JPH1056336A - ミキサ回路 - Google Patents
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高い変換利得を持ち、線形性に優れたミキサ
回路を得る。 【解決手段】 混合する２つの信号のうちの一方を増幅
する増幅器１Ａを備える。増幅器１Ａは、その出力の負
帰還回路に、周波数ｆ１の入力電圧ｖ１は減衰させない
ローパスフィルタ１４を備えている。ローパスフィルタ
１４によって高周波ほど帰還量が多くして高調波を低減
できる。
回路を得る。 【解決手段】 混合する２つの信号のうちの一方を増幅
する増幅器１Ａを備える。増幅器１Ａは、その出力の負
帰還回路に、周波数ｆ１の入力電圧ｖ１は減衰させない
ローパスフィルタ１４を備えている。ローパスフィルタ
１４によって高周波ほど帰還量が多くして高調波を低減
できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、複数の入力信号
を混合するミキサ回路に関し、特に変換利得が高く、線
形性を向上したミキサ回路に関するものである。
を混合するミキサ回路に関し、特に変換利得が高く、線
形性を向上したミキサ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１６は従来のギルバートセル型ミキサ
回路の構成を示す回路図である。図１６において、１Ｇ
は入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、４Ａは差
動増幅器１Ｇの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部
である。従来のミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差
動増幅器１Ｇで構成されており、このミキサ回路の出力
は第１および第２の出力端子から出力される第１および
第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
回路の構成を示す回路図である。図１６において、１Ｇ
は入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、４Ａは差
動増幅器１Ｇの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部
である。従来のミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差
動増幅器１Ｇで構成されており、このミキサ回路の出力
は第１および第２の出力端子から出力される第１および
第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
【０００３】差動増幅器１Ｇは、非反転入力端子１５０
に接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力
端子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ２７、反転入力端子１５１に
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子
１８に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイ
ポーラトランジスタＱ２８、トランジスタＱ２７，Ｑ２
８のエミッタと抵抗１５４の接続点からそれぞれ所定の
直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源１５２，１５３、およ
びトランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間を接続する
抵抗１５４で構成される。
に接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力
端子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ２７、反転入力端子１５１に
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子
１８に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイ
ポーラトランジスタＱ２８、トランジスタＱ２７，Ｑ２
８のエミッタと抵抗１５４の接続点からそれぞれ所定の
直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源１５２，１５３、およ
びトランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間を接続する
抵抗１５４で構成される。
【０００４】また、ミキサ部４Ａは、第２の非反転入力
端子１５に接続されたベースと第１の出力端子１９に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１７に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３、第２の反転入力端子１６に接続されたベースと第２
の出力端子２０に接続されたコレクタと第１の非反転入
力端子１７に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ４、第２の反転入力端子１６に接続さ
れたベースと第１の出力端子１９に接続されたコレクタ
と第１の反転入力端子１８に接続されたエミッタを持つ
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ５、および第２の非反
転入力端子１５に接続されたベースと第２の出力端子２
０に接続されたコレクタと第１の反転入力端子１８に接
続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｑ６から構成されている。
端子１５に接続されたベースと第１の出力端子１９に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１７に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３、第２の反転入力端子１６に接続されたベースと第２
の出力端子２０に接続されたコレクタと第１の非反転入
力端子１７に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ４、第２の反転入力端子１６に接続さ
れたベースと第１の出力端子１９に接続されたコレクタ
と第１の反転入力端子１８に接続されたエミッタを持つ
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ５、および第２の非反
転入力端子１５に接続されたベースと第２の出力端子２
０に接続されたコレクタと第１の反転入力端子１８に接
続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｑ６から構成されている。
【０００５】入力された第１の入力電圧ｖ１は、トラン
ジスタＱ２７，Ｑ２８で構成されるエミッタ差動対回路
によって増幅されて、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のそ
れぞれのコレク夕電流の差となって現れる。トランジス
タＱ２７とＱ２８のそれぞれのコレクタ電流は、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、
トランジスタＱ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回
路の底電流となる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジス
タＱ３，Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、トラ
ンジスタＱ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路に
よって増幅される。
ジスタＱ２７，Ｑ２８で構成されるエミッタ差動対回路
によって増幅されて、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のそ
れぞれのコレク夕電流の差となって現れる。トランジス
タＱ２７とＱ２８のそれぞれのコレクタ電流は、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、
トランジスタＱ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回
路の底電流となる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジス
タＱ３，Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、トラ
ンジスタＱ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路に
よって増幅される。
【０００６】そして、以上の関係を数式によって表すと
次のようになる。まず、抵抗１５４の抵抗値を無視する
と、トランジスタＱ２７とＱ２８、それぞれのコレクタ
電流ic27，ic28は数１，数２で表される。
次のようになる。まず、抵抗１５４の抵抗値を無視する
と、トランジスタＱ２７とＱ２８、それぞれのコレクタ
電流ic27，ic28は数１，数２で表される。
【０００７】
【数１】
【０００８】
【数２】
【０００９】次に、トランジスタＱ３〜Ｑ６の各々のコ
レクタ電流をic3，ic4，ic5，ic6とすると、ic3〜ic6は
数３〜数６で表される。
レクタ電流をic3，ic4，ic5，ic6とすると、ic3〜ic6は
数３〜数６で表される。
【００１０】
【数３】
【００１１】
【数４】
【００１２】
【数５】
【００１３】
【数６】
【００１４】数式１〜６よりトランジスタＱ３〜Ｑ６の
コレクタ電流ic3〜ic6と第１および第２の入力電圧ｖ
１、ｖ２の間には数７〜数１０のような関係がある。
コレクタ電流ic3〜ic6と第１および第２の入力電圧ｖ
１、ｖ２の間には数７〜数１０のような関係がある。
【００１５】
【数７】
【００１６】
【数８】
【００１７】
【数９】
【００１８】
【数１０】
【００１９】数７〜数１０より差動出力電流（ｉ１−ｉ
２）は、数１１で与えられる。
２）は、数１１で与えられる。
【００２０】
【数１１】
【００２１】一般的に、ｔａｎｈｘは数１２のように級
数展開できる。
数展開できる。
【００２２】
【数１２】
【００２３】数１１においてｘが１より十分小さけれ
ば、数１２を数１３のように変形でき、そのため、入力
電圧ｖ１、ｖ２と出力信号ｉ１、ｉ２との関係は数１４
で表される。
ば、数１２を数１３のように変形でき、そのため、入力
電圧ｖ１、ｖ２と出力信号ｉ１、ｉ２との関係は数１４
で表される。
【００２４】
【数１３】
【００２５】
【数１４】
【００２６】つまり、このミキサ回路は第１および第２
の入力電圧ｖ１とｖ２の乗算を行う回路である。そし
て、第１および第２の入力電圧ｖ１，ｖ２がそれぞれ異
なった周波数ｆ１，ｆ２の２つの信号であれば、その２
つの信号の乗算を行うことによって、２つの信号の周波
数の和、｜ｆ１＋ｆ２｜、および差、｜ｆ１−ｆ２｜の
周波数成分の信号を出力する。
の入力電圧ｖ１とｖ２の乗算を行う回路である。そし
て、第１および第２の入力電圧ｖ１，ｖ２がそれぞれ異
なった周波数ｆ１，ｆ２の２つの信号であれば、その２
つの信号の乗算を行うことによって、２つの信号の周波
数の和、｜ｆ１＋ｆ２｜、および差、｜ｆ１−ｆ２｜の
周波数成分の信号を出力する。
【００２７】また、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミ
ッタは抵抗１５４を介して互いに接続されているため、
トランジスタＱ２７，Ｑ２８で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。つまり、ミキサ回路の
