CN110677132A - 一种射频线性功率放大器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种射频线性功率放大器电路，包括射频驱动管(Q1)和射频功率放大管(Q2)；射频驱动管(Q1)的基极与放大器电路的输入端(RF IN)连接，射频驱动管(Q1)的集电极与所述射频功率放大管(Q2)的基极连接，射频功率放大管(Q2)的集电极与放大器电路的输出端(RF out)连接；射频驱动管(Q1)的基极到放大器电路的输入端(IN)之间并有联预失真电路和偏置电路(1)，并且串联镇流电阻(R10)，同时该镇流电阻(R10)并联电容(C10)；射频功率放大管(Q2)的基极到射频驱动管(Q1)之间并联偏置电路(2)，并且串联镇流电阻(R20)，同时该镇流电阻(R20)并联电容(C20)；本发明射频线性功率放大器不仅可提高功放设计的效率，并且能实现很好的线性度。

Description

一种射频线性功率放大器电路
技术领域
本发明涉及射频功率放大器技术领域，尤其涉及一种射频线性功率放大器电路。
背景技术
射频功率放大器是无线发射机的关键部件，其应用频段涵盖极广，从数百MHz的民用移动通讯领域一直到上百GHz以上的电子战、雷达等军事范畴。射频功率放大器的基本工作原理是将已调的频带信号放大到所需要的功率值，并送到天线中发射，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平。
由于射频功率放大器的作用是向负载输出足够的信号功率，为此它需要消耗大的电源能量，负载上得到的交流功率与电源提供的直流功率的比值称为功率放大器的效率，这是一个关键指标。另外，随着通信技术的发展，为了充分利用频谱效率，现代通信系统采用了愈发复杂的调制方式，功率放大器在高峰均比(PAPR)的情况下要能无失真、准确地放大波形包络含有信息的输入信号，其线性度就显得格外重要。然而，效率和线性度是一对矛盾。射频功率放大器的效率越高，线性度就越低，另一方面输出功率越大，效率越高，而由非线性引起的增益压缩与相位偏移失真也越强。因此，设计时需要加上适当的线性化措施以保证功率放大器既具有较高的线性度来满足通信质量的要求，同时又具有较高的效率来延长设备的工作时间，提高用户体验。
由于射频功率放大器在工作时会产生大量的热，芯片温度会快速上升，导致晶体管的工作状态发生变化，最常见的就是偏置电压或电流会偏离设计的值，造成功率放大器的线性度下降，最终影响输出功率。现有技术主要是采用自适应线性化偏置电路来抵消这种影响，原理图如图1所示。射频功率管QRF的偏置电流由Q1和Q2组成的电流镜提供，通过调节限流电阻R1即可获得所需设计值；把基极和集电极接在一起作二极管用的Q1和Q3在提供基准电压的同时，能协同镇流电阻R2起到温度补偿作用；NPN管Q2的基-射PN结和到地电容C1形成线性化的结构，在工作频率下，其整体阻抗减小，相当于引入一条射频通路，且电容C1的阻抗远小于Q1、Q3与R1并联的阻抗值，因此大部分泄露信号都能通过C1耦合到地，从而保证了Q2基极电位的相对稳定。当输入的射频功率持续增加时，工作于线性状态的QRF管的基-射极电压VBE1会逐渐下降，跨导降低，同时基极电流和集电极电流会变大，其线性度在大信号状态下急剧恶化，如图2所示(m1->m2)，而所引入的线性化电容C1使进入Q2管的基极功率变大，类似的，Q2管的基-射极电压VBE2会相应减小，再结合前述具有高度恒定的Q2基极电位，那么VBE2的减小就能补偿QRF的基极电压偏置点，将m2抬高至m3，从而达成改善功放整体线性度的目标。
但现有技术方案所提出的射频功率放大器偏置电路，对于现今更为严苛的复杂通信系统而言，其线性化效果还有待于进一步加强。当设定电容C1的值使功率放大器能获得较为平坦的功率增益时，其相位偏移在大信号阶段呈现先增加后减小的变化趋势，如图3中上端曲线所示；而若通过适当增大线性化电容C1的值时，把输出信号的相位波动控制在一个较小的区间内，此时的增益又会出现延展失真现象，如图4所示的上翘曲线。因此，对于所有的情况，当输出功率达到一定的条件下(接近饱和)，功率放大器均呈现出增益的快速下降，此即为增益压缩。现有技术无法同时把幅度失真(AM-AM)和相位失真(AM-PM)同时做到最优，当满足其中一项最优指标时，另一项将不可避免地出现较大的恶化。
此外，现有为了增强功放管的热稳定性而设计的镇流电阻R2串接在偏置电路和QRF管基极之间，电流通过时会带来一定的功率消耗，同时偏置电路呈现出的输入阻抗变化导致功率放大器的线性度变差的问题。
发明内容
本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提出一种射频线性功率放大器电路，不仅可提高功放设计的效率，并且能实现很好的线性度。
为达此目的，本发明采用以下技术方案：
