JP5065280B2

JP5065280B2 - トランスコンダクタンス段の構成

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Publication number: JP5065280B2
Application number: JP2008536537A
Authority: JP
Inventors: ミンクァンバオ，; インガンリ，
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2005-10-20
Filing date: 2005-10-20
Publication date: 2012-10-31
Anticipated expiration: 2025-10-20
Also published as: EP1946440B1; EP1946440A1; CN101297477B; WO2007046732A1; JP2009513059A; US20080265992A1; ATE506745T1; US7626461B2; DE602005027624D1; CN101297477A

Description

本発明は、シングルエンド入力、トランジスタのエミッタ結合対、および、差動出力を備える電圧対電流トランスコンダクタンス段(stage)の構成に関する。ここで、トランジスタのエミッタ結合対は、第１のトランジスタと第２のトランジスタを備え、第３のトランジスタのエミッタが前記第１のトランジスタのコレクタに接続される。本発明は、また、トランスコンダクタンス段の構成を備えるミキサと増幅とに関するものである。

多くの異なる種類の回路において、高い線形性が要求されている。そのような構成または要素の例としては、無線通信システムにおける受信機と無線送信機とがある。そのような構成の線形性は、しばしば、または主に、システムのなかに用いられる増幅器とミキサとによって決定される。そのような増幅器またはミキサの線形性において、線形性に関する限り実際に相当な制限要因となる電圧対電流トランスコンダクタンス段が重要となる。

平衡回路が、シングルエンド回路と比較すると、いくつかの理由により多くの場合には有利である。例えば、平衡回路は、低周波数変換（ダウンコンバーション）のために用いるミキサの出力で、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号をキャンセルすることができる。平衡回路を作るためには、多くの場合、シングルエンド入力から差動出力への段が必要である。そのような段は、種々の手法で作ることができる。例えば、トランスコンダクタンス段の前に、シングルエンド入力差動出力の受動バラン（passive balun: 平衡−不平衡回路）を用いることが知られている。しかしながら、インダクタとキャパシタとから構成される受動バランは大きなチップ面積が必要であり、通常は損失が生じるため明らかに不利である。

また、バランおよびトランスコンダクタンス段として同時に働く、エミッタ結合対（ＥＣＰ: emitter-coupled-pare）を備える能動回路を用いることが知られている。このようなシングル−差動エミッタ結合対１０₀₁が、図１に示されている。この種類のトランスコンダクタンス段は、非常に小型にできて電圧対電流変換で利得を得ることもできる。

ＥＣＰトランスコンダクタンス段の線形性を改善するために、しばしば、エミッタ縮退（degenerationｄ）技術が用いられる。そのような構成１０₀₂の例を、図２に示す。図２において、抵抗Ｒｅ1および抵抗Ｒｅ2は、それぞれトランジスタＱ01およびトランジスタＱ02のエミッタ側に挿入した抵抗である。

また、マルチtanh(multui-hypertangent)の原理を用いることにより、線形性を向上することができる。これは、ＢａｒｒｉｅＧｉｌｂｅｒ、「Ｔｈｅｍｕｌｔｉ−ｔａｎｈｐｒｉｎｃｉｐｌｅ：ａｔｕｔｏｒｉａｌｏｖｅｒｖｉｅｗ」、ＩＥＥＥ、Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ、第３３巻、１号、１９９８年１月、で説明されている。トランジスタの差動対（ＥＰＣ）の並列接続セットがそのために用いられる。そのようなトランスコンダクタンスセル、または段は、マルチｔａｎｈの原理を基本としたセルとして知られ、この主な考え方は、個々には非線形（双曲線正接ｔａｎｈ）のトランスコンダクタンス関数が入力電圧の軸に沿って分離されて、全体としてはより線形な関数を実現することができるというものである。最も簡単なものは、「二重（ダブレット：doublet)」と呼ばれるものであるが、「三重（トリプレット：triplet)」等の他のものも知られている。