変換利得Ｇｃは、負帰還回路を構成する抵抗１５４の抵
抗値に反比例する。数１５は、変換利得Ｇｃと抵抗１５
４の抵抗値ＲＥとの関係を示す式である。
ッタは抵抗１５４を介して互いに接続されているため、
トランジスタＱ２７，Ｑ２８で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。つまり、ミキサ回路の
変換利得Ｇｃは、負帰還回路を構成する抵抗１５４の抵
抗値に反比例する。数１５は、変換利得Ｇｃと抵抗１５
４の抵抗値ＲＥとの関係を示す式である。
【００２８】
【数１５】
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】従来のミキサ回路は以
上のように構成されており、ミキサ回路の利得を大きく
するためには、抵抗１５４の抵抗値ＲＥを小さくしなけ
ればならない。しかし、抵抗１５４の抵抗値ＲＥを小さ
くすると、回路の非線形性が大きくなり、過大な高調波
や相互変調歪み等が生じるという欠点があった。
上のように構成されており、ミキサ回路の利得を大きく
するためには、抵抗１５４の抵抗値ＲＥを小さくしなけ
ればならない。しかし、抵抗１５４の抵抗値ＲＥを小さ
くすると、回路の非線形性が大きくなり、過大な高調波
や相互変調歪み等が生じるという欠点があった。
【００３０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、高い変換利得を持ち、線形性に
優れたミキサ回路を得ることを目的としている。
ためになされたもので、高い変換利得を持ち、線形性に
優れたミキサ回路を得ることを目的としている。
【００３１】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係るミキサ
回路は、第１及び第２の入力端子並びに出力端子を有
し、前記第１および第２の入力端子から入力した第１お
よび第２の信号の混合を行うミキサ部と、第３の信号が
入力される入力端子、前記第１の入力端子に接続された
出力端子、および出力信号の負帰還を行うための前記第
３の信号を濾波せずに通過させるような所定の通過特性
を持つ負帰還回路を有し、前記第３の信号を増幅して前
記第１の信号として前記ミキサ部へ出力する増幅器とを
備えて構成される。
回路は、第１及び第２の入力端子並びに出力端子を有
し、前記第１および第２の入力端子から入力した第１お
よび第２の信号の混合を行うミキサ部と、第３の信号が
入力される入力端子、前記第１の入力端子に接続された
出力端子、および出力信号の負帰還を行うための前記第
３の信号を濾波せずに通過させるような所定の通過特性
を持つ負帰還回路を有し、前記第３の信号を増幅して前
記第１の信号として前記ミキサ部へ出力する増幅器とを
備えて構成される。
【００３２】第２の発明に係るミキサ回路は、第１の発
明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定の
通過特性は、低域通過特性を含むことを特徴とする。
明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定の
通過特性は、低域通過特性を含むことを特徴とする。
【００３３】第３の発明に係るミキサ回路は、第２の発
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続され第１の直流電流を流す第１の電流源と、前記第２
のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され第２の
直流電流を流す第２の電流源と、前記第１および第２の
トランジスタの前記第２の電流電極間に接続されたロー
パスフィルタとをさらに有することを特徴とする。
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続され第１の直流電流を流す第１の電流源と、前記第２
のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され第２の
直流電流を流す第２の電流源と、前記第１および第２の
トランジスタの前記第２の電流電極間に接続されたロー
パスフィルタとをさらに有することを特徴とする。
【００３４】第４の発明に係るミキサ回路は、第２の発
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続された一方端、および他方端を持つ第１のローパスフ
ィルタと、前記第２のトランジスタの前記第２の電流電
極に接続された一方端、および前記第１のローパスフィ
ルタの前記他方端に接続された他方端を持つ第２のロー
パスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの前記他
方端に接続され、所定の直流電流を流す電流源とをさら
に有することを特徴とする。
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続された一方端、および他方端を持つ第１のローパスフ
ィルタと、前記第２のトランジスタの前記第２の電流電
極に接続された一方端、および前記第１のローパスフィ
ルタの前記他方端に接続された他方端を持つ第２のロー
パスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの前記他
方端に接続され、所定の直流電流を流す電流源とをさら
に有することを特徴とする。
【００３５】請求項５記載の発明のミキサ回路は、第１
の発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所
定の通過特性は、帯域通過特性を含むことを特徴とす
る。
の発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所
定の通過特性は、帯域通過特性を含むことを特徴とす
る。
【００３６】第６の発明に係るミキサ回路は、第５の発
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続された一方端、および他方端を持つ第１のバンドパス
フィルタと、前記第２のトランジスタの前記第２の電流
電極に接続された一方端、および前記第１のバンドパス
フィルタの前記他方端に接続された他方端を持つ第２の
バンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタ
の前記他方端に接続され所定の直流電流を流す電流源と
をさらに有することを特徴とする。
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接
続された一方端、および他方端を持つ第１のバンドパス
フィルタと、前記第２のトランジスタの前記第２の電流
電極に接続された一方端、および前記第１のバンドパス
フィルタの前記他方端に接続された他方端を持つ第２の
バンドパスフィルタと、前記第１のバンドパスフィルタ
の前記他方端に接続され所定の直流電流を流す電流源と
をさらに有することを特徴とする。
【００３７】第７の発明に係るミキサ回路は、第５の発
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタと、前
記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、前
記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
第１の直流電流を流す第１の電流源と、前記第２のトラ
ンジスタの前記第２の電流電極に接続され第２の直流電
流を流す第２の電流源と、前記第１および第２のトラン
ジスタの前記第２の電流電極間に接続するバンドパスフ
ィルタとをさらに有することを特徴とする。
明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１の入
力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力
端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入力端
子および第２の非反転入力端子を含み、前記増幅器の前
記入力端子は、前記第３の信号を入力するための反転入
力端子および非反転入力端子を含み、前記増幅器は、前
記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタと、前
記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、前
記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
第１の直流電流を流す第１の電流源と、前記第２のトラ
ンジスタの前記第２の電流電極に接続され第２の直流電
流を流す第２の電流源と、前記第１および第２のトラン
ジスタの前記第２の電流電極間に接続するバンドパスフ
ィルタとをさらに有することを特徴とする。
【００３８】第８の発明に係るミキサ回路は、第１から
第７の発明のうちのいずれかのミキサ回路において、前
記負帰還回路は、インダクタを含むことを特徴とする。
第７の発明のうちのいずれかのミキサ回路において、前
記負帰還回路は、インダクタを含むことを特徴とする。
【００３９】第９の発明に係るミキサ回路は、第１及び
第２の入力端子並びに出力端子、および前記第１および
第２の入力端子から入力される信号の処理経路に対し負
帰還をかけるため前記第１および第２の入力端子から入
力される信号を濾波せずに通過させるような所定の通過
特性を持つ負帰還回路を有し、前記第１および第２の入
力端子から入力される第１および第２の信号の混合を行
うミキサ部と、第３の信号が入力される入力端子および
前記第１の入力端子に接続された出力端子を有し、前記
第３の信号を増幅して前記第１の信号として前記ミキサ
部へ出力する増幅器とを備えて構成される。
第２の入力端子並びに出力端子、および前記第１および
第２の入力端子から入力される信号の処理経路に対し負
帰還をかけるため前記第１および第２の入力端子から入
力される信号を濾波せずに通過させるような所定の通過
特性を持つ負帰還回路を有し、前記第１および第２の入
力端子から入力される第１および第２の信号の混合を行
うミキサ部と、第３の信号が入力される入力端子および
前記第１の入力端子に接続された出力端子を有し、前記
第３の信号を増幅して前記第１の信号として前記ミキサ
部へ出力する増幅器とを備えて構成される。
【００４０】第１０の発明に係るミキサ回路は、第９の
発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定
の通過特性は、低域通過特性を含むことを特徴とする。
発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定
の通過特性は、低域通過特性を含むことを特徴とする。
【００４１】第１１の発明に係るミキサ回路は、第１０
の発明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１
の入力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転
入力端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入
力端子および第２の非反転入力端子を含み、前記ミキサ
部の前記出力端子は、第１および第２の出力端子を含
み、前記ミキサ部は、前記第２の非反転入力端子に接続
された制御電極、前記第１の出力端子に接続された第１
の電流電極、および第２の電流電極を持つ第１のトラン
ジスタと、前記第２の反転入力端子に接続された制御電
極、前記第２の出力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の反転入力端子に接続された
他方端を持つ第１のローパスフィルタと、前記第２のト
ランジスタの前記第２の電流電極に接続された一方端、
および前記第１の反転入力端子に接続された他方端を持
