JP5335995B2 - 位相調整用集積回路および通信ユニット - Google Patents

Description

本発明の分野は、高周波通信ユニットにおける信号の位相調整に関係する。本発明の分野は、モノスタティックレーダーシステムでの使用に適した高周波通信ユニットの集積回路に適用可能であるが、これだけに制限されるものではない。

しばしば「レーダー」と呼ばれる無線探知および測距は、車間距離制御、センサベースのアプリケーションなど、多くの車両アプリケーションでの使用が増えてきている技術である。レーダーシステムは無線信号を送信し、「対象」物からその信号の反射像を受信して、「対象」に対する方位および距離を判定するように設計されている電子システムである。将来、自動車メーカーは、車両の始動および停止、もしくは始動または停止の判断などの安全関連アプリケーションで車両レーダーシステムを追加で採用することによって、プレキャッシュ検出を行い、潜在的に緊急制動等を発動することを提案している。車両アプリケーションに提案されているレーダー技術の一例は、７７ＧＨｚ周波数範囲で動作するように配列されているモノスタティックレーダー技術を使用する。

レーダー技術を利用するように配列されている通信ユニットは、トランシーバチップ、または個別の送信機回路および受信機回路を互いに近接して配置し、物体に対する距離および方位の判定の精度を高める必要がある。その結果、特に７７ＧＨｚ周波数領域など、送信（したがって受信）周波数が非常に高い典型的なレーダー周波数では、モノスタティックレーダー技術は、ＩＣ自体または通信ユニット内でこれらの非常に高い周波数で送信信号と受信信号とのアイソレーションの不良により生じる干渉を免れない。

図１は、高周波通信ユニット１００における干渉効果の既知の原因を模式的に示している。高周波通信ユニット１００は受信動作に関して図示されており、アンテナ１０２が高周波信号を受信して、それを低雑音増幅器１０４に通す。受信機の設計およびシステムの要求事項によって、低雑音増幅器１０４は任意であり、したがって素通りできる。受信して、おそらくは増幅される高周波信号１０６はダウンコンバーティングミキサ１０８に入力され、増幅信号１０６をＬＯソース１１０から送られる局部発振器（ＬＯ）と掛け合わせて、増幅信号１０６をダウンコンバートする。ダウンコンバーティングミキサ１０８からの出力は、周波数領域で望ましくない信号を除去または減衰するために低域フィルタまたは帯域フィルタが使用できるように、典型的には高周波通信ユニット１００の動作周波数よりもはるかに低い周波数の所望の中間周波（ＩＦ）信号１１４である。ＩＦ信号は低周波（ＬＦ）信号、超低ＩＦ（ＶＬＩＦ）信号、さらにはＤＣ（ゼロＩＦ）信号でもよい。図示するように、特に高い無線周波（ＲＦ）信号の場合、信号は近くの回路／素子／伝送線路等に不必要に放射されることがある。このため、ＬＯ信号および送信信号は直接受信機パスに放射し、それによって信号を受信するために干渉が生じることが知られている。この干渉は漏話干渉またはアイソレーション漏話として知られる。

その結果、内部回路／素子／伝送線路等間で放射される干渉レベルを低減するために、多くのレーダーシステムは超短送信パルスを使用することによって、レーダー受信機で超短パルスのエコーが予想されるときに送信機をシャットダウンする（そのため送信機の発振器信号はアンテナから高度に隔離される）ことを保証する。あるいは、または追加で、レーダーシステムは、それぞれの送受信操作に空間的に離れたアンテナを利用してもよく、空間的に離れたアンテナは、その間に高度なアイソレーションを提供するように配列される。レーダーシステムは、干渉の影響を低減するハイエンドサーキュレータを使用してもよいことも知られている。これらの設計は、各々が高周波通信ユニットのコストおよび複雑さを著しく追加する。

そのため送信パスと受信パスとの間に配置しているハイエンドサーキュレータまたはラットレースカプラ１５０を使用することによって、高周波数で漏話を最小限に抑えるためのアイソレーションを達成してもよい。ラットレースカプラ１５０は、典型的には２つのパスの間に２０ｄＢ未満のアイソレーションを提供するであろう。したがって例えば、２０ｄＢのアイソレーションのラットレースカプラに７７ＧＨｚで１６ｄＢｍのレーダー送信信号を入力すると、受信機チェーンに入る送信信号１５２は、依然として−４ｄＢｍ漏れるであろう。このレベルの漏れ電力は、所望の受信信号よりも著しく大きいであろう。そのため送信された信号の大部分は、なお受信チャンネル／回路構成に結合する。この望ましくない送信信号は、受信機ダウンミキサ回路構成で不要な追加信号として作用し、それによって中間または低周波／ベースバンド回路構成にさらなる望ましくないダウンコンバート信号を生み、システム全体の性能を下げてしまう。