図３は、マルチｔａｎｈダブレット１０₀₃の単純化した例を示す。図３には、並列に動作する２つのエミッタ結合対を備えるマルチｔａｎｈダブレットが示されている。トランジスタＱ01とトランジスタＱ04の（物理的）寸法は、典型的には、他方のエミッタ結合対であるトランジスタＱ02とトランジスタＱ03の寸法の数倍の大きさである。しかし、線形性を増すことができるとしても、ＥＰＣと比較してトランスコンダクタンスの利得は減少するであろうし、それに加えて、エミッタ結合対の基本的な弱さによって、実際の線形性の改善は限られたものになる。エミッタ結合対に対して線形性が限定される理由は、トランジスタのベース間にかけられる入力電圧を増加させると、エミッタ結合対の中のトランジスタの微分（incremental）トランスコンダクタンスｇmが、大きく減少するからである。

従って、ＥＣＰトランスコンダクタンス段に基づいたミキサおよび増幅器は、多くの応用に対して、線形性の要求の達成に関する限りはしばしば不十分であると考えられる。

ＢａｒｒｉｅＧｉｌｂｅｒｔ、「Ｔｈｅｍｉｃｒｏｍｉｘｅｒ：ＡｈｉｇｈｌｙｌｉｎｅａｒｖａｒｉａｎｔｏｆｔｈｅＧｉｌｂｅｒｔＭｉｘｅｒｕｓｉｎｇａｂｉｓｙｍｍｅｔｒｉｃｃｌａｓｓ−ＡＢｉｎｐｕｔｓｔａｇｅ」、ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｏｌｉｄ−ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ、第３２巻、９号、１９９７年９月、の中で、上記で述べた課題に対する解答が示唆されている。マイクロミキサ(micromixer)と呼ばれる回路の中に用いられるトランスコンダクタンス段の単純化した回路図が、図４に示されている。所与の入力信号Ｖinに対する出力電流Ｉ+とＩ-は、振幅は等しく位相は逆でなければならない。Ｑ02とＱ03の入力インピーダンスは通常は極めて低いので、抵抗Ｒ01、Ｒ02、およびＲ03は、入力インピーダンスを増加させるために用いられる。しかし、例えＥＣＰを用いた場合と比較して線形性が改善できるとしても、入力ＲＦ電力をさらに増加させると線形性が急に劣化するまたは低下することがマイクロミキサトランスコンダクタンスの問題である。これは、入力ＲＦ電力を増加させると、Ｑ02とＱ03のベース−エミッタ電圧ＶbeのＤＣ成分が減少するという事実による。これは利得の抑圧を生じさせ、信号の歪みを引き起こす。Ｖbeの減少に対する理由は、以下のように説明することができる。入力電力が増加すると、Ｑ02とＱ03のエミッタを通して流れるＤＣ電流ＩDCは増加する。従って、ＤＣ電圧：Ｖbe（Ｑ02）＋Ｖbe（Ｑ03）＝Ｖb−ＩDC（Ｒ03＋Ｒ02）は減少する。ここに、ＶbはＱ03のベースのバイアス電圧である。ここでは、Ｑ02およびＱ03を流れるＤＣ電流ＩDCは等しく、トランジスタのエミッタ抵抗はＲ02およびＲ03の中に含まれると仮定してきた。

従って、例えば無線通信システムのいくつかの重要な応用において、またはその他の応用においても、満足する線形性を持つトランスコンダクタンスは、現在まで得られてはいない。

従って、まず、良好で高い線形性を持つと述べた電圧対電流トランスコンダクタンス段の構成が必要である。特に、小型で大きなチップ面積を取らず、それでいて線形性が高く、シングル入力から差動出力へのバランの機能を持つトランスコンダクタンス段が必要である。さらに、特に、トランスコンダクタンス値にいかなる損失もなく高い線形性を有する構成が要求される。特に、例えば上記議論したＥＣＰの弱さによって限定されることがないトランスコンダクタンス段、または、特に、入力電圧を増加させても線形性とトランスコンダクタンス値が維持されるものが要求される。特に、高い入力信号（高い入力電圧）を許容し、大きなダイナミックレンジを有するトランスコンダクタンス段が要求される。最も特定して言うならば、安価で製造が容易で、複雑でないトランスコンダクタンス段が要求される。最も特定して言うならば、高い線形性を持つ増幅器やミキサや他の素子を提供するのに用いることができるトランスコンダクタンス段が要求される。特に、無線通信システムのための素子、特に高い線形性が要求される無線の受信機と送信機、の中に用いることのできるトランスコンダクタンス段が要求される。さらに、高い線形性を持つ増幅器、ミキサ、特に受信機および送信機が要求されている。