つ第２のローパスフィルタと、前記第２の反転入力端子
に接続された制御電極、前記第１の出力端子に接続され
た第１の電流電極、および第２の電流電極を持つ第３の
トランジスタと、前記第２の非反転入力端子に接続され
た制御電極、前記第２の出力端子に接続された第１の電
流電極、および第２の電流電極を持つ第４のトランジス
タと、前記第３のトランジスタの前記第２の電流電極に
接続された一方端、および前記第１の非反転入力端子に
接続された他方端を持つ第３のローパスフィルタと、前
記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第４のローパスフィルタとをさらに有す
ることを特徴とする。
の発明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１
の入力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転
入力端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入
力端子および第２の非反転入力端子を含み、前記ミキサ
部の前記出力端子は、第１および第２の出力端子を含
み、前記ミキサ部は、前記第２の非反転入力端子に接続
された制御電極、前記第１の出力端子に接続された第１
の電流電極、および第２の電流電極を持つ第１のトラン
ジスタと、前記第２の反転入力端子に接続された制御電
極、前記第２の出力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の反転入力端子に接続された
他方端を持つ第１のローパスフィルタと、前記第２のト
ランジスタの前記第２の電流電極に接続された一方端、
および前記第１の反転入力端子に接続された他方端を持
つ第２のローパスフィルタと、前記第２の反転入力端子
に接続された制御電極、前記第１の出力端子に接続され
た第１の電流電極、および第２の電流電極を持つ第３の
トランジスタと、前記第２の非反転入力端子に接続され
た制御電極、前記第２の出力端子に接続された第１の電
流電極、および第２の電流電極を持つ第４のトランジス
タと、前記第３のトランジスタの前記第２の電流電極に
接続された一方端、および前記第１の非反転入力端子に
接続された他方端を持つ第３のローパスフィルタと、前
記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第４のローパスフィルタとをさらに有す
ることを特徴とする。
【００４２】第１２の発明に係るミキサ回路は、第９の
発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定
の通過特性は、帯域通過特性を含むことを特徴とする。
発明のミキサ回路において、前記負帰還回路の前記所定
の通過特性は、帯域通過特性を含むことを特徴とする。
【００４３】第１３の発明に係るミキサ回路は、第１２
の発明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１
の入力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転
入力端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入
力端子および第２の非反転入力端子を含み、前記ミキサ
部の前記出力端子は、第１および第２の出力端子を含
み、前記ミキサ部は、前記第２の非反転入力端子に接続
された制御電極、前記第１の出力端子に接続された第１
の電流電極、および第２の電流電極を持つ第１のトラン
ジスタと、前記第２の反転入力端子に接続された制御電
極、前記第２の出力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の反転入力端子に接続された
他方端を持つ第１のバンドパスフィルタと、前記第２の
トランジスタの前記第２の電流電極に接続された一方
端、および前記第１の反転入力端子に接続された他方端
を持つ第２のバンドパスフィルタと、前記第２の反転入
力端子に接続された制御電極、前記第１の出力端子に接
続された第１の電流電極、および第２の電流電極を持つ
第３のトランジスタと、前記第２の非反転入力端子に接
続された制御電極、前記第２の出力端子に接続された第
１の電流電極、および第２の電流電極を持つ第４のトラ
ンジスタと、前記第３のトランジスタの前記第２の電流
電極に接続された一方端、および前記第１の非反転入力
端子に接続された他方端を持つ第３のバンドパスフィル
タと、前記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に
接続された一方端、および前.記第１の非反転入力端子
に接続された他方端を持つ第４のバンドパスフィルタと
をさらに有することを特徴とする。
の発明のミキサ回路において、前記ミキサ部の前記第１
の入力端子は、第１の反転入力端子および第１の非反転
入力端子を含み、前記第２の入力端子は、第２の反転入
力端子および第２の非反転入力端子を含み、前記ミキサ
部の前記出力端子は、第１および第２の出力端子を含
み、前記ミキサ部は、前記第２の非反転入力端子に接続
された制御電極、前記第１の出力端子に接続された第１
の電流電極、および第２の電流電極を持つ第１のトラン
ジスタと、前記第２の反転入力端子に接続された制御電
極、前記第２の出力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、前
記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続され
た一方端、および前記第１の反転入力端子に接続された
他方端を持つ第１のバンドパスフィルタと、前記第２の
トランジスタの前記第２の電流電極に接続された一方
端、および前記第１の反転入力端子に接続された他方端
を持つ第２のバンドパスフィルタと、前記第２の反転入
力端子に接続された制御電極、前記第１の出力端子に接
続された第１の電流電極、および第２の電流電極を持つ
第３のトランジスタと、前記第２の非反転入力端子に接
続された制御電極、前記第２の出力端子に接続された第
１の電流電極、および第２の電流電極を持つ第４のトラ
ンジスタと、前記第３のトランジスタの前記第２の電流
電極に接続された一方端、および前記第１の非反転入力
端子に接続された他方端を持つ第３のバンドパスフィル
タと、前記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に
接続された一方端、および前.記第１の非反転入力端子
に接続された他方端を持つ第４のバンドパスフィルタと
をさらに有することを特徴とする。
【００４４】第１４の発明に係るミキサ回路は、第３、
第４または第１１の発明のミキサ回路において、前記ロ
ーパスフィルタは、２次以上のローパスフィルタを含む
ことを特徴とする。
第４または第１１の発明のミキサ回路において、前記ロ
ーパスフィルタは、２次以上のローパスフィルタを含む
ことを特徴とする。
【００４５】第１５の発明に係るミキサ回路は、第１４
の発明のミキサ回路において、前記ローパスフィルタ
は、前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電
流電極間に接続されたインダクタと抵抗を含む直列体を
備えるて構成される。
の発明のミキサ回路において、前記ローパスフィルタ
は、前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電
流電極間に接続されたインダクタと抵抗を含む直列体を
備えるて構成される。
【００４６】第１６の発明に係るミキサ回路は、第６、
第７または第１３の発明のミキサ回路において、前記バ
ンドパスフィルタは、２次以上のバンドパスフィルタを
含むことを特徴とする。
第７または第１３の発明のミキサ回路において、前記バ
ンドパスフィルタは、２次以上のバンドパスフィルタを
含むことを特徴とする。
【００４７】
実施の形態１．以下、この発明によるミキサ回路につい
て図１および図２を用いて説明する。図１において、１
は入力端子２から入力される信号を増幅するため入力電
圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数
に対する利得が小さくなるような特性を持つ増幅器、４
は増幅器１の出力端子３から与えられる信号と入力端子
５から入力される信号の混合を行って出力端子６から出
力するミキサ部である。第１および第２の入力電圧ｖ
１，ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ
信号である。
て図１および図２を用いて説明する。図１において、１
は入力端子２から入力される信号を増幅するため入力電
圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数
に対する利得が小さくなるような特性を持つ増幅器、４
は増幅器１の出力端子３から与えられる信号と入力端子
５から入力される信号の混合を行って出力端子６から出
力するミキサ部である。第１および第２の入力電圧ｖ
１，ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ
信号である。
【００４８】実施の形態１においては、増幅器１が入力
電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波
数に対する利得が小さくなるような特性を持つため、増
幅器１に入力された入力信号の高調波に対する利得が所
望の信号に対する利得より小さくなり、増幅器１では高
調波が生じにくくなる。したがって、増幅器１で増幅さ
れた信号の高調波成分が低減されている。増幅器１の高
調波成分が低減されるため、相互変調歪み等を削減で
き、実施の形態１によるミキサ回路の出力では従来のミ
キサ回路より低歪みの出力を得ることができる。例え
ば、相互変調歪みは、入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数をｆ
１，ｆ２とし、入力電圧ｖ１の妨害波の周波数をｆ１’
とすると、ミキサ回路で発生する３次相互変調歪み（Ｉ
Ｍ３）では、その周波数が｛（２ｆ１−ｆ１’）−ｆ
２｝および｛（２ｆ１’−ｆ１）−ｆ２｝になり、増幅
器の場合では周波数が（２ｆ１−ｆ１’）および（２ｆ
１’−ｆ１）になる。つまり、相互変調歪みは、一つの
入力に２つの信号（一方は妨害波）が入力された場合に
生じる成分である。
電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波
数に対する利得が小さくなるような特性を持つため、増
幅器１に入力された入力信号の高調波に対する利得が所
望の信号に対する利得より小さくなり、増幅器１では高
調波が生じにくくなる。したがって、増幅器１で増幅さ
れた信号の高調波成分が低減されている。増幅器１の高
調波成分が低減されるため、相互変調歪み等を削減で
き、実施の形態１によるミキサ回路の出力では従来のミ
キサ回路より低歪みの出力を得ることができる。例え
ば、相互変調歪みは、入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数をｆ
１，ｆ２とし、入力電圧ｖ１の妨害波の周波数をｆ１’
とすると、ミキサ回路で発生する３次相互変調歪み（Ｉ
Ｍ３）では、その周波数が｛（２ｆ１−ｆ１’）−ｆ
２｝および｛（２ｆ１’−ｆ１）−ｆ２｝になり、増幅
器の場合では周波数が（２ｆ１−ｆ１’）および（２ｆ
１’−ｆ１）になる。つまり、相互変調歪みは、一つの
入力に２つの信号（一方は妨害波）が入力された場合に
生じる成分である。
【００４９】図２はこの発明の実施の形態１によるミキ
サ回路の構成を示す回路図である。図２において、１Ａ
は高周波ほど利得が低くなるような特性を持ち入力電圧
ｖ１を増幅する差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ａの出
力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施