高周波ミキサ回路は、周知のギルバートセル型に基づいていることが多い。ギルバートセル型は、変換損失の代わりに変換利得を提供するアクティブミキサである。しかし当該アクティブミキサの線形性は、制限されることが知られている。したがってモノスタティックレーダーシステムでは、信号漏れが容易に−４ｄＢｍを超える場合でも、ミキサは、このような高い漏れレベルのときでもなお線形モードで動作可能であるべきである。このレベルの線形性を達成するために、受信機の線形性の尺度である１−ｄＢ減衰点と呼ばれる入力は、最大入力電力と比較して十分な余裕をもって設計しなければならない。経験則として、減衰点は、１０ｄＢプラス最大電力レベルとして計算される。したがって漏れレベルが−４ｄＢｍである上記の例では、所望の１−ｄＢ減衰点は約＋６ｄＢｍである。そのため当該きわめて線形のミキサコアの設計には、トランジスタに高い供給電圧およびきわめて高い電流密度が必要とされる。アクティブギルバートセルミキサは、この競合するシステムパラメータの組合わせをサポートできないため、例えば送信機の出力電力をしばしば減少して、受信機パスに入る交差結合した漏れを下げるなど、トレードオフが行われることが多い。しかし送信される電力を低くすると、システムの信号雑音比が下がり、ひいてはシステムの性能が下がる。この問題を克服するために、受信機に入る交差結合した信号は、代替アプローチを使って相殺される必要がある。

典型的には当該信号の相殺には、相殺すべき信号の正確な逆位相バージョンを提供する必要がある。したがって、当該高周波数で制御可能な移相器技術を実装するのは一般にコスト、サイズおよびアイソレーション性能、もしくはコスト、サイズまたはアイソレーション性能の制約要因のために実際上実現不可能なため、ギルバートセルミキサなどの無線周波（ＲＦ）回路の位相効果は補償するのが難しい。

移相器を補償するための現在の技術は、集積回路（ＩＣ）上の伝送線路のレーザートリミングも含まれ、これは結果的に伝送線路が伝送しているＲＦ信号に対する伝送線路の移相効果を調整する。

「簡素化した移相器」と題する特許文献１は、各特定のアプリケーションごとに個別の移相器を選択する必要がある固定移相器の設計およびレイアウトを記述している。

国際公開第２００５／０６００４１号

本発明は、添付の請求項に記述する位相補償用集積回路、通信ユニットおよび方法を提供する。

本発明の具体的な実施形態は従属請求項に記載している。
本発明の以上の側面および他の側面は、これ以降説明する実施形態から明らかになり、それを参照しながら明瞭にしていく。

本発明のさらなる詳細、側面および実施形態は、単なる例として、図面を参照しながら説明する。図面の要素は単純で分かりやすいように図示しており、必ずしも縮尺どおりに描いていない。
高周波通信ユニットで干渉効果の既知の原因を模式的に示す。 高周波通信ユニットの実施例のブロック図を示す。 高周波通信ユニット回路のより詳細な実施例のブロック図を示す。 全差動移相器配列の実施例を示す。 リミッタを採用する全差動移相器配列の実施例を示す。 モノスタティックレーダーのアーキテクチャに適した高周波通信ユニットの実施例のブロック図を示す。 高周波通信ユニットで採用される例示的な位相補償プロセスのフローチャートを示す。

具体的な実施例を詳細に説明する前に、装置、コンポーネントおよび方法ステップを、適切な場合、図面において慣用的な記号で表していることがわかるはずであり、本明細書の説明の利益を有する当業者に容易に明らかになる詳細をもって開示が不明瞭にならないように本発明の実施形態の理解に関係する特定の詳細のみを示している。

或る実施例では、補償無線周波（ＲＦ）信号の移相（位相シフト）を電子的に調整する方法の実装により、いわゆるモノスタティックレーダーシステム（７７ＧＨｚ）の性能を改善する技術を説明する。或る実施例では、非常に高い周波数でさえも、差動位相の効率を調整するように配列されている、例えばバラクタの形態の１または複数の可変コンデンサと併用した能動デバイス（例、ハイブリッドバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ））に基づいた位相調整回路を説明する。或る実施例では、所望の利得の達成と完全な安定性の維持（各カスケード接続されている回路の安定性を点検することによって）、および受け入れられるコンポーネント整合の達成を同時にしながら、差動ＲＦ信号の全移相を調整できるように複数の位相調整回路をカスケード接続してもよい。ある例示的な実施態様では、位相補償信号を動的かつ自動的に調整するためにリアルタイムのダイナミックフィードバック配列を使用することによって、レーダーシステムのＲＦ信号の移送を調整するように提案される技術を使用してもよい。有利なことに、このメカニズムは、改善された信号雑音比（ＳＮＲ）を達成する方法を提供してもよい。或る例示的な実施態様では、直接送信信号パスまたは受信信号パスにはなく、信号を送信または受信させるボンドワイヤおよびオフチップ素子の位相効果を考慮できる信号の移相（位相シフト）を達成するために、ミキサ回路内に位相調整回路を使用してもよい。

ここで図２を参照すると、高周波通信ユニット２００の実施例の簡略化したブロック図が示されている。実務上、単に本発明の例示的な実施態様を説明するために、機能的な要素は、ほとんどのワイヤレス通信ユニットにあるものと類似しているまたは同等であると認識されるが、高周波通信ユニットは、モノスタティックレーダー通信ユニット２００として記述される。高周波通信ユニット２００は、アンテナ２０２を含有しており、この実施例では、高周波通信ユニット２００内の受信チェーンと送信チェーンとの間にアイソレーションを提供するラットレースカプラ２０４に動作可能に結合されている。