一种射频线性功率放大器电路，包括射频驱动管(Q1)和射频功率放大管(Q2)；所述射频驱动管(Q1)的基极与放大器电路的输入端(RF IN)连接，所述射频驱动管(Q1)的集电极与所述射频功率放大管(Q2)的基极连接，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与放大器电路的输出端(RF out)连接；所述射频驱动管(Q1)的基极到放大器电路的输入端(IN)之间并有联预失真电路和偏置电路(1)，并且串联镇流电阻(R10)，同时该镇流电阻(R10)并联电容(C10)；所述射频功率放大管(Q2)的基极到射频驱动管(Q1)之间并联偏置电路(2)，并且串联镇流电阻(R20)，同时该镇流电阻(R20)并联电容(C20)。
进一步说明，所述失真电路模块包括：二级管、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和隔直电容(DCB)；所述二极管正极连接电源，负极接地；所述电容(Cp)并联所述二极管；所述二级管正极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述二极管与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联隔直电容(DCB)。
进一步说明，所述二级管等效为可变电阻(Rd)与结型电容(Cj)并联或替换为将基极和集电极短接的三极管。
进一步说明，所述失真电路模块包括：将基极和集电极短接的三极管、电阻(R1)、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极通过串联电阻(R1)接地，且电阻(R1)并联电容(Cp)，所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联电容(C1)。
进一步说明，所述失真电路模块包括：三极管、电阻(R1)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极接地；所述三极管的基极与集电极之间串联电阻(R1)；所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联电容(C1)。
进一步说明，所述偏置电路1包括：晶体管(Q11)、晶体管(Q21)和晶体管(Q31)，所述晶体管(Q11)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q11)的集电极与所述晶体管(Q21)的发射极之间串联电阻(R21)；所述晶体管(Q21)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q21)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q21)的集电极与所述晶体管(Q31)的集电极之间串联电阻(R11)；所述晶体管(Q31)的基极与所述晶体管(Q21)的基极相连；所述晶体管(Q31)的发射极与Ibias1之间串联电感(L11)。
进一步说明，所述偏置电路2包括：晶体管(Q12)、晶体管(Q22)和晶体管(Q32)，所述晶体管(Q12)的基极与其集电极相连，所述晶体管(Q12)的集电极与所述晶体管(Q22)的发射极相连，所述晶体管(Q22)的基极与其集电极之间串联电阻(R22)；所述晶体管(Q22)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q22)的集电极与所述晶体管(Q32)的集电极之间串联电阻(R12)；
所述晶体管(Q32)的基极通过电阻(R22)与所述晶体管(Q22)的基极相连；所述晶体管(Q32)的基极到地之间并联电容(C12)，所述晶体管(Q32)的发射极与Ibias2之间串联电阻(R32),同时该镇流电阻(R32)并联电容(C22)。
进一步说明，所述射频驱动管(Q1)的集电极与电源之间并联射频扼流线圈(RFC1)，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与电源之间并联联射频扼流线圈(RFC2)。
本发明的有益效果：
1)针对现有线性化偏置电路的优缺点，本发明根据功放电路架构的特征进行相对应的调整与改进，能达到较高水平的镜像电流复制度，有利于缩短反复调节限流电阻的时间，可提高功放设计的效率；
2)在功率放大器前级增加一个与功率管非线性特性相反的电路来补偿功率管的非线性，设计了结构并不复杂的预失真电路，提出了多种预失真电路实施方案，每种方案所能产生的预失真程度各有差异，且都能通过相应元件进行灵活调整，配合末极功放偏置电路中的线性化电容容值的选取，从而实现很好的线性度。
附图说明
图1是现有的功率放大器的自适应线性化偏置电路图；
图2是现有的功率放大器的信号状态曲线图；
图3是现有的功率放大器的相位失真曲线图；
图4是现有的功率放大器的增益失真曲线图；
图5是本发明的二端口网络；
图6是本发明一个实施例的预失真电路模块电路图；
图7是本发明一个实施例的预失真电路的I-V特性曲线图；
图8是本发明一个实施例的预失真电路模块电路图；
图9是本发明一个实施例的预失真电路模块电路图；
图10是本发明一个实施例的射频线性功率放大器电路图；
图11是本发明一个实施例的偏置电路1的电路图；
图12是本发明一个实施例的偏置电路2的电路图；
具体实施方式
下面结合附图并通过具体实施方式来进一步说明本发明的技术方案。