の形態１によるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差
動増幅器１Ａで構成されており、このミキサ回路の出力
は第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
サ回路の構成を示す回路図である。図２において、１Ａ
は高周波ほど利得が低くなるような特性を持ち入力電圧
ｖ１を増幅する差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ａの出
力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施
の形態１によるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差
動増幅器１Ａで構成されており、このミキサ回路の出力
は第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
【００５０】差動増幅器１Ａは、差動増幅器１Ａの非反
転入力端子１０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１、差動増幅
器１Ａの反転入力端子１１に接続されたベースとミキサ
部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレクタ
とエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタとローパスフィルタ
１４との接続点からそれぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１２，１３、およびトランジスタＱ１，Ｑ
２のエミッタ間を接続するローパスフィルタ１４で構成
される。このローパスフィルタ１４は、第１の入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１を減衰させず、周波数ｆ１，ｆ２より
高い所定の周波数をカットするような周波数特性を有す
る。
転入力端子１０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１、差動増幅
器１Ａの反転入力端子１１に接続されたベースとミキサ
部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレクタ
とエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタとローパスフィルタ
１４との接続点からそれぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１２，１３、およびトランジスタＱ１，Ｑ
２のエミッタ間を接続するローパスフィルタ１４で構成
される。このローパスフィルタ１４は、第１の入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１を減衰させず、周波数ｆ１，ｆ２より
高い所定の周波数をカットするような周波数特性を有す
る。
【００５１】また、ミキサ部４Ａは、第２の非反転入力
端子１５に接続されたベースと第１の出力端子１９に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１７に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３、第２の反転入力端子１６に接続されたベースと第２
の出力端子２０に接続されたコレクタと第１の非反転入
力端子１７に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ４、第２の反転入力端子１６に接続さ
れたベースと第１の出力端子１９に接続されたコレクタ
と第１の反転入力端子１８に接続されたエミッタを持つ
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ５、および第２の非反
転入力端子１５に接続されたベースと第２の出力端子２
０に接続されたコレクタと第１の反転入力端子１８に接
続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｑ６から構成されている。
端子１５に接続されたベースと第１の出力端子１９に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１７に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３、第２の反転入力端子１６に接続されたベースと第２
の出力端子２０に接続されたコレクタと第１の非反転入
力端子１７に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ４、第２の反転入力端子１６に接続さ
れたベースと第１の出力端子１９に接続されたコレクタ
と第１の反転入力端子１８に接続されたエミッタを持つ
ＮＰＮバイポーラトランジスタＱ５、および第２の非反
転入力端子１５に接続されたベースと第２の出力端子２
０に接続されたコレクタと第１の反転入力端子１８に接
続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタ
Ｑ６から構成されている。
【００５２】入力された第１の入力電圧ｖ１は、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２で構成されるエミッタ差動対回路によ
って増幅されて、トランジスタＱ１，Ｑ２のそれぞれの
コレク夕電流の差となって現れる。トランジスタＱ１と
Ｑ２のそれぞれのコレクタ電流は、トランジスタＱ３，
Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路の底電流と
なる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジスタＱ３，Ｑ４
で構成されるエミッタ差動対回路と、トランジスタＱ
５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路によって増幅
される。
ジスタＱ１，Ｑ２で構成されるエミッタ差動対回路によ
って増幅されて、トランジスタＱ１，Ｑ２のそれぞれの
コレク夕電流の差となって現れる。トランジスタＱ１と
Ｑ２のそれぞれのコレクタ電流は、トランジスタＱ３，
Ｑ４で構成されるエミッタ差動対回路と、トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路の底電流と
なる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジスタＱ３，Ｑ４
で構成されるエミッタ差動対回路と、トランジスタＱ
５，Ｑ６で構成されるエミッタ差動対回路によって増幅
される。
【００５３】ところで、トランジスタＱ１とＱ２のエミ
ッタがローパスフィルタ１４を介して互いに接続されて
いるため、このローパスフィルタ１４を介してトランジ
スタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動対回路に負帰
還の効果が生じる。また、トランジスタＱ１とＱ２のエ
ミッタ間に設けられている負帰還回路がローパスフィル
タ１４であるため、ローパスフィルタ１４の遮断周波数
以上の周波数を持つ信号は、その周波数が高ければ高い
ほど帰還量は多くなる。つまり、トランジスタＱ１とＱ
２で構成されるエミッタ差動対回路で生じる高調波に対
するそのエミッタ差動対回路の利得は、所望の信号に対
する利得より小さいため、トランジスタＱ１とＱ２で構
成されるエミッタ差動対回路では高調波が生じにくい。
したがって、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミ
ッタ差動対回路で増幅された信号の高調波成分が低減さ
れているため、実施の形態１によるミキサ回路では、そ
の回路の非線形性が改善され、図１６に示したような従
来のミキサ回路より低歪みの出力を得ることができる。
ッタがローパスフィルタ１４を介して互いに接続されて
いるため、このローパスフィルタ１４を介してトランジ
スタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動対回路に負帰
還の効果が生じる。また、トランジスタＱ１とＱ２のエ
ミッタ間に設けられている負帰還回路がローパスフィル
タ１４であるため、ローパスフィルタ１４の遮断周波数
以上の周波数を持つ信号は、その周波数が高ければ高い
ほど帰還量は多くなる。つまり、トランジスタＱ１とＱ
２で構成されるエミッタ差動対回路で生じる高調波に対
するそのエミッタ差動対回路の利得は、所望の信号に対
する利得より小さいため、トランジスタＱ１とＱ２で構
成されるエミッタ差動対回路では高調波が生じにくい。
したがって、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミ
ッタ差動対回路で増幅された信号の高調波成分が低減さ
れているため、実施の形態１によるミキサ回路では、そ
の回路の非線形性が改善され、図１６に示したような従
来のミキサ回路より低歪みの出力を得ることができる。
【００５４】実施の形態２．図３はこの発明の実施の形
態２によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図３
において、１Ａａは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い
所定の周波数以上の周波数に対する利得が小さくなるよ
うな特性を持ち入力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４
Ａは差動増幅器１Ａａの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図３のミキサ部４Ａは、図２のミキサ
部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。図
３の差動増幅器１Ａａには、図２の差動増幅器１Ａのロ
ーパスフィルタ１４としてインダクタ２１が用いられて
いるが、差動増幅器１Ａａと差動増幅器１Ａにおける他
の部分は互いに同じ構成である。
態２によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図３
において、１Ａａは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い
所定の周波数以上の周波数に対する利得が小さくなるよ
うな特性を持ち入力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４
Ａは差動増幅器１Ａａの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図３のミキサ部４Ａは、図２のミキサ
部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。図
３の差動増幅器１Ａａには、図２の差動増幅器１Ａのロ
ーパスフィルタ１４としてインダクタ２１が用いられて
いるが、差動増幅器１Ａａと差動増幅器１Ａにおける他
の部分は互いに同じ構成である。
【００５５】インダクタ２１がローパスフィルタとして
作用するため、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエ
ミッタ差動対回路で増幅された信号の高調波成分が低減
されて非線形性が改善され、低歪みの出力を得ることが
できるのは、図２のミキサ回路と同様である。インダク
タ２１を用いることによりローパスフィルタを簡単な構
成にすることができ、良好な特性を得易くなる。これ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に直列に接続
されたインダクタを含む回路について共通の効果であ
る。
作用するため、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエ
ミッタ差動対回路で増幅された信号の高調波成分が低減
されて非線形性が改善され、低歪みの出力を得ることが
できるのは、図２のミキサ回路と同様である。インダク
タ２１を用いることによりローパスフィルタを簡単な構
成にすることができ、良好な特性を得易くなる。これ
は、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に直列に接続
されたインダクタを含む回路について共通の効果であ
る。
【００５６】実施の形態３．図４はこの発明の実施の形
態３によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図４
において、１Ａｂは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い
所定の周波数以上の周波数に対する利得が小さくなるよ
うな特性を持ち入力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４
Ａは差動増幅器１Ａｂの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図４のミキサ部４Ａは、図２のミキサ
部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。図
４の差動増幅器１Ａｂには、図２の差動増幅器１Ａのロ
ーパスフィルタ１４として抵抗２２，２３とインダクタ
２４が用いられているが、差動増幅器１Ａｂと差動増幅
器１Ａにおける他の部分は互いに同じ構成である。
態３によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図４
において、１Ａｂは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１より高い
所定の周波数以上の周波数に対する利得が小さくなるよ
うな特性を持ち入力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４
Ａは差動増幅器１Ａｂの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図４のミキサ部４Ａは、図２のミキサ
部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。図
４の差動増幅器１Ａｂには、図２の差動増幅器１Ａのロ
ーパスフィルタ１４として抵抗２２，２３とインダクタ
２４が用いられているが、差動増幅器１Ａｂと差動増幅
器１Ａにおける他の部分は互いに同じ構成である。
【００５７】図４のミキサ回路が図３のミキサ回路と異
なる点は、図３のトランジスタＱ１，Ｑ２間にはインダ
クタ２１のみが接続されているのに対し、図４のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に接続されたインダクタ
２４に直列に抵抗２２，２３が接続されている点であ
る。半導体集積回路において、高誘導性のインダクタを
実現することは難しくインダクタのみでは十分に高調波
を低減できない場合がある。そこで、抵抗２２，２３を
挿入することによって、さらに高調波を低減する。この
ように抵抗２２，２３を挿入することによって、必要と
されるインダクタ２４の容量を小さくでき、半導体集積
回路に占めるインダクタ２４の面積の割合を減らし、ロ
ーパスフィルタの専有面積を小さくすることができる。
なる点は、図３のトランジスタＱ１，Ｑ２間にはインダ
クタ２１のみが接続されているのに対し、図４のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に接続されたインダクタ
２４に直列に抵抗２２，２３が接続されている点であ
る。半導体集積回路において、高誘導性のインダクタを
実現することは難しくインダクタのみでは十分に高調波
を低減できない場合がある。そこで、抵抗２２，２３を
挿入することによって、さらに高調波を低減する。この
ように抵抗２２，２３を挿入することによって、必要と
されるインダクタ２４の容量を小さくでき、半導体集積
回路に占めるインダクタ２４の面積の割合を減らし、ロ
ーパスフィルタの専有面積を小さくすることができる。
【００５８】実施の形態４．図５はこの発明の実施の形
態４によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図５
において、１Ａｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電
圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数
に対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅
器、４Ａは差動増幅器１Ａｃの出力と入力電圧ｖ２を混
合するミキサ部である。図５のミキサ部４Ａは、図２の
ミキサ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有す
る。図５の差動増幅器１Ａｃには、図２の差動増幅器１
Ａのローパスフィルタ１４として第１および第２のイン
ダクタ２５，２６並びに容量素子２７が用いられている
が、差動増幅器１Ａｃと差動増幅器１Ａにおける他の部
分は互いに同じ構成である。インダクタ２５，２６は、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に直列に接続さ
れ、インダクタ２５，２６の接続点と接地電位点との間
に容量素子２７が接続されている。
態４によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図５
において、１Ａｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電
圧ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数
に対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅
器、４Ａは差動増幅器１Ａｃの出力と入力電圧ｖ２を混
合するミキサ部である。図５のミキサ部４Ａは、図２の
ミキサ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有す
る。図５の差動増幅器１Ａｃには、図２の差動増幅器１
Ａのローパスフィルタ１４として第１および第２のイン
ダクタ２５，２６並びに容量素子２７が用いられている
が、差動増幅器１Ａｃと差動増幅器１Ａにおける他の部
分は互いに同じ構成である。インダクタ２５，２６は、
トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に直列に接続さ
れ、インダクタ２５，２６の接続点と接地電位点との間
に容量素子２７が接続されている。
【００５９】トランジスタＱ１とＱ２のエミッタは２つ
のインダクタ２５，２６と容量素子２７で構成された高
次のローパスフィルタを介して互いに接続されているた
め、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。そして、トランジスタ
Ｑ１とＱ２のエミッタ間に直列に接続されている素子が
インダクタ２５，２６であるため、信号の周波数が高け
れば高いほどその帰還量は多くなる。但し、インダクタ
２５，２６と容量素子２７で構成されたフィルタが高次
のフィルタ特性を示すため、実施の形態４によるミキサ
回路は、実施の形態２や実施の形態３によるミキサ回路
に比べて高調波をより多く除去することができる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得は、所望の信号に対する利得より小さいため、図
５のトランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路では高調波が生じにくい。したがって、差動増幅
器１Ａｃで増幅された信号の高調波成分が低減されてい
るため、従来のミキサ回路より低歪みの出力を得ること
ができる。また、実施の形態４のローパスフィルタは３
次のローパスフィルタであるが、実施の形態４のローパ
スフィルタより高次のフィルタ構成を用いれば、実施の
形態４のミキサ回路より高調波を除去する効果が大きく
なる。差動増幅器１Ａｃの出力信号の高調は成分を低減
することによって、ミキサ回路の出力に現れる相互変調
歪みを小さくすることができる。
のインダクタ２５，２６と容量素子２７で構成された高
次のローパスフィルタを介して互いに接続されているた
め、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。そして、トランジスタ
Ｑ１とＱ２のエミッタ間に直列に接続されている素子が
インダクタ２５，２６であるため、信号の周波数が高け
れば高いほどその帰還量は多くなる。但し、インダクタ
２５，２６と容量素子２７で構成されたフィルタが高次
のフィルタ特性を示すため、実施の形態４によるミキサ
回路は、実施の形態２や実施の形態３によるミキサ回路
に比べて高調波をより多く除去することができる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得は、所望の信号に対する利得より小さいため、図
５のトランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路では高調波が生じにくい。したがって、差動増幅
器１Ａｃで増幅された信号の高調波成分が低減されてい
るため、従来のミキサ回路より低歪みの出力を得ること
ができる。また、実施の形態４のローパスフィルタは３
次のローパスフィルタであるが、実施の形態４のローパ
スフィルタより高次のフィルタ構成を用いれば、実施の
形態４のミキサ回路より高調波を除去する効果が大きく
なる。差動増幅器１Ａｃの出力信号の高調は成分を低減
することによって、ミキサ回路の出力に現れる相互変調
歪みを小さくすることができる。
【００６０】実施の形態５．図６はこの発明の実施の形
態５によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図６
において、１Ｂは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ａは差動増幅器１Ｂの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。この実施の形態５によるミキサ回路
は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１Ｂで構成されて
おり、このミキサ回路の出力は、第１および第２の出力
端子から出力される第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ
２である。
態５によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図６
において、１Ｂは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ａは差動増幅器１Ｂの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。この実施の形態５によるミキサ回路
は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１Ｂで構成されて
おり、このミキサ回路の出力は、第１および第２の出力
端子から出力される第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ
２である。
【００６１】差動増幅器１Ｂは、非反転入力端子３０に
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ７、反転入力端子３１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８に