当分野で周知の受信機チェーンは、受信機フロントエンド回路構成２０６を含む（信号受信、信号増幅、信号フィルタリングおよび受信した高周波信号の中間周波信号またはベースバンド周波信号へのダウンコンバージョンの機能のうちの１つ以上を効果的に提供する）。フロントエンド回路構成２０６は、信号処理ロジック２０８にシリアル結合されている。信号処理ロジック２０８からの出力は、適した出力デバイス２１０に提供される。車両用レーダーアプリケーションでは、出力デバイス２１０の実施例は、車両のダッシュボード上の表示もしくは緊急制動を潜在的に発動する電子機械的制動装置、またはプレキャッシュ検出を行うときの個別のエアバックコントローラ回路構成等を備えてもよい。

コントローラ２１７は、高周波通信ユニット２００の全体的な制御を維持する。コントローラ２１７は、受信機フロントエンド回路構成２０６および信号処理ロジック２０８（一般にデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）で実現される）にも結合されている。コントローラ２１７は、高周波通信ユニット２００内の動作（時間依存信号の送信または受信）のタイミングを制御するように配列されているタイマ２１８に結合されてもよい。

送信チェーンに関して、これは、本質的に送信機／変調回路構成２２２と、ラットレースカプラ２０４を介してアンテナ２０２に結合されている高周波電力増幅器２２４とを備える。送信機／変調回路構成２２２および電力増幅器２２４は、コントローラ２１７に応動してもよい。

送信チェーンの信号処理ロジック２０８は、受信チェーンのプロセッサとは別に実装されてもよい。あるいは信号プロセッサ２０８は、図２に図示するように、送信信号および受信信号の両方を処理するために使用されてもよい。明らかに、高周波通信ユニット２００内のさまざまなコンポーネントは、個別または集積コンポーネントとして実現されえ、そのため最終的な構造は、特定用途向けまたは純粋に設計の選択である。

この実施例では、高周波通信ユニット２００は、送信機チェーンの送信機／変調回路構成２２２および受信機チェーンのフロントエンド回路構成２０６の両方に動作可能に結合されている周波数発生回路２１６を備える。周波数発生回路２１６は、送信機／変調回路構成２２２およびフロントエンド回路構成２０６の一方または両方に位相補償した局部発振器信号を提供するように配列されている。

この実施例では、周波数発生回路２１６およびコントローラ２１７は、同じ集積回路（ＩＣ）パッケージ２１５内に形成されてもよい。他の実施例では、周波数発生回路２１６およびコントローラ２１７は、個別のもしくは異なるＩＣパッケージ内に形成されてもよく、または個別の集中素子もしくは回路として形成されてもよい。他の実施例では、周波数発生回路２１６およびコントローラ２１７のうちの少なくとも１つは、送信機／変調回路構成２２２およびフロントエンド回路構成２０６、もしくは送信機／変調回路構成２２２またはフロントエンド回路構成２０６の一部として、または例えばアップミキシング素子およびダウンミキシング素子のうちの少なくとも１つ、もしくは回路（図示せず）を包含することによって、送信機／変調回路構成２２２およびフロントエンド回路構成２０６のうちの少なくとも１つを包含して同じＩＣパッケージ内に形成されてもよい。

周波数発生回路２１６は、水晶発振器などの周波数発生源（以下、局部発振器（ＬＯ）という）を備えて（またはそれに動作可能に結合されていて）もよい。ＬＯは、適応型の電気調整可能な移相器に動作可能に結合されていてもよく、これは図４に図示するように、能動デバイスとバラクタとを備える移相器回路を使用して、ＬＯ信号に適用される移相（位相シフト）を電気的に調整することによって実装してもよい。

或る実施例では、能動デバイスおよびバラクタの使用は、図４を参照して説明される差分信号を移相（位相シフト）するために採用する。特に信号によって生成される信号の移相が周波数補償信号に適用される周波数発生回路の複数の当該移相器回路をカスケード接続することによって、所望の信号利得、完全な安定性、および許容可能な整合を同時に達成しながら、周波数発生回路２１６の全移相を調整できる。或る実施例では、周波数発生回路２１６のアップミキサまたはダウンミキサの動作に適用するいわゆる周波数調整信号を調整して、信号雑音比（ＳＮＲ）を改善した移相を達成するためにこのアプローチを使用できる。ＬＯ信号に移相補償を適用するときには、受信パスの雑音性能が潜在的に下がるのを防いでもよい。例えば周波数発生回路２１６で使用するための移相器回路の動作および機能は、以下の動作説明で詳しく説明する。

ここで図３を参照すると、電気調整可能なアクティブ移相器回路３００のある例示的なトポロジを示している。電気調整可能なアクティブ移相器回路は、２つの能動デバイス３０５、３１０を備え、これらは、例えばバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ハイブリッドバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、導電性金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）デバイス等、適していればどのような形態でもよく、差動共通ベース配列で接続されている。２つの能動デバイス３０５、３１０のベースコンタクトはアナログ接地（共通ベース）に互いにキャパシタンスを介して接続されている。電圧バイアスが抵抗器（図示せず）から印加される電圧を介して２つの能動デバイス３０５、３１０に印加される。対応するシミュレーションモデルでは、Ｌ１からＬ８までの伝送線路のセグメントごとにレイアウト寄生に対する影響を考慮してもよい。両方の共通ベーストランジスタのエミッタは電子制御式可変コンデンサ３１５を介して結合されている。回路３２０、３２５は、電子制御式可変コンデンサ３１５の２つの例示的な実施態様を表す。