1、二端口网络中S21参数的推导
如图5所示，在两条特征阻抗为Z0传输线的连接处，连有一负载阻抗ZL，传输线左右端的压降分别为V1和V2，所对应的端口电流分别为I1和I2；正向传输的入射电压波设为Vi +(i＝1,2)，其对应的电流为反射回来的电压波设为Vi-(i＝1,2)，其对应的电流为
Figure BDA0002192189600000062
由上，我们可列出方程关系式(注：导纳YL＝1/ZL)：
Figure BDA0002192189600000063
I1+I2＝YLV2
首先令
Figure BDA0002192189600000064
以求出S11，此时上式可变为：
Figure BDA0002192189600000065
Figure BDA0002192189600000066
整理得：
Figure BDA0002192189600000067
V1 -(YL+Y0+Y0)＝(Y0-(YL+Y0))V1 +
Figure BDA0002192189600000068
由于
Figure BDA0002192189600000069
故：
Figure BDA00021921896000000610
预失真线性化技术是在功率放大器前级增加一个与功率管非线性特性相反的电路来补偿功率管的非线性，从而得到理想的传输函数。由前述分析知，为了尽可能提高饱和输出功率，拓宽线性工作区的范围，我们希望将增益压缩现象后延，同时需要具有相位偏移随输入功率增大而逐渐减小的预失真信号。
2、本发明所采用的并联二极管预失真线性化技术
本发明的预失真电路模块的实施方案一如图6所示，所述失真电路模块包括：二级管、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和隔直电容(DCB)；所述二极管正极连接电源，负极接地；所述电容(Cp)并联所述二极管；所述二级管正极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述二极管与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联隔直电容(DCB)。如图6所示，Vd和Id分别为二极管上的直流压降和电流。其中，所述二级管等效为可变电阻(Rd)与结型电容(Cj)并联或替换为将基极和集电极短接的三极管。
图7显示了该预失真电路的I-V特性曲线，S和L分别为小信号和大信号情况下的直流偏置点，并且各点所对应的Vd和Id分别设为Vds，Ids和Vdl，Idl。Id是Vd的函数，存在关系：
Figure BDA0002192189600000071
其中，KT/q是热电压(K为玻尔兹曼常数，T是温度，q是电子电荷)，Is是饱和电流。在S点有：
Ids＝f(Vds)
Vds＝Vcc-RbIds＝Vcc-Rbf(Vds)
随着输入功率的增大，射频信号电流被削波，经二极管整流后的直流电流Irec增加，直至L点，此时：
Idl＝Irec+f(Vdl)
Vdl＝Vcc-RbIdl＝Vcc-Rbf(Vdl)-RbIrec
综上可得，输入功率增加使得Irec随之增大并导致Rb分得更多的压降，进而引起Vd的减小，也即二极管的直流偏置点发生了偏移；此外，Rd的大小恰巧与该偏置点相关：
Figure BDA0002192189600000072
结合前述二端口网络S21参数的推导结果，易得该预失真电路的S21为：
Figure BDA0002192189600000081
其中，Z0为特征阻抗。由此即得功率增益|S21|及其相位∠S21：
Figure BDA0002192189600000083
Figure BDA0002192189600000084
根据上式推导结果，我们发现该预失真电路随着R的增大，能实现正的功率增益和负的相位偏移，其效果正好与输出级功率管的特性相反；另外，通过引入额外的电容Cp，可以控制预失真的程度，由控制方式的不同又可衍生出另外两种预失真电路，分别如图8和图9所示。
如图8，所述失真电路模块包括：将基极和集电极短接的三极管、电阻(R1)、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极通过串联电阻(R1)接地，且电阻(R1)并联电容(Cp)，所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联电容(C1)。如图8中，电阻R1的作用是提供一条直流通路，使预失真二极管能够正常导通工作；电容(Cp)与二极管的等效电容Cj相串联，用以控制耦合效应以及增益延展和负相位失真的最大偏差。
如图9，所述失真电路模块包括：三极管、电阻(R1)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极接地；所述三极管的基极与集电极之间串联电阻(R1)；所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联电容(C1)。如图9中，R1串接在起预失真作用的三极管的基极，用以控制所引入的射频输入信号，进而控制基极电压偏置点的波动，以达成增益延展和负相位失真的最大偏差控制。