接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラ
トランジスタＱ８、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタ
間に直列に接続されたローパスフィルタ３２，３３、お
よびローパスフィルタ３２，３３の接続点から所定の直
流電流ＩＥＥを引き抜く電流源３４で構成される。この
ローパスフィルタ３２，３３は、第１の入力電圧ｖ１の
周波数ｆ１を減衰させず、かつ同じ周波数特性を有す
る。図６のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに相当
する部分であり、同一の構成を有する。
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ７、反転入力端子３１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８に
接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラ
トランジスタＱ８、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタ
間に直列に接続されたローパスフィルタ３２，３３、お
よびローパスフィルタ３２，３３の接続点から所定の直
流電流ＩＥＥを引き抜く電流源３４で構成される。この
ローパスフィルタ３２，３３は、第１の入力電圧ｖ１の
周波数ｆ１を減衰させず、かつ同じ周波数特性を有す
る。図６のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに相当
する部分であり、同一の構成を有する。
【００６２】トランジスタＱ１とＱ２のエミッタは、ロ
ーパスフィルタ３２，３３を介して電流源３４に接続さ
れているため、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。トランジス
タＱ１とＱ２のエミッタ間を接続している回路がローパ
スフィルタ３２，３３であるため、ローパスフィルタ３
２，３３の遮断周波数以上の周波数を持つ信号は、その
周波数が高ければ高いほどその帰還量は多くなる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得が所望の信号に対する利得より小さくなり、実施
の形態１と同様に非線形性が改善され、従来のミキサ回
路より低歪みの出力を得ることができる。
ーパスフィルタ３２，３３を介して電流源３４に接続さ
れているため、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。トランジス
タＱ１とＱ２のエミッタ間を接続している回路がローパ
スフィルタ３２，３３であるため、ローパスフィルタ３
２，３３の遮断周波数以上の周波数を持つ信号は、その
周波数が高ければ高いほどその帰還量は多くなる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得が所望の信号に対する利得より小さくなり、実施
の形態１と同様に非線形性が改善され、従来のミキサ回
路より低歪みの出力を得ることができる。
【００６３】なお、ローパスフィルタ３２，３３として
実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵抗２
２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダクタ
２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負帰還
回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効果
を奏する。
実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵抗２
２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダクタ
２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負帰還
回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効果
を奏する。
【００６４】実施の形態６．図７はこの発明の実施の形
態６によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図７
において、１Ｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ｂは差動増幅器１Ｃの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図７のミキサ回路が図２のミキサ回路
と異なる点は、図２のミキサ回路は、その回路を構成す
るトランジスタにバイポーラトランジスタを用いている
のに対し、図７の回路を構成するのにＭＯＳＦＥＴを用
いる点である。ＭＯＳＦＥＴを用いることによって、よ
り集積度の高い集積回路となる。なお、この発明のミキ
サ回路において、バイポーラトランジスタをＭＯＳＦＥ
Ｔに置き換えることができるのは他の実施の形態でも同
様である。
態６によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図７
において、１Ｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ｂは差動増幅器１Ｃの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図７のミキサ回路が図２のミキサ回路
と異なる点は、図２のミキサ回路は、その回路を構成す
るトランジスタにバイポーラトランジスタを用いている
のに対し、図７の回路を構成するのにＭＯＳＦＥＴを用
いる点である。ＭＯＳＦＥＴを用いることによって、よ
り集積度の高い集積回路となる。なお、この発明のミキ
サ回路において、バイポーラトランジスタをＭＯＳＦＥ
Ｔに置き換えることができるのは他の実施の形態でも同
様である。
【００６５】実施の形態７．実施の形態７においては、
図１の増幅器１内の負帰還回路に、帯域通過特性を持た
せる。増幅器１の負帰還回路が入力端子２から入力され
る信号の周波数付近以外の周波数成分をカットする特性
を持つため、増幅器１の入力信号の周波数付近以外の周
波数帯に対する利得が小さくなる。そのため、増幅器１
では、入力信号の周波数付近の所望の周波数成分以外の
不必要な周波数成分が生じにくい。不必要な周波数成分
としては、例えば、入力電圧ｖ１の周波数ｆ１と入力端
子２から入力される妨害波の周波数ｆ１’との和や差の
周波数によって生じる相互変調歪みなどが挙げられる。
換言すれば、増幅器１は、これらの不必要な周波数成分
を減衰できるような周波数特性を持つよう構成されてい
る。増幅器１で増幅された信号から不必要な周波数成分
が低減されているため、高周波だけを取り除く場合に比
べてミキサ回路において低歪みの出力を得ることができ
る。
図１の増幅器１内の負帰還回路に、帯域通過特性を持た
せる。増幅器１の負帰還回路が入力端子２から入力され
る信号の周波数付近以外の周波数成分をカットする特性
を持つため、増幅器１の入力信号の周波数付近以外の周
波数帯に対する利得が小さくなる。そのため、増幅器１
では、入力信号の周波数付近の所望の周波数成分以外の
不必要な周波数成分が生じにくい。不必要な周波数成分
としては、例えば、入力電圧ｖ１の周波数ｆ１と入力端
子２から入力される妨害波の周波数ｆ１’との和や差の
周波数によって生じる相互変調歪みなどが挙げられる。
換言すれば、増幅器１は、これらの不必要な周波数成分
を減衰できるような周波数特性を持つよう構成されてい
る。増幅器１で増幅された信号から不必要な周波数成分
が低減されているため、高周波だけを取り除く場合に比
べてミキサ回路において低歪みの出力を得ることができ
る。
【００６６】図８はこの発明の実施の形態７によるミキ
サ回路の構成を示す回路図である。図８において、１Ｄ
は入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧ｖ１の周波数ｆ
１付近の周波数に対する利得が小さくなるような特性を
持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ｄの出力と入力電
圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施の形態５に
よるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１
Ｄで構成されており、このミキサ回路の出力は第１およ
び第２の出力端子から出力される第１および第２の出力
電流ｉ１，ｉ２になる。
サ回路の構成を示す回路図である。図８において、１Ｄ
は入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧ｖ１の周波数ｆ
１付近の周波数に対する利得が小さくなるような特性を
持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ｄの出力と入力電
圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施の形態５に
よるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１
Ｄで構成されており、このミキサ回路の出力は第１およ
び第２の出力端子から出力される第１および第２の出力
電流ｉ１，ｉ２になる。
【００６７】差動増幅器１Ｄは、非反転入力端子６０に
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ２３、反転入力端子６１に接続
されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８
に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ２４、トランジスタＱ２３，Ｑ２４の
エミッタとバンドバスフィルタ６４との接続点からそれ
ぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源６２，６
３、およびトランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタ間を
接続するバンドパスフィルタ６４で構成される。このバ
ンドパスフィルタ６４は、第１の入力電圧ｖ１，ｖ２が
持つ周波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのま
ま通過させ、周波数ｆ１の信号を減衰させないような周
波数特性を有する。なお、図８のミキサ部４Ａは、図２
のミキサ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有
する。
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ２３、反転入力端子６１に接続
されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８
に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ２４、トランジスタＱ２３，Ｑ２４の
エミッタとバンドバスフィルタ６４との接続点からそれ
ぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源６２，６
３、およびトランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタ間を
接続するバンドパスフィルタ６４で構成される。このバ
ンドパスフィルタ６４は、第１の入力電圧ｖ１，ｖ２が
持つ周波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのま
ま通過させ、周波数ｆ１の信号を減衰させないような周
波数特性を有する。なお、図８のミキサ部４Ａは、図２