典型的な実現化では、電子制御式コンデンサ３１５は、バラクタ（電圧制御式コンデンサ）に基づく。しかし他の例示的な実施態様では、実効キャパシタンスおよびインダクタンスのうちの少なくとも１つの変化を生じさせることのできるあらゆる素子、例えば金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、ＭＥＭＳによる切り替え可能なコンデンサ等を使用してもよい。いくつかの実施例では、共通ベーストランジスタ３０５、３１０のエミッタのバイアス点からバイアスをかけるバラクタのデカップリングは、集中型コンデンサによって実現されてもよい。バイアスポートに電圧を印加することによって、共通ベーストランジスタのエミッタコンタクト間の実効キャパシタンスを制御して動的に調整してもよい。実効キャパシタンスを変えることによって、エミッタコンタクト間の移相（位相シフト）も変動し、さらに移相回路の絶対位相を変える。

ここで図４を参照すると、完全に電子制御可能な差動移相器として機能するカスケード接続されている複数の移相回路を使用する実施態様の例図４００が示されている。例図４００では、差動入力信号４１５、４２０は、単一端信号源４０５から給電される平衡不平衡変成器４１０によって供給される。差動入力信号４１５、４２０は、例えば周知の伝送線路整合技術を使用して、入力整合段４２５に供給される。入力整合段４２５からの出力は、２つのトランジスタを備える差動入力段４３０に入力される。回路の電圧利得は、差動入力段４３０によって実現される。差動入力段の２つのトランジスタからの出力は、電気調整可能な移相器（位相シフタ）ブロック４３０に入力される。

電子調整可能な移相器ブロック４３０は、複数の移相器回路３３０を備えており、図示するように入力から出力まで必要な全位相変動を達成するためにカスケード接続できる。定バイアス信号３０２は、移相器回路３３０の能動デバイスの各々に印加される。移相器ブロック４３０でカスケード接続できる移相器回路３３０の最大数は、回路の総供給電圧によってのみ制限される。移相器ブロック４３０で使用する移相器回路３３０の数は、使用するアクティブ回路技術および特定の動作周波数で必要な移相（位相シフト）のうちの少なくとも１つに基づいて選択してもよい。

移相器ブロック４３０の各々はアナログ制御電圧Ｐ＿Ｖａｒ＿ｐ４４０およびＰ＿Ｖａｒ＿ｎ４３５を使用して、バラクタ（つまり、図３のバラクタ３１５）の実効キャパシタンスを調整するように制御する。段の各々のアナログ制御電圧は互いに接続されており、これら２つの電圧間の差は、制御／バラクタ電圧（ＶＶａｒ）として以下のように定義される。

ＶＶａｒ＝Ｐ＿Ｖａｒ＿ｐ―Ｐ＿Ｖａｒ＿ｍ ［１］

このように、異なるレベルのＶＶａｒは異なる移相（位相シフト）に対応し、典型的にはＶＶａｒ電圧が高いほどより高い移相に対応する。

移相器ブロック４３０からの差動出力は、例えば周知の伝送線路整合技術を使用して実装される出力整合回路４５０に供給される。出力整合回路４５０からの整合差動出力は、平衡不平衡変成器４５５によって組合わされて、５０オーム負荷４６０に出力される。

或る実施例では、異なる移相（位相シフト）は、移相器回路のトランジスタの共通ベース配列に印加される異なる電圧を使用して設定してもよい。例えば各移相器回路は、特定の移相範囲をカバーするように配列されてもよく、例えばカスケード接続されている移相器回路のセットの第１回路は０〜５０度をほぼカバーするように設定され、第２回路はより小さな約０〜２０度の範囲をより正確にカバーするように配列され、第３回路はより小さな約０〜１０度の範囲をより正確にカバーするように配列され、第４回路はより小さな約０〜５度の範囲をより正確にカバーするように配列されてもよい。

或る実施例では、単一の移相器回路３００または移相器ブロック４３０のカスケードが供給する移相（位相シフト）は、例えば信号処理ロジック（図示せず）を使用してアナログまたはデジタル制御信号のいずれかによって、適した入力信号を受信して処理してから適切な制御電圧Ｖａｒ＿ｐおよびＶａｒ＿ｍを出力するように調整されてもよい。例えば内部アナログ制御信号ＶＶａｒは、チップ上のデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータによって信号処理ロジックが供給するデジタル信号から生成されてもよい。

上記の実施例において、全移相は、カスケード接続されている複数の移相器回路を使用して調整されてもよい。しかし、このような実施例では、移相器の利得も変動する。そのためここで図５を参照すると、出力振幅／電力を所望のレベルに制限し、それによって移相器回路の変動する利得を補償するように構成されている１または複数のリミッタ段の使用を提案する例示的な実施態様が示されている。リミッタ段の使用によって、差動移相を受けている信号の振幅を制限でき、それによって移相器ブロック３４０の利得も制御できる。