従って、初めに言及した以下のような電圧対電流トランスコンダクタンス段の構成が提供される。この電圧対電流トランスコンダクタンス段は、前記第２のトランジスタのベースに接続された第４のトランジスタを備える、共通コレクタのランジスタをさらに備える。特に、第４のトランジスタのベースは、第３のトランジスタのエミッタ（および、第１のトランジスタのコレクタ）に接続され、第４のトランジスタのエミッタは第２のトランジスタのベースに接続される。特に好ましい実施形態では、第５のトランジスタが前記第３のトランジスタのベースに接続される。前記第４のトランジスタ、または、前記第４および第５のトランジスタは、それぞれ、前記第２および前記第３のトランジスタの寸法をかなり超えることが望ましい。特に、前記第４のトランジスタのエミッタ寸法、または、前記第４および前記第５のトランジスタのエミッタ寸法は、それぞれ、前記第２および前記第３のトランジスタのエミッタ寸法をかなり超える。特に、第４のトランジスタ、または、第４および第５のトランジスタのエミッタ寸法は、それぞれ、第２および／または第３のトランジスタのエミッタ寸法の、約Ｎ倍、またはＮ倍までである。ここで、Ｎは約１０である。

さらに、特に、前記第４および／または前記第５のトランジスタのエミッタ寸法は、前記第２および／または前記第３のトランジスタのエミッタ寸法のＮ倍以上である。ここに、Ｎ＞１０で、例えばＮは２０までである。（無論のことながら、Ｎは１０より小さいこともあるが、通常は４から５より小さくはない。）
ある特別な実施形態では、前記第４、または、前記第４および前記第５のトランジスタのコレクタ電流は、それぞれ、前記第２および前記第３のトランジスタのベースバイアス電流である。さらに、特に、第４の、または、第４および第５のトランジスタは、コレクタ電流が非常に小さいなるよう「オフ状態（off-state）」にバイアスされている。

特に、増加する入力に対して、前記第４、または、前記第４および前記第５のトランジスタのベースエミッタ電圧は、それぞれ、急激に減少するように適合されていて、前記第２および前記第３のトランジスタのベースエミッタ電圧の対応するＤＣ電圧成分は、増加するか変化しないかである。これにより、大きなＲＦ入力電力でも良い線形性が得られる。

ある実施形態では、前記トランジスタの入力インピーダンスを増加させるために、抵抗またはインダクタが前記第１のトランジスタ、および／または、前記第２のトランジスタ、および、前記第３のトランジスタのエミッタに接続される。前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタが、前記第１のトランジスタおよび／または前記第２のトランジスタおよび前記第３のトランジスタの入力インピーダンスを希望するレベルまで増加させるように配置され、前記第１のトランジスタ、前記第２のトランジスタ、および前記第３のトランジスタの入力インピーダンスを増加させるために抵抗を付加する必要はない。

ある特別な実施形態では、負荷インダクタが、特に、第４のトランジスタのコレクタ負荷として接続される。前記第５のトランジスタがもし含まれれば、そのコレクタにも（または、代替案として）、負荷インダクタを接続することができる。

ある実施形態では、ベースコレクタ（ＢＣ）接合キャパシタおよび負荷インダクタ（上記議論したようにこれは随意に設けられて良い）は、可変直列共振器(tunable series resonator)を形成する。特に、入力信号、すなわち入力電圧は周波数ω0を持ち、上記議論したように、可変直列共振器は、入力周波数の２倍、すなわち２×ω0で共振を起こし、入力信号の第２高調波は入力のところで接地に短絡されるように同調がとられる。これにより、２×ω0成分と基本波成分との相互作用によって生ずる第３次相互変調(third order intermodulation)が低減し、線形性を更に向上させることができる。

ある特別な実施形態では、トランジスタはバイポーラトランジスタである。さらに特別な場合は、トランスコンダクタンス段は、ＳiＧeまたはＧaＡsで実現される。他の材料もまた用いることができ、また、バイポーラトランジスタである必要はなく、ＦＥＴまたはＣＭＯＳ等も可能であることは明らかである。また特別な場合には、構成は集積回路（ＩＣ）を含む。

従って、以前に言及した課題を解決するために、上記議論したように、トランスコンダクタンス段を備えるミキサもまた提供される。上記議論した実施形態のいずれかに一致するトランスコンダクタンス段を備える増幅器もまた提供されることができる。最も特定すれば、トランスコンダクタンス段は、上記議論したように、例えば受信機や送信機に高い線形性を与えるために、無線通信システムの中の１つ以上の構成要素の中に用いられる。他の実施形態も無論のこと可能である。