のミキサ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有
する。
【００６８】トランジスタＱ２３とＱ２４のエミッタ
は、バンドパスフィルタ６４を介して互いに接続されて
いるため、トランジスタＱ２３とＱ２４で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。また、トラ
ンジスタＱ２３とＱ２４のエミッタ間にバンドパスフィ
ルタ６４が接続されているため、バンドパスフィルタ６
４の通過周波数以外の周波数を持つ信号に対しては帰還
量が多くなる。つまり、トランジスタＱ２３とＱ２４で
構成されるエミッタ差動対回路で生じる不必要な周波数
成分に対するそのエミッタ差動対回路の利得が所望の信
号に対する利得より小さいため、トランジスタＱ２３と
Ｑ２４で構成されるエミッタ差動対回路では不必要な周
波数成分が生じにくい。したがって、トランジスタＱ２
３とＱ２４を含む差動増幅器１Ｄで増幅された信号の不
必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より低
歪みの出力を得ることができる。
は、バンドパスフィルタ６４を介して互いに接続されて
いるため、トランジスタＱ２３とＱ２４で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。また、トラ
ンジスタＱ２３とＱ２４のエミッタ間にバンドパスフィ
ルタ６４が接続されているため、バンドパスフィルタ６
４の通過周波数以外の周波数を持つ信号に対しては帰還
量が多くなる。つまり、トランジスタＱ２３とＱ２４で
構成されるエミッタ差動対回路で生じる不必要な周波数
成分に対するそのエミッタ差動対回路の利得が所望の信
号に対する利得より小さいため、トランジスタＱ２３と
Ｑ２４で構成されるエミッタ差動対回路では不必要な周
波数成分が生じにくい。したがって、トランジスタＱ２
３とＱ２４を含む差動増幅器１Ｄで増幅された信号の不
必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より低
歪みの出力を得ることができる。
【００６９】実施の形態８．図９はこの発明の実施の形
態８によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図９
において、１Ｄａは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１付近以外
の周波数に対する利得が小さくなるような特性を持ち入
力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４Ａは差動増幅器１
Ｄａの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。
図９のミキサ部４Ａは、図８のミキサ部４Ａに相当する
部分であり、同一の構成を有する。図９の差動増幅器１
Ｄａには、図８の差動増幅器１Ｄのバンドパスフィルタ
６４として抵抗６５と容量素子６６，６７とインダクタ
６８が用いられているが、差動増幅器１Ｄａと差動増幅
器１Ｄの他の部分は互いに同じ構成である。抵抗６５
は、トランジスタＱ２３，２４のエミッタ間に接続され
ている。容量素子６６は、トランジスタＱ２３のエミッ
タに接続された一方電極と、他方電極を有する。インダ
クタ６８は、容量素子６６の他方電極に接続された一方
端と、他方端を有する。容量素子６７は、トランジスタ
Ｑ２４のエミッタに接続された一方電極と、インダクタ
６８の他方端に接続された他方電極を有する。また、第
１の入力電圧ｖ１を周波数ｆ１の信号としたとき、抵抗
６５の抵抗値ＲＥ、インダクタ６８のインダクタンスＬ
Ｅ、容量素子６６，６７の容量値ＣＥの関係が以下の関
係を満たすようにすると、周波数ｆ１に対するインピー
ダンスＲＥ／２以下になる。
態８によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図９
において、１Ｄａは入力電圧ｖ１の周波数ｆ１付近以外
の周波数に対する利得が小さくなるような特性を持ち入
力電圧ｖ１を増幅する差動増幅器、４Ａは差動増幅器１
Ｄａの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。
図９のミキサ部４Ａは、図８のミキサ部４Ａに相当する
部分であり、同一の構成を有する。図９の差動増幅器１
Ｄａには、図８の差動増幅器１Ｄのバンドパスフィルタ
６４として抵抗６５と容量素子６６，６７とインダクタ
６８が用いられているが、差動増幅器１Ｄａと差動増幅
器１Ｄの他の部分は互いに同じ構成である。抵抗６５
は、トランジスタＱ２３，２４のエミッタ間に接続され
ている。容量素子６６は、トランジスタＱ２３のエミッ
タに接続された一方電極と、他方電極を有する。インダ
クタ６８は、容量素子６６の他方電極に接続された一方
端と、他方端を有する。容量素子６７は、トランジスタ
Ｑ２４のエミッタに接続された一方電極と、インダクタ
６８の他方端に接続された他方電極を有する。また、第
１の入力電圧ｖ１を周波数ｆ１の信号としたとき、抵抗
６５の抵抗値ＲＥ、インダクタ６８のインダクタンスＬ
Ｅ、容量素子６６，６７の容量値ＣＥの関係が以下の関
係を満たすようにすると、周波数ｆ１に対するインピー
ダンスＲＥ／２以下になる。
【００７０】
【数１６】
【００７１】実施の形態８のミキサ回路は、数１６の関
係を満たしている場合、トランジスタＱ２３とＱ２４で
構成されるエミッタ差動対回路の負帰還の帰還量が周波
数ｆ１近傍で小さくなるので、高い利得を保ち、他の周
波数帯では帰還量が多くなるため高調波を低減するだけ
でなく、低周波の不必要な周波数成分も除去することが
できる。なお、周波数ｆ１に対するインピーダンスの設
定を変更しても同様の効果が得られ、要求される特性に
応じて適切に設定すればよい。
係を満たしている場合、トランジスタＱ２３とＱ２４で
構成されるエミッタ差動対回路の負帰還の帰還量が周波
数ｆ１近傍で小さくなるので、高い利得を保ち、他の周
波数帯では帰還量が多くなるため高調波を低減するだけ
でなく、低周波の不必要な周波数成分も除去することが
できる。なお、周波数ｆ１に対するインピーダンスの設
定を変更しても同様の効果が得られ、要求される特性に
応じて適切に設定すればよい。
【００７２】実施の形態９．図１０はこの発明の実施の
形態９によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図
１０において、１Ｄｂは入力電圧ｖ１を増幅するため入
力電圧ｖ１の周波数ｆ１付近の周波数に対する利得が小
さくなるような特性を持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅
器１Ｄｂの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部であ
る。図１０のミキサ部４Ａは、図８のミキサ部４Ａに相
当する部分であり、同一の構成を有する。図１０の差動
増幅器１Ｄｂには、図８の差動増幅器１Ｄのバンドパス
フィルタ６４として抵抗７０と容量素子７１，７２，７
５とインダクタ７３，７４，７６が用いられているが、
差動増幅器１Ｄｂと差動増幅器１Ｄの他の部分は互いに
同じ構成である。抵抗７０は、トランジスタＱ２５，Ｑ
２６間を直接接続している。容量素子７１は、トランジ
スタＱ２５のエミッタに接続された一方電極と、他方電
極を有する。インダクタ７３は、容量素子７１の他方電
極に接続された一方端と、他方端を有する。インダクタ
７４は、インダクタ７３の他方端に接続された一方端
と、他方端を有する。容量素子７２は、トランジスタＱ
２６のエミッタに接続された一方電極と、インダクタ７
４の他方端に接続された他方電極を有する。
形態９によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図
１０において、１Ｄｂは入力電圧ｖ１を増幅するため入
力電圧ｖ１の周波数ｆ１付近の周波数に対する利得が小
さくなるような特性を持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅
器１Ｄｂの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部であ
る。図１０のミキサ部４Ａは、図８のミキサ部４Ａに相
当する部分であり、同一の構成を有する。図１０の差動
増幅器１Ｄｂには、図８の差動増幅器１Ｄのバンドパス
フィルタ６４として抵抗７０と容量素子７１，７２，７
５とインダクタ７３，７４，７６が用いられているが、
差動増幅器１Ｄｂと差動増幅器１Ｄの他の部分は互いに
同じ構成である。抵抗７０は、トランジスタＱ２５，Ｑ
２６間を直接接続している。容量素子７１は、トランジ
スタＱ２５のエミッタに接続された一方電極と、他方電
極を有する。インダクタ７３は、容量素子７１の他方電
極に接続された一方端と、他方端を有する。インダクタ
７４は、インダクタ７３の他方端に接続された一方端
と、他方端を有する。容量素子７２は、トランジスタＱ
２６のエミッタに接続された一方電極と、インダクタ７
４の他方端に接続された他方電極を有する。
【００７３】実施の形態９によるミキサ回路は、高調波
を低減するだけでなく、低周波の不必要な周波数成分も
除去することができるのは、実施の形態８によるミキサ
回路と同様であるが、実施の形態９のバンドパスフィル
タの方が、実施の形態８のバンドパスフィルタよりも高
次であるため、不必要な周波数成分の除去効果が大きく
なる。
を低減するだけでなく、低周波の不必要な周波数成分も
除去することができるのは、実施の形態８によるミキサ
回路と同様であるが、実施の形態９のバンドパスフィル
タの方が、実施の形態８のバンドパスフィルタよりも高
次であるため、不必要な周波数成分の除去効果が大きく
なる。
【００７４】実施の形態１０．次に実施の形態１０によ
るミキサ回路について説明する。図１１はこの発明の実
施の形態１０によるミキサ回路の構成を示す回路図であ
る。図１１において、１Ｅは入力電圧ｖ１を増幅するた
めの帯域通過特性を持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器
１Ｅの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。
この実施の形態１０によるミキサ回路は、これらミキサ
部４Ａと差動増幅器１Ｅで構成されており、このミキサ
回路の出力は第１および第２の出力端子から出力される
第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
るミキサ回路について説明する。図１１はこの発明の実
施の形態１０によるミキサ回路の構成を示す回路図であ
る。図１１において、１Ｅは入力電圧ｖ１を増幅するた
めの帯域通過特性を持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器
１Ｅの出力と入力電圧ｖ２を混合するミキサ部である。
この実施の形態１０によるミキサ回路は、これらミキサ
部４Ａと差動増幅器１Ｅで構成されており、このミキサ
回路の出力は第１および第２の出力端子から出力される
第１および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
【００７５】差動増幅器１Ｅは、差動増幅器１Ｅの非反
転入力端子８０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２７、差動増
幅器１Ｅの反転入力端子８１に接続されたベースとミキ
サ部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレク
タとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
８、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間に直列に
接続されたバンドパスフィルタ８２，８３、およびバン
ドパスフィルタ８２，８３の接続点から所定の直流電流