このアーキテクチャでは、２つの位相＆利得ブロック５０５、５２０を使用することによって、回路への入力から入力ポート４０５を介して出力ポート４６０に全移相をさらに増やす。各位相＆利得ブロック５０５、５２０は、出力電力／レベルを所望の値に飽和するように構成されているリミッタ段５１０、５２５によって後続される。

モノスタティックレーダーシステムでは、重要な良度指数（ＦｏＭ）は、ＲＦ回路を中間周波（ＩＦ）領域でできるだけ高い信号雑音比性能をもつように設計することである。送信（Ｔｘ）パスと受信（Ｒｘ）パスの両方に１つの共通アンテナを使用するために、送信パスと受信パスとの間のアイソレーションは、常に制限される。したがってこの場合、Ｔｘ信号の一部は、Ｒｘパスに給電される。例えばモノスタティックレーダーシステムの送信電力が高いため（典型的には約＋１５ｄＢｍ）、２０ｄＢのＴｘ／Ｒｘアイソレーション性能でも、約−５ｄＢｍの漏れ信号がＲｘ入力に入ることになる。受信機が最適な雑音性能できわめて低いＲＦ電力レベル（例えば、−７０ｄＢｍから−２０ｄＢｍの範囲）をうまく回復する必要があるため、寄生Ｔｘ信号は、受信機の性能を決定する。このように十分な雑音余裕を達成するためには、受信機チャンネルの線形性は、きわめて高くなければならない。そのため、許容可能な信号雑音比を得るためには、Ｒｘ入力での寄生Ｔｘ信号を逆位相で振幅の等しい信号によって十分に相殺しなければならない。

以下でより詳しく説明するように図示する実施例では、電気調整可能な移相器は、アクティブ移相器の適応電気的調整により達成される。前述の実施例では、電気調整可能な移相器は、高価なレーザートリミングを使用する、または同調移相を適用する多数の集積回路から選択する周知の技術ではなく、モノスタティックレーダーシステムなど、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダーシステムで使用するために通信ユニットに実装してもよい。しかしモノスタティックレーダーシステムでの使用の実施例は、多くの例示的なアプリケーションの１つにすぎない。例えば電気調整可能な移相器は、ＤＣオフセット、つまり差動中間周波（ＩＦ）出力間のＤＣバランスが問題となるアクティブミキサ（例、送受信周波数変換回路またはデバイス）を採用する通信ユニットまたはシステムに実装してもよい。また例えば、電気調整可能な移相器は、例えば中間周波が高周波数の０．０１％未満である場合のような通信ユニットの高い動作周波数に対して、ダウンコンバートしたＩＦが比較的ＤＣに近いと考えられる高周波ヘテロダインもしくはホモダインシステムまたは通信ユニットに実装されてもよい。当該実施例は、ＩＦ周波数を含んでもよく、とくにゼロＩＦ（ＤＣに等しい）を含んでもよい。

以下でより詳しく説明するように、図示する実施例では、適応型の電気調整可能な移相器は、既存の実施態様が複雑すぎて実現できない、または電力を消費しすぎる高（例、大きなＧＨｚ）周波数で信号の移相（位相シフト）を調整するように配列されている。例えば能動デバイスを利用するときには、前述の実施例では発生する損失が少なくなり、そのため必要な発電回路が少なくなる。また例えば、前述の実施例は、周知の高価なレーザートリミング技術と比べて、安価なバラクタベースの位相調整を利用することによって、はるかに低いコストで実装されてもよい。いくつかの実施例では、適用される移相は、移相回路に印加されるアナログ制御電圧によって制御されてもよい。

前述の実施例は、７７ＧＨｚモノスタティックレーダーシステムを参照して説明されているが、他の例示的な実施態様もあらゆる周波数範囲に適用されてもよい。例示的な適応型の電気調整可能な移相器は、多様な異なる集積回路技術を使用して実現してもよく、いくつかの実施例では、前述した全差動信号を使用して実現されてもよい。また実施例は、バイポーラトランジスタまたはＭＯＳデバイスのいずれかを使用して実施されてもよい。

以下に例として、周波数変換動作で受信機／送信機チェーンに適用する局部発振器信号を位相補償するためのメカニズムを説明する。しかし高周波無線周波数パス、例えば無線周波数受信機および送信機パスのうちの少なくとも１つで位相を調整するために同じ技術を使用してもよい。

ここで図６を参照すると、モノスタティックレーダーアーキテクチャ６００に適した高周波通信ユニットの実施例が図示されており、レーダーアーキテクチャ６００は、電子制御式移相器を使用して、Ｒｘ入力でＴｘ漏れを実質的に相殺する。図示する実施例では、相殺は第１ダウンコンバージョン段の後に行う。モノスタティックレーダーアーキテクチャ６００は、送信信号６０５を備えており、これはいくつかの実施例では電力増幅器６１５に入力される７６．５ＧＨｚで動作するＬＯ信号またはＲＦパルスと考えてもよい。電力増幅器６１５からの出力は、いわゆるウィルキンソン分配器６２０の第１ポートに入力される。典型的にはＰＡ出力は、約＋１５ｄＢｍでもよく、４ｄＢのウィルキンソン分配器６２０の挿入損が送信信号６２５の出力電力から離れ、ウィルキンソン分配器６２０の第２ポートからの出力は約＋１１ｄＢｍで、これがアンテナ（図示せず）に入力される。ウィルキンソン分配器６２０の（受信機）第３ポートに現れるＴｘ寄生信号は、アイソレーション性能を２０ｄＢと想定すると、−５ｄＢｍであり、これは第３部分にも給電される受信信号よりも著しく高くなる。