本発明は、添付の図面を参照して、以下でさらに説明されるであろうが、これらには限定されない。

図１は、２つのエミッタ結合トランジスタＱ01とＱ02を持ち、バラン及びトランスコンダクタンス段として同時に動作する能動回路のためのエミッタ結合対（ＥＣＰ）の構成１０₀₁の簡単な図示である。

図２は、同様のＥＣＰトランスコンダクタンス段１０₀₂の図示であるが、図２では、エミッタ縮退の目的で抵抗Ｒｅ1およびＲｅ2がそれぞれのエミッタに接続されている。これは、図１に示す構成の線形性を向上するための公知の手段である。

図３は、公知のマルチｔａｎｈダブレット１０₀₃を示す。図３はまた、線形性を改善する別の方法を開示している。Ｑ01およびＱ04の寸法は、典型的に、Ｑ02およびＱ03の寸法と比較して数倍異なる。しかし、種々の応用に対する線形性の要求に関する限りでは、全てのエミッタ結合対は満足ではない。これは、特に、トランジスタのベース間に与えられる入力電圧が増加するとトランジスタのトランスコンダクタンスが大幅に減少するからである。

図４は、１つの実施形態に従った、公知のいわゆるマイクロミキサ１０₀₄、より詳細に、マイクロミキサの中に用いられるトランスコンダクタンス段を示す。所与の入力信号Ｖinに対する出力電流Ｉ+およびＩ-は、振幅は等しく位相は逆である。抵抗Ｒ01、Ｒ02、およびＲ03は、やはり上記議論したように、入力インピーダンスを増加するために用いられる。しかし、Ｑ02およびＱ03のベースエミッタ電圧のＤＣ成分、すなわちＶBEが、入力電力の増加とともに減少するという事実によって、入力ＲＦ電力が増加すると線形性は急激に減少する。上記議論したように、入力電力が増加すると、Ｑ02およびＱ03のエミッタを通して流れるＤＣ電流が増加し、ＤＣ電圧：ＶBE（Ｑ02）＋ＶBE（Ｑ03）＝Ｖb−ＩDC（Ｒ03＋Ｒ02）が減少する。ここで、ＶbはＱ03のベースにおけるバイアス電圧である。

図５は、本発明に従った構成であり、ここでは、中でも、入力電力が増加すると線形性が減少するまたは劣化するという問題を軽減または克服している。図５には、シングルエンド入力−差動出力トランスコンダクタンス段１０₁が示されている。

本発明のこの実施形態に従えば、２つの共通コレクタトランジスタＱ4(４)およびＱ5(５)は、本質的に図４のＱ02およびＱ03に対応するＱ2(２)およびＱ3(３)のベースに設けられる、または接続される。特に、トランジスタＱ4(４)およびＱ5(５)は、トランスコンダクタンス段の線形性を改善するのに非常に重要な役割を演ずる。実際に、Ｑ2(２)のベースエミッタ電圧（Ｖbe）のＤＣ成分は、減少するのではなくて、入力電力の増加とともに増加する、または変化しないで維持される。これは、図４に示す構成と完全に異なっている。その結果、トランスコンダクタンス段はより大きな入力信号を許容できて、そのダイナミックレンジは相当大きく拡張されるであろう。

本発明に従えば、Ｑ4(４)およびＱ5(５)の寸法は、それぞれ、Ｑ2(２)およびＱ3(３)の寸法を大幅に上回る。ここで、寸法とは、物理的寸法であって、すなわち、エミッタ幅×長さである。エミッタ寸法の比は、例えば、１０：１ほどに大きくすることができる。明らかなように、無論のことながらこれは単なる一例であって、比は、もっと小さくてもよいし大幅に大きくてもよい。例えば、小さい方向には４：１、大きい方向には２０：１、さらにそれらを超えた値でもよい。これは、入力のＡＣ電圧が主にＱ4(４)およびＱ5(５)のベースエミッタポートに供給されるのを回避するためである。入力のＡＣ電圧は、Ｑ2(２)およびＱ4(４)、または、Ｑ3(３)およびＱ5(５)のベースエミッタポートに分割されるということに注意をすべきである。