3、根据本发明所述预失真电路的工作原理说明，及其相关实现形式。设计出一个两级功率放大器的实例，阐明如何融合本发明所述预失真电路来实现最优的线性化效果，整体实现架构如图10所示。
一种射频线性功率放大器电路，包括射频驱动管(Q1)和射频功率放大管(Q2)；所述射频驱动管(Q1)的基极与放大器电路的输入端(RF IN)连接，所述射频驱动管(Q1)的集电极与所述射频功率放大管(Q2)的基极连接，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与放大器电路的输出端(RF out)连接；
所述射频驱动管(Q1)的基极到放大器电路的输入端(IN)之间并有联预失真电路和偏置电路(1)，并且串联镇流电阻(R10)，同时该镇流电阻(R10)并联电容(C10)；所述射频功率放大管(Q2)的基极到射频驱动管(Q1)之间并联偏置电路(2)，并且串联镇流电阻(R20)，同时该镇流电阻(R20)并联电容(C20)。
本发明将第一级由Q1作为射频驱动管，并偏置在A类状态以实现更高的线性增益，其输入输出匹配网络采用共轭匹配；Q2是射频功率放大管，为兼顾效率与线性，并且尽可能降低静态功耗，选择工作在AB类状态，其最优输出阻抗由LoadPull仿真求得，并以此作为输出级匹配网络的变换阻抗。
具体的，输入匹配采用一阶LC高通网络，级间耦合电路采用T型匹配，如C-L-C或者C-C-L拓扑结构，末级的输出匹配采用一阶LC低通网络，用以滤除高次谐波。
本发明将预失真电路模块并接在第一级功放管偏置端，位于输入匹配之后，稳定网络之前；并且为避免功放管产生自激振荡，同时保证所需的工作带宽，通过在晶体管基极串接一个镇流电阻R，同时并联上电容C可以改善增益曲线，RC稳定网,如图10中的R10-C10和R20-C20所示。
进一步说明，所述偏置电路1包括：晶体管(Q11)、晶体管(Q21)和晶体管(Q31)，所述晶体管(Q11)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q11)的集电极与所述晶体管(Q21)的发射极之间串联电阻(R21)；所述晶体管(Q21)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q21)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q21)的集电极与所述晶体管(Q31)的集电极之间串联电阻(R11)；所述晶体管(Q31)的基极与所述晶体管(Q21)的基极相连；所述晶体管(Q31)的发射极与Ibias1之间串联电感(L11)。
如图11所示，偏置电路1，由于第一级功放偏置在A类，导通角为360°，其不存在射频信号被削波的现象，也就无需进行线性化补偿，故该偏置结构去掉了线性化电容，仅作为电流源使用，同时电感L11的加入是为了防止射频信号泄露进偏置电路，以确保镜像电流源能稳定工作，提高输入信号质量与功率增益；由于稳定网络包含电阻R11，为了使电流镜左右平衡，对称的附上了补偿电阻R21。
进一步说明，所述偏置电路2包括：晶体管(Q12)、晶体管(Q22)和晶体管(Q32)，所述晶体管(Q12)的基极与其集电极相连，所述晶体管(Q12)的集电极与所述晶体管(Q22)的发射极相连，所述晶体管(Q22)的基极与其集电极之间串联电阻(R22)；所述晶体管(Q22)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q22)的集电极与所述晶体管(Q32)的集电极之间串联电阻(R12)；
所述晶体管(Q32)的基极通过电阻(R22)与所述晶体管(Q22)的基极相连；所述晶体管(Q32)的基极到地并联电容(C12)，所述晶体管(Q32)的发射极与Ibias2之间串联电阻(R32),同时该镇流电阻(R32)并联电容(C22)。
如图12所示：偏置电路2，由于第二级功放偏置在AB类，导通角介于180°～360°之间，需要线性化电容进行自适应补偿，其电容值的大小需要结合前级预失真电路一并调节以达到最优的线性化性能；补偿电阻R22与R12的作用一致，但在此偏置结构中，放置于Q22的基极，这是因为对于末极输出功放管，其所需的偏置电流较大，倘若放在Q12与Q22的通路间，其阻值将会在几十欧的量级，小电阻的工艺偏差较大，那么其对电流镜两边支路所起到的平衡作用也就难以达到较为准确的水平；而偏置三极管的基极电流一般仅为uA级别，因此在其基极可以放置大电阻以相对减小工艺误差所带来的不利影响，提高电流复制准确度，同时也有利于减小调试时间，提高设计效率；此外，本发明还增加一个与R32并联的旁路电容C22，以稳定线性度并避免由于过大的R22削减引入的小部分射频信号而弱化电压补偿效果。
进一步说明，所述射频驱动管(Q1)的集电极与电源之间并联射频扼流线圈(RFC1)，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与电源之间并联联射频扼流线圈(RFC2)。通过射频扼流线圈RFC1和RFC2，用以通直隔交，防止射频输出信号泄露到供电端并造成干扰。