受信動作モードでは、受信信号は、アンテナ（図示せず）からウィルキンソン分配器６２０の第２ポートに給電され、典型的な挿入損４ｄＢを受けた後で第３ポートに現れる。このため高線形性ダウンミキサ６３５に印加される合成信号６３０は、相対的に高いレベルのＴｘ寄生信号とともに非常に低いレベルの受信信号を含む。高線形性ダウンミキサ６３５では、合成信号６３０は、３８．２５ＧＨｚの局部発振器信号６１０と混合され、７６．５ＧＨｚの動作周波数の半分になるように配列され、伝送線路６４０を介して給電される。このように高線形性ダウンミキサ６３５から出力される信号６４５は、いずれも３８．２５ＧＨｚの周波数で、中間周波信号（ＩＦ１）の所望の受信信号と、Ｔｘ寄生信号（ＬＯ２）とを含む。

信号６４５は、第２ウィルキンソン分配器６５０の第１ポートに入力され、そこで第２ウィルキンソン分配器６５０の第３ポートに入力される３８．２５ＧＨｚの局部発振器信号６１０の位相および振幅をシフトしたバージョンと組合わされる。第２ウィルキンソン分配器６５０の第２ポートから出力される信号６６８は、直交ミキサ６７０に入力され、そこで３８．２５ＧＨｚの局部発振器信号６１０のＩ−Ｑバージョンと掛け合わされる。３８．２５ＧＨｚの局部発振器信号６１０は、Ｉ／Ｑロジック６８０に入力されるが、Ｉ／Ｑロジック６８０は、速度および距離に関する対象情報を同時に取得し、伝送線路６７５を介して直交ミキサ６７０に伝送するより効率的な方法を提供できる。

Ｉ−Ｑミキサ６７０から出力される信号６８５は、このように非常に低い第２中間周波数（ＩＦ２）であり、この実施例では０Ｈｚである。信号６８５はさらに、モノスタティックレーダーアーキテクチャの別の復号・復調回路構成（図示せず）に入力される。或る実施例では、信号６８５は、ＤＣオフセット検出ロジック６９０にも入力され、ＤＣオフセット検出ロジック６９０は、Ｔｘ寄生信号の受信パスへの漏れのために生まれるダウンコンバートした受信信号のＤＣオフセットを検出するように配列されている。ＤＣオフセット検出ロジック６９０は、非常に低い第２中間周波数から、ＤＣオフセットが存在するか否か判定し、もし存在するならそれに応答して、制御信号６６０を介して移相器４３０によって適用される移相（位相シフト）および可変利得増幅器６５５によって供給される利得を制御するように配列されている信号処理ロジックを備える。移相器は、移相器４３０および可変利得増幅器（ＶＧＡ）６６５に入力される３８．２５ＧＨｚの局部発振器信号６１０から、３８．２５ＧＨｚで「相補型」ＬＯ信号を生成するように配列されている。

このように移相器によって生成される信号ＬＯ２∠（＋１８０）は、第２ウィルキンソン分配器６５０によって信号ＩＦ１＋ＬＯ２∠と組合わされる。このようにＴｘ寄生信号ＬＯ２は、実質的に相殺されることによって、所望のＩＦ１信号だけが残り、Ｉ／Ｑミキサ６７０の入力ポートで印加される。

そのため例えば電気調整可能な移相器４３０およびＶＧＡ６６５に結合されているＤＣオフセット検出ロジック６９０の形態のフィードバック配列の使用と、受信信号の位相および振幅とは、許容可能な信号雑音比を得られる範囲に維持されてもよい。

またモノスタティックレーダーアーキテクチャ６００の単側波帯雑音指数（ＮＦｓｓｂ）は、補償ＲＦ信号（つまり、第２ＬＯ信号６１０）に適用すべき正しい位相を選択することによって、約＞１０ｄＢ分改善されうる。

他の例示的な実施態様では、本明細書で説明する概念を採用する他の回路コンポーネントおよび構成を使用してもよい。例えば、或る例示的な実施態様では、ウィルキンソン分配器の代わりにラットレースカプラを使用してもよい。

上記実施例では、受信機システムの雑音性能は、一般にも、圧縮時に高周波通信ユニットが動作しているときにも、大幅に改善できる。当該アクティブ制御補償技術を使用すると、アクティブミキサコアに対する要求事項を劇的に低減でき、それによって総電力消費を下げるとともに、システムの信号雑音比（ＳＮＲ）性能を大幅に改善することになる。このようにダウンコンバートされたＩＦ信号の信号雑音比（ＳＮＲ）に基づきＲＦ信号の位相を自動的に調整するアクティブリアルタイムフィードバックシステムが提供される。また前述の実施例は、ＲＦ動作周波数、およびその後のＩＦまたはベースバンド周波数に適用されてもよい。

