図である。 第２の実施形態のTFC-LNAについてのＩＩＰ３特性のシミュレーション結果を示す図である。 第２の実施形態のTFC-LNAについてのＩＩＰ２特性のシミュレーション結果を示す図である。 第２の実施形態のTFC-LNAについての雑音指数（ＮＦ）、反射係数（Ｓ１１）及び透過係数（Ｓ２１）のシミュレーション結果を示す図である。 第２の実施形態のTFC-LNAについての帰還ループ利得のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係るTFC-LNAを示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る差動TFC-LNAを示す構成図である。 従来の位相補償法の一つであるドミナントポール補償法を適用したTFC-LNAの例を示す図である。 従来例１のTFC-LNAについての帰還ループ利得を示す図である。 従来例１のTFC-LNAについてのＩＩＰ３特性のシミュレーション結果を示す図である。 従来の位相補償法の一つであるミラー補償法を適用したTFC-LNAの例を示す図である。 従来例２のTFC-LNAについての帰還ループ利得を示す図である。
符号の説明
１０Ａ，１０Ｂ，２０，５０，６０・・・TFC-LNA
８０・・・差動TFC-LNA
３，２３，８３，１１３・・・トランス
４，７，１０，２４，２７，３１，８４，８７，９１，１１４，１１７，１２１・・・ＮＰＮ型トランジスタ
１１，１９，４２，４３，９７，９８，１２７，１２８・・・位相補償用キャパシタ
２８，４５，８８，１００，１１８，１３０・・・位相補償用抵抗

Claims (6)

  1. 入力信号が印加される信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する変圧器と、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記一次巻線の端子の内、前記信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された入力段トランジスタと、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する上段トランジスタと、
    前記入力信号の増幅結果を出力ノードに与える増幅結果伝達回路と、
    前記出力ノード上の入力信号の増幅結果を前記二次巻線に印加する第１の負帰還回路と、
    前記出力ノードと前記信号入力端子の間に接続される第２の負帰還回路と、
    前記出力ノードと前記上段トランジスタの制御電極に接続された第１の位相補償回路と、
    前記出力ノードと前記入力段トランジスタの制御電極に接続された第２の位相補償回路と、
    を備えることを特徴とする低雑音増幅器。
  2. 前記増幅結果伝達回路は、前記上段トランジスタの第２の導通電極に接続されたエミッタフォロワまたはソースフォロワを備え、該エミッタフォロワまたはソースフォロワから出力される信号を前記入力信号の増幅結果として前記出力ノードに与えることを特徴とする請求項１に記載の低雑音増幅器。
  3. 前記エミッタフォロワまたはソースフォロワに流れる電流を可変とする消費電流調整手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の低雑音増幅器。
  4. 第１の入力信号が印加される第１の信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する第１の変圧器と、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記第１の変圧器が有する一次巻線の端子の内、前記第１の信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された第１の入力段トランジスタと、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が第１の負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記第１の入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該第１の入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する第１の上段トランジスタと、
    前記第１の入力信号の増幅結果を第１の出力ノードに与える第１の増幅結果伝達回路と、
    前記第１の出力ノード上の第１の入力信号の増幅結果を前記第１の変圧器の二次巻線に印加する第１の負帰還回路と、
    前記第１の出力ノードと前記第１の信号入力端子の間に接続される第２の負帰還回路と、
    第２の入力信号が印加される第２の信号入力端子に一端が接続された一次巻線と該一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する第２の変圧器と、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、前記第２の変圧器が有する一次巻線の端子の内、第２の信号入力端子と接続されていない方の端子と該制御電極が接続された第２の入力段トランジスタと、
    制御電極と該制御電極によって導通状態が変化する第１の導通電極及び第２の導通電極とを有し、該第２の導通電極が第２の負荷素子に接続されると共に該第１の導通電極が前記第２の入力段トランジスタの第２の導通電極に接続されて該第２の入力段トランジスタにカスコード接続され、出力インピーダンスを高めるように作用する第２の上段トランジスタと、
    前記第２の入力信号の増幅結果を第２の出力ノードに与える第２の増幅結果伝達回路と、
    前記第２の出力ノード上の第２の入力信号の増幅結果を前記第２の変圧器の二次巻線に印加する第３の負帰還回路と、
    前記第２の出力ノードと前記第２の信号入力端子の間に接続される第４の負帰還回路と、
    前記第１の入力段トランジスタ、前記第１の上段トランジスタ及び前記第１の負荷素子を含む電流路と前記第２の入力段トランジスタ、前記第２の上段トランジスタ及び前記第２の負荷素子を含む電流路とに接続された定電流回路と、を備えた差動増幅器であって、
    前記第１の出力ノードと前記第１の上段トランジスタの制御電極に接続された第１の位相補償回路と、
    前記第１の出力ノードと前記第１の入力段トランジスタの制御電極に接続された第２の位相補償回路と、
    前記第２の出力ノードと前記第２の上段トランジスタの制御電極に接続された第３の位相補償回路と、
    前記第２の出力ノードと前記第２の入力段トランジスタの制御電極に接続された第４の位相補償回路と、
    を備えることを特徴とする差動増幅器。
  5. 前記第１の増幅結果伝達回路は、前記第１の上段トランジスタの第２の導通電極に接続された第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワを備え、該第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワから出力される信号を前記第１の入力信号の増幅結果として前記第１の出力ノードに与え、
    前記第２の増幅結果伝達回路は、前記第２の上段トランジスタの第２の導通電極に接続された第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワを備え、該第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワから出力される信号を前記第２の入力信号の増幅結果として前記第２の出力ノードに与える、
    ことを特徴とする請求項４に記載の差動増幅器。
  6. 前記第１のエミッタフォロワまたは第１のソースフォロワに流れる電流と、前記第２のエミッタフォロワまたは第２のソースフォロワに流れる電流とを可変とする消費電流調整手段を備えることを特徴とする請求項５に記載の差動増幅器。
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