Ｑ4(４)およびＱ5(５)はオフ状態にバイアスされて、静止（クイエッセント：quiescent）コレクタ電流は極度に小さいことが望ましい。これは、これらの電流がＱ2(２)およびＱ3(３)のベースバイアス電流を形成するからである。本発明に従えば、Ｑ4(４)およびＱ5(５)のベースエミッタ電圧は、入力電力が増加するにつれて、急速に減少する。これは、対応するＱ2(２)およびＱ3(３)のＤＣ電圧を増加させるであろう。従って、本発明に従う回路構成を用いれば、特に大きなＲＦ入力電力のところで、トランスコンダクタンス段の線形性は改善されるであろう。さらに、Ｑ4(４)およびＱ5(５)を追加することにより、入力インピーダンスが増加し、その結果、入力インピーダンスを上げるために図４のマイクロミキサの中で用いられた抵抗Ｒ01、Ｒ02、およびＲ03の必要性を減少させるまたは取り除くことになる。図５の実施形態においては、そのような抵抗は取り除かれている。

別の実施形態（図示せず）では、図５に示すトランジスタＱ4(４)だけが設けられる。すなわち、トランジスタＱ5(５)は含まれない。このような実施形態のその他全ての点に関しては、特徴は、図５を参照して議論したものに対応している。

図６は、図５と同様な別の実施形態であり、入力インピーダンスをさらに増加させるために抵抗Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4が設けられた構成１０₂である。これらの抵抗は、図４に示すマイクロミキサでは必要であったが、図５では用いる必要はなかった。これは、上記議論した、トランジスタＱ4(４)だけが設けられた実施形態にも適用される。抵抗Ｒ1〜Ｒ4のうち全てまたは同じものをインダクタに置き換えることができることに注意すべきである。

図７は、インダクタＬ1がＱ4のコレクタ負荷として用いられる構成１０₃を示す。このインダクタＬ1とＱ4(４)のベースコレクタ接合容量は、２×ω0で共振が起こるように同調をとることができる直列共振器を形成するであろう。ここで、ω0は、入力信号の周波数を示す。このことは、入力信号の第２高調波は入力のところで接地に短絡され、さらに線形性が増加することを意味する。図７にはトランジスタＱ5(５)が示されているが、Ｑ5(５)を含むことは、特に好ましい実施形態に関連していることであり、主なことはトランジスタＱ4(４)が含まれることである。

特に、最も好ましい実施形態では、トランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いることである。代替的な実施形態では、トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ、または他のＭＯＳデバイス、または同様のものを用いる。ＳiＧe_ＨＢＴおよびＧaＡs_ＨＢＴを用いるのが最も適当であると思われる。

ＩＣ設計による構成の実施は、明快であり、通常でない手段や処理は何も必要でない。ＩＣ設計の観点からすると、トランジスタＱ4、または、２つのトランジスタＱ4およびＱ5、および、可能性として、例えばＱ4および／またはＱ5の負荷として、１つ以上のインダクタを追加することは、回路の複雑さを増すことにはならず、線形性を改善することを除いて、本質的には回路に何も影響を与えないであろう。雑音指数は僅かに増加する可能性がある。

明らかなように、トランジスタＱ1およびＱ2より構成される回路の部分は、βヘルパ(helper)と呼ばれるＱ4を持つカレントミラーと同様な形をしているが、やはり明らかなように、それらは基本的に異なる役割を果たしており、本発明に従えば、Ｑ4は能動トランスコンダクタンス段の集積された部分(integrated part of the active transconductance stage)である。入力ＲＦ信号はＱ4に加えられる。一方、カレントミラー構成では、Ｑ4に対応するものは、ミラー電流を安定化するためのＤＣバイアスの目的で動作し、それは入力ＲＦ信号から完全に切り離されている。

明らかなように、本発明は、添付した特許請求の範囲に示す範囲の中で多くの変形が可能であり、明示的に議論され図示された実施形態に限定はされるものではなく、異なる材料や異なる寸法を用いることができる。また、本発明の概念に必ずしも必要ではないとしても、特定な動作特性を与えるために、インダクタや抵抗等の負荷を追加的に付加することができる。