以上结合具体实施例描述了本发明的技术原理。这些描述只是为了解释本发明的原理，而不能以任何方式解释为对本发明保护范围的限制。基于此处的解释，本领域的技术人员不需要付出创造性的劳动即可联想到本发明的其它具体实施方式，这些方式都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种射频线性功率放大器电路，包括射频驱动管(Q1)和射频功率放大管(Q2)；所述射频驱动管(Q1)的基极与放大器电路的输入端(RF IN)连接，所述射频驱动管(Q1)的集电极与所述射频功率放大管(Q2)的基极连接，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与放大器电路的输出端(RF out)连接；其特征在于：
所述射频驱动管(Q1)的基极到放大器电路的输入端(IN)之间并有联预失真电路和偏置电路(1)，并且串联镇流电阻(R10)，同时该镇流电阻(R10)并联电容(C10)；所述射频功率放大管(Q2)的基极到射频驱动管(Q1)之间并联偏置电路(2)，并且串联镇流电阻(R20)，同时该镇流电阻(R20)并联电容(C20)。
2.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述失真电路模块包括：二级管、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和隔直电容(DCB)；
所述二极管正极连接电源，负极接地；所述电容(Cp)并联所述二极管；所述二级管正极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述二极管与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联隔直电容(DCB)。
3.如权利要求2所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述二级管等效为可变电阻(Rd)与结型电容(Cj)并联或替换为将基极和集电极短接的三极管。
4.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述失真电路模块包括：将基极和集电极短接的三极管、电阻(R1)、电容(Cp)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极通过串联电阻(R1)接地，且电阻(R1)并联电容(Cp)，所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RFIN)之间并联电容(C1)。
5.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述失真电路模块包括：三极管、电阻(R1)、偏置等效电阻(Rb)和电容(C1)；所述三极管的发射极接地；所述三极管的基极与集电极之间串联电阻(R1)；所述三极管的集电极与电源之间串联偏置等效电阻(Rb)；所述三极管的集电极与放大器电路的输入端(RF IN)之间并联电容(C1)。
6.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述偏置电路1包括：晶体管(Q11)、晶体管(Q21)和晶体管(Q31)，所述晶体管(Q11)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q11)的集电极与所述晶体管(Q21)的发射极之间串联电阻(R21)；所述晶体管(Q21)的基极与其集电极相连；所述晶体管(Q21)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q21)的集电极与所述晶体管(Q31)的集电极之间串联电阻(R11)；所述晶体管(Q31)的基极与所述晶体管(Q21)的基极相连；所述晶体管(Q31)的发射极与Ibias1之间串联电感(L11)。
7.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述偏置电路2包括：晶体管(Q12)、晶体管(Q22)和晶体管(Q32)，所述晶体管(Q12)的基极与其集电极相连，所述晶体管(Q12)的集电极与所述晶体管(Q22)的发射极相连，所述晶体管(Q22)的基极与其集电极之间串联电阻(R22)；所述晶体管(Q22)的集电极连接有外部可调偏置电压(Vref)；所述晶体管(Q22)的集电极与所述晶体管(Q32)的集电极之间串联电阻(R12)；
所述晶体管(Q32)的基极通过电阻(R22)与所述晶体管(Q22)的基极相连；所述晶体管(Q32)的基极到地之间并联电容(C12)，所述晶体管(Q32)的发射极与Ibias2之间串联电阻(R32),同时该镇流电阻(R32)并联电容(C22)。
8.如权利要求1所述的一种射频线性功率放大器电路，其特征在于：所述射频驱动管(Q1)的集电极与电源之间并联射频扼流线圈(RFC1)，所述射频功率放大管(Q2)的集电极与电源之间并联联射频扼流线圈(RFC2)。
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