ここで図７を参照すると、フローチャート７００は、モノスタティックレーダーアプリケーションに適した高周波通信ユニットで採用する例示的な位相補償プロセスを示している。位相補償プロセスは、周波数依存信号の位相および振幅のうちの少なくとも１つを電気的に調整することによって、周波数依存信号の位相および利得のうちの少なくとも１つを調整する。電気的な位相調整は、図３、図４、図５、および図６のうちのいずれかの実施例の回路によって行われてもよい。図７の例示的なフローチャートは、モノスタティックレーダー通信ユニットの動作に関して説明しており、送信信号および受信信号は同じ周波数（Ｆｏ）で動作する。

ステップ７０５の開始後、例えば高周波通信ユニットを「オン」にしたために、ステップ７１０に示すように、入力無線周波信号は、少なくとも１つの移相器（位相シフタ）回路で受信される。少なくとも１つの移相器（位相シフタ）が単一端入力配列を備える場合、ステップ７１５に図示するように、プロセスは、単一端無線周波数信号を差動入力無線周波数信号に変換する。差動入力無線周波信号があることを確認した後、ステップ７２０に示すように、少なくとも２つの能動デバイスに結合している電圧可変素子に可変制御電圧を印加することによってプロセスは続く。

その後、プロセスは、可変制御電圧に印加される電圧に応じて、電圧可変素子の位相の調整に続く。そして、このように、ステップ７２５に示すように、可変制御電圧は、差動入力無線周波信号に移相（位相シフト）を適用する。プロセスは、ステップ７３０に示すように、移相器回路の差動入力無線周波信号に適用される利得を制御するために、移相器回路の少なくとも２つの能動デバイスに対するバイアス電圧の印加に続く。次にステップ７３５に示すように、調整された移相および利得のうちの少なくとも１つの設定がそれぞれの閾値内にあるか否か判定を行う。調整された移相および利得のうちの少なくとも１つの設定がそれぞれの閾値内であれば、プロセスは、ステップ７４０で停止する。調整された移相および利得のうちの少なくとも１つの設定がそれぞれの閾値内にない場合、プロセスはさらに、ステップ７２０にループバックして、差動入力無線周波信号の位相および利得のうちの少なくとも１つのレベルの調整を行う。

上記説明した高周波通信回路で高周波信号の位相を電気的に調整するための高周波通信ユニット、集積回路および方法の実施例は、通信ユニットがそれに送られる信号の位相制御を改善できるようにしてもよいことが分かるであろう。さらに実施例は、一般にも、高周波通信ユニットが圧縮中であるときにも、受信機システムの雑音性能を改善してもよい。また実施例は、ＩＦ信号の信号雑音比に基づき、自動的に位相を調整してもよいアクティブフィードバックシステムを提供してもよい。さらに実施例は、完全デジタル制御される位相制御実施態様をサポートしてもよい。

当業者は、上記認識される利点および本明細書に説明される他の利点は単に例示的なものであり、本発明はこれら利点のすべてを獲得する必要はないことを認識するであろう。
本明細書で説明する実施例は、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、カスタマイズしたプロセッサおよび現場でプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）などの１または複数の汎用または専用プロセッサ（または「信号プロセッサ」）と、本明細書で説明する電力制御を行う方法および装置の機能の一部、ほとんどまたは全部を、一定の非プロセッサ回路と連動して実施するように１または複数のプロセッサを制御する固有のプログラム記憶式命令（ソフトウェアおよびファームウェアの両方を含む）とから構成してもよいことが理解されるであろう。あるいは、プログラム記憶式命令をもたない状態マシンによって一部または全部の機能を実装する、または各機能もしくはいくつかの機能のいくつかの組合わせをカスタムロジックとして実装する１または複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）に実装することもできるであろう。当然ながら、この２つのアプローチの組合わせを使用することもできるであろう。状態マシンおよびＡＳＩＣはともに本明細書において、前述の考察および請求項の言葉の目的上「信号プロセッサ」と考えられる。

また、本発明の実施形態は本明細書に説明および請求される方法を実施するようにコンピュータ（例、処理装置を備える）をプログラミングするためにコンピュータ読取可能コードを格納するコンピュータ読取可能記憶素子として実装できる。当該コンピュータ読取可能記憶素子の例は、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、光学記憶装置、磁気記憶装置、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、プログラマブル読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、消去可能プログラマブル読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能プログラマブル読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）およびフラッシュメモリを含むが、これだけに制限されない。さらに、おそらくは多大な労力ならびに例えば利用できる時間、現在の技術および経済的な要因により動機付けられる多くの設計上の選択肢にも関わらず、本明細書で開示する概念および原則によって指導される場合、当業者は最低限の実験で当該ソフトウェア命令およびプログラムおよびＩＣを容易に生成することができるであろう。

前述の明細書において、本発明の特定の実施形態を説明してきた。しかし、当業者は以下の請求項に記載される本発明の範囲を逸脱することなくさまざまな修正および変更を行えることを認識する。