シングル−差動バランおよびトランスコンダクタンス段として同時に動作し、エミッタ結合対を備える公知の能動回路を示す図である。図１のＥＣＰトランスコンダクタンス段であるが、エミッタ縮退のための抵抗を有する回路を示す図である。マルチｔａｎｈダブレットと呼ばれる、ＥＣＰを備える別の公知のトランスコンダクタンス段を示す図である。マイクロミキサの中に用いられる公知のトランスコンダクタンス段を示す図である。本発明の第１実施形態に従ったトランスコンダクタンス段を示す図である。図５のトランスコンダクタンス段に細微な変形を行った実施形態を示す図である。コレクタ負荷インダクタを有する、本発明の別の実施形態を示す図である。

Claims

シングルエンド入力と、
第１のトランジスタ（１）と第２のトランジスタ（２）とを有するトランジスタのエミッタ結合対（１、２）と、
前記第１のトランジスタ（１）のコレクタにエミッタが接続された、第３のトランジスタ（３）と、
差動出力とを備える電圧対電流のトランスコンダクタンス段の構成であって、
前記第２のトランジスタ（２）のベースに接続された第４のトランジスタ（４）を有する共通コレクタトランジスタと、前記第３のトランジスタ（３）のベースに接続された第５のトランジスタ（５）を有する共通コレクタトランジスタとをさらに備え、
前記シングルエンド入力は前記第１のトランジスタ（１）のコレクタ及び前記第４のトランジスタのベースに接続され、
前記第４のトランジスタ（４）の寸法は、前記第２のトランジスタの寸法を上回り、前記第５のトランジスタ（５）の寸法は、前記第３のトランジスタの寸法を上回ることを特徴とするトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ（４）は、
前記第３のトランジスタ（３）の前記エミッタと、好ましくは、前記第１のトランジスタ（１）の前記コレクタとにさらに接続されることを特徴とする請求項１に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ（４）、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（５）のエミッタ寸法は、それぞれ、前記第２のトランジスタおよび前記第３のトランジスタ（２、３）のエミッタ寸法を大幅に上回ることを特徴とする請求項１又は２に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（４、５）の前記エミッタ寸法は、それぞれ、前記第２のトランジスタ、および／または、前記第３のトランジスタ（２、３）の前記エミッタ寸法の、約Ｎ倍またはＮ倍までであり、Ｎ≒１０であることを特徴とする請求項３に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（４、５）のエミッタ寸法は、それぞれ、前記第２のトランジスタ、および／または、前記第３のトランジスタ（２、３）の前記エミッタ寸法のＮ倍より大きく、Ｎ＞１０であることを特徴とする請求項３に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（４、５）のコレクタ電流は、それぞれ、前記第２のトランジスタおよび前記第３のトランジスタ（２、３）のベースバイアス電流であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（４、５）は、前記第１のトランジスタ、および／または、前記第２のトランジスタ、および／または、前記第３のトランジスタ（１、２、３）の入力インピーダンスを希望するレベルまで増加させるように設定されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記トランジスタの前記入力インピーダンスをさらに高くするために、前記第１のトランジスタ、および／または、前記第２のトランジスタ、および／または、前記第３のトランジスタ（１、２、３）の前記エミッタに、抵抗（６、７、８）またはインダクタが設けられるまたは接続されることを特徴とする請求項７に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
負荷インダクタ（５）が、前記第４のトランジスタ（４）の前記コレクタに負荷を与えるように配置されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ（４）はベースコレクタ接合容量を備え、
前記容量および前記負荷インダクタ（４）は可変直列共振器を形成することを特徴とする請求項９に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
入力信号は周波数ω0を有し、
前記可変直列共振器は、前記入力周波数の２倍、すなわち、２ω0で共振を起こし、前記入力信号の第２高調波は入力において接地に短絡するように同調がとられることを特徴とする請求項１０に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記トランジスタ（１、２、３、４、５）はバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記トランスコンダクタンス段の構成はＳiＧeまたはＧaＡsで実現されることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記トランスコンダクタンス段の構成は集積回路（ＩＣ）からなることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
前記第４のトランジスタ、または、前記第４のトランジスタ並びに前記第５のトランジスタ（４、５）は、静止コレクタ電流がゼロであるオフ状態にあることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成。
請求項１乃至１５のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成を備えることを特徴とするミキサ。
請求項１乃至１５のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成を備えることを特徴とする増幅器。
請求項１乃至１５のいずれか１項に記載のトランスコンダクタンス段の構成を無線通信システム中の構成要素の中で使用することを特徴とするトランスコンダクタンス段の構成の使用方法。