したがって、明細書および図面は制限的な意味ではなく例示的な意味で考えるべきである、当該修正のすべては本発明の範囲に含まれることが意図されている。利益、利点、問題解決策、および利益、利点または解決策を見出させるもしくはより顕著にさせるあらゆる要素は、いずれかまたはすべての請求項の必須の、必要なまたは本質的な特徴または要素と解釈してはならない。本発明は、本出願の手続き中に行われる補正および発行される請求項のすべての同等物を含め、付属の請求項によってのみ定義される。

さらに、個々の特徴は異なる請求項に記載されているかもしれないが、これらは可能なら有利に組合わせてもよく、異なる請求項に記載されることは特徴の組合わせが実行可能ではないおよび有利ではない、もしくは実行可能ではないまたは有利ではないことを意味するわけではない。また、請求項のあるカテゴリに特徴を記載することはこのカテゴリに制限されることを意味するのではなく、むしろその特徴は、適宜、他の請求項のカテゴリにも同様に適用できることを示している。

また本書において、第１および第２、上および下、ならびに他の同様な言葉のように関係を示す用語は、ある実体または行為を別の実体または行為と区別するためにのみ使用しており、当該実体もしくは行為間の実際の当該関係または順番を必ずしも必要とするまたは意味するものではない。

「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」、「備える（ｃｏｍｒｉｓｉｎｇ）」、「有する（ｈａｓ）」、「有する（ｈａｖｉｎｇ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｅｓ）」、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」、「含有する（ｃｏｎｔａｉｎｓ）」、「含有する（ｃｏｎｔａｉｎｉｎｇ）」またはそのあらゆる他のバリエーションは、要素のリストを備える、有する、含む、含有するプロセス、方法、物品または装置がその要素のみを含むのではなく、明示的に列挙されていないまたは当該プロセス、方法、物品もしくは装置に固有の他の要素を含んでもよいように、非排他的包含をカバーすることを意図している。「１つの・・・を備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ…ａ）」、「１つの・・・を有する（ｈａｓ…ａ）」、「１つの・・・を含む（ｉｎｃｌｕｄｅｓ…ａ）」、「１つの・・・を含有する（ｃｏｎｔａｉｎｓ…ａ）」の後に続く要素は、それ以上の制約条件がなければ、その要素を備える、有する、含む、含有するプロセス、方法、物品または装置における追加の同一の要素の存在を排除するものではない。「１つの（ａ）」および「１つの（ａｎ）」という用語は、本明細書で別途明示的に記載されていない限り、１または複数として定義される。

「実質的に（ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙ）」、「本質的に（ｅｓｓｅｎｔｉａｌｌｙ）」、「約（ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ）」、「約（ａｂｏｕｔ）」またはそのあらゆる他のバージョンは、当業者に理解される定義に近いものとして定義される。本明細書で使用される「結合されている（ｃｏｕｐｌｅｄ）」という用語は、必ずしも直接ではなく、また必ずしも機械的ではないかもしれないが、接続されていると定義される。ある方法で「構成されている（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）」デバイスまたは構造は、少なくともその方法で構成されているが、列挙していない方法で構成してもよい。

Claims (6)

1. 無線周波信号を移相する集積回路であって、前記集積回路は、少なくとも１つの移相器を備え、少なくとも１つの前記移相器は、
   無線周波信号を受信するための少なくとも１つの入力と；
   電圧可変素子と；
   前記電圧可変素子に動作可能に結合されて、可変制御電圧を受信するように配列されている複数の能動デバイスと
   を備え、
   複数の前記能動デバイスは、共通ベース配列に結合され、且つ前記無線周波信号を受信するように配列されている少なくとも２つの能動デバイスからなり、前記電圧可変素子に印加される可変制御電圧が前記無線周波信号の位相を調整するように前記電圧可変素子は、前記少なくとも２つの能動デバイスのエミッタコンタクトまたはソースコンタクトを結合している、集積回路。
2. 調整される前記無線周波信号は、差動無線周波信号である、
   請求項１記載の集積回路。
3. 入力された前記無線周波信号は、差動無線周波数入力信号と、平衡不平衡変成器による調整のために差動無線周波信号に変換される単一端入力信号とのうちの１つである、
   請求項２記載の集積回路。
4. 前記電圧可変素子は、電気制御式可変キャパシタンス（３１５）である、
   請求項１記載の集積回路。
5. 前記移相器がカスケード接続されている複数の移相器を備えることによって、前記カスケード接続されている複数の移相器にわたり行われる全移相は、調整可能である、
   請求項１記載の集積回路。
6. 無線周波数入力信号を移相するように配列されている少なくとも１つの移相器回路を有する無線周波数回路を備える通信ユニット（２００）であって、少なくとも１つの前記移相器回路は、
   電圧可変素子と；
   前記電圧可変素子に動作可能に結合されて、可変制御電圧を受信するように配列されている複数の能動デバイスであって、複数の前記能動デバイスは、共通ベース配列に結合され、且つ前記無線周波数入力信号を受信するように配列されている少なくとも２つの能動デバイスからなり、前記電圧可変素子は、少なくとも２つの前記能動デバイスのエミッタコンタクトまたはソースコンタクトを結合していることと；
   前記無線周波数入力信号の位相を調整するために、複数の前記能動デバイスに可変制御電圧を印加するように配列されているプロセッシングロジックと
   を備える、通信ユニット。