ＩＥＥを引き抜く電流源８４で構成される。このバンド
バスフィルタ８２，８３は、周波数ｆ１および周波数ｆ
２付近の信号を減衰させず、互いに同じ周波数特性を有
する。図６のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに相
当する部分であり、同一の構成を有する。
転入力端子８０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２７、差動増
幅器１Ｅの反転入力端子８１に接続されたベースとミキ
サ部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレク
タとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
８、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間に直列に
接続されたバンドパスフィルタ８２，８３、およびバン
ドパスフィルタ８２，８３の接続点から所定の直流電流
ＩＥＥを引き抜く電流源８４で構成される。このバンド
バスフィルタ８２，８３は、周波数ｆ１および周波数ｆ
２付近の信号を減衰させず、互いに同じ周波数特性を有
する。図６のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに相
当する部分であり、同一の構成を有する。
【００７６】トランジスタＱ２７とＱ２８のエミッタ
は、バンドパスフィルタ８２，８３を介して電流源８４
に接続されているため、トランジスタＱ２７とＱ２８で
構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じ
る。トランジスタＱ２７とＱ２８のエミッタ間を接続し
ている回路がバンドパスフィルタ８２，８３であるた
め、周波数ｆ１の入力信号を減衰せずに通過させるよう
適切な設定を行うことにより、高い利得を保ち、他の周
波数帯では帰還量が多いため高調波を低減するだけでな
く、低周波の不必要な周波数成分を除去することができ
るため、出力をより低歪みにすることができることは、
実施の形態７のミキサ回路と同様である。
は、バンドパスフィルタ８２，８３を介して電流源８４
に接続されているため、トランジスタＱ２７とＱ２８で
構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じ
る。トランジスタＱ２７とＱ２８のエミッタ間を接続し
ている回路がバンドパスフィルタ８２，８３であるた
め、周波数ｆ１の入力信号を減衰せずに通過させるよう
適切な設定を行うことにより、高い利得を保ち、他の周
波数帯では帰還量が多いため高調波を低減するだけでな
く、低周波の不必要な周波数成分を除去することができ
るため、出力をより低歪みにすることができることは、
実施の形態７のミキサ回路と同様である。
【００７７】実施の形態１１．次に、この発明の実施の
形態１１によるミキサ回路ついて説明する。実施の形態
１１においては、図１の増幅器の負帰還回路は実施の形
態１のミキサ回路を構成する場合のように低域通過特性
や実施の形態７のミキサ回路を構成する場合のように帯
域通過特性を持つようには構成されておらず、通常の増
幅器である。ところが、実施の形態１１においては、ミ
キサ部４内の負帰還回路が低域通過特性を有している。
形態１１によるミキサ回路ついて説明する。実施の形態
１１においては、図１の増幅器の負帰還回路は実施の形
態１のミキサ回路を構成する場合のように低域通過特性
や実施の形態７のミキサ回路を構成する場合のように帯
域通過特性を持つようには構成されておらず、通常の増
幅器である。ところが、実施の形態１１においては、ミ
キサ部４内の負帰還回路が低域通過特性を有している。
【００７８】ミキサ部４内の負帰還回路が低域通過特性
を持つため、ミキサ部４に入力された入力信号の高調波
に対する利得が所望の信号に対する利得より小さくな
り、ミキサ部４では高調波が生じにくくなる。したがっ
て、ミキサ部４で混合された信号の高調波成分が低減さ
れているため、ミキサ回路の出力ではより低歪みの出力
を得ることができる。
を持つため、ミキサ部４に入力された入力信号の高調波
に対する利得が所望の信号に対する利得より小さくな
り、ミキサ部４では高調波が生じにくくなる。したがっ
て、ミキサ部４で混合された信号の高調波成分が低減さ
れているため、ミキサ回路の出力ではより低歪みの出力
を得ることができる。
【００７９】図１２は、この発明の実施の形態１１によ
るミキサ回路の構成を示す回路図である。図１２におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｃは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ためのミキサ部である。ミキサ部４Ｃは低域通過特性を
持つ負帰還回路を備えている。この実施の形態１１によ
るミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１Ａ
で構成されており、このミキサ回路の出力は第１および
第２の出力端子から出力される第１および第２の出力電
流ｉ１，ｉ２である。第１および第２の入力電圧ｖ１，
ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ信号
である。
るミキサ回路の構成を示す回路図である。図１２におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｃは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ためのミキサ部である。ミキサ部４Ｃは低域通過特性を
持つ負帰還回路を備えている。この実施の形態１１によ
るミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１Ａ
で構成されており、このミキサ回路の出力は第１および
第２の出力端子から出力される第１および第２の出力電
流ｉ１，ｉ２である。第１および第２の入力電圧ｖ１，
ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ信号
である。
【００８０】差動増幅器１Ｆは、差動増幅器１Ｆの非反
転入力端子９０に接続されたベースとミキサ部４Ｃの第
１の非反転入力端子９５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ９、差動増幅
器１Ｆの反転入力端子９１に接続されたベースとミキサ
部４Ｃの第１の反転入力端子９６に接続されたコレクタ
とトランジスタＱ９のエミッタに接続されたエミッタを
持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０、およびトラ
ンジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタの接続点から所定の直
流電流ＩＥＥを引き抜く電流源９２で構成される。
転入力端子９０に接続されたベースとミキサ部４Ｃの第
１の非反転入力端子９５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ９、差動増幅
器１Ｆの反転入力端子９１に接続されたベースとミキサ
部４Ｃの第１の反転入力端子９６に接続されたコレクタ
とトランジスタＱ９のエミッタに接続されたエミッタを
持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１０、およびトラ
ンジスタＱ９，Ｑ１０のエミッタの接続点から所定の直
流電流ＩＥＥを引き抜く電流源９２で構成される。
【００８１】また、ミキサ部４Ｃは、第２の非反転入力
端子９３に接続されたベースと第１の出力端子９７に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１１、第２の反転入力端子９４に接続され
たベースと第２の出力端子９８に接続されたコレクタと
エミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２、
第２の反転入力端子９４に接続されたベースと第１の出
力端子９７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ１３、第２の非反転入力端
子９３に接続されたベースと第２の出力端子９８に接続
されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ１１のエミッタと第１の
非反転入力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ
９９、トランジスタＱ１２のエミッタと第１の非反転入
力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ１００、
トランジスタＱ１３のエミッタと第１の反転入力端子９
６の間に接続されたローパスフィルタ１０１、およびト
ランジスタＱ１４のエミッタと第１の反転入力端子９６
との間に接続されたローパスフィルタ１０２から構成さ
れている。このローパスフィルタ９９〜１０２は、第１
の入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２を減衰させな
いような周波数特性を有する。
端子９３に接続されたベースと第１の出力端子９７に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１１、第２の反転入力端子９４に接続され
たベースと第２の出力端子９８に接続されたコレクタと
エミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２、
第２の反転入力端子９４に接続されたベースと第１の出
力端子９７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ１３、第２の非反転入力端
子９３に接続されたベースと第２の出力端子９８に接続
されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ１１のエミッタと第１の
非反転入力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ
９９、トランジスタＱ１２のエミッタと第１の非反転入
力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ１００、
トランジスタＱ１３のエミッタと第１の反転入力端子９
６の間に接続されたローパスフィルタ１０１、およびト
ランジスタＱ１４のエミッタと第１の反転入力端子９６
との間に接続されたローパスフィルタ１０２から構成さ
れている。このローパスフィルタ９９〜１０２は、第１
の入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２を減衰させな
いような周波数特性を有する。
【００８２】入力された第１の入力電圧ｖ１は、トラン
ジスタＱ９，Ｑ１０で構成されるエミッタ差動対回路に
よって増幅されて、トランジスタＱ９，Ｑ１０のそれぞ
れのコレク夕電流の差となって現れる。トランジスタＱ
９とＱ１０のそれぞれのコレクタ電流は、トランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２で構成されるエミッタ差動対回路と、ト
ランジスタＱ１３，Ｑ１４で構成されるエミッタ差動対
回路の底電流となる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジ
スタＱ１１，Ｑ１２で構成されるエミッタ差動対回路
と、トランジスタＱ１３，Ｑ１４で構成されるエミッタ
差動対回路によって増幅される。
ジスタＱ９，Ｑ１０で構成されるエミッタ差動対回路に
よって増幅されて、トランジスタＱ９，Ｑ１０のそれぞ
れのコレク夕電流の差となって現れる。トランジスタＱ
９とＱ１０のそれぞれのコレクタ電流は、トランジスタ
Ｑ１１，Ｑ１２で構成されるエミッタ差動対回路と、ト
ランジスタＱ１３，Ｑ１４で構成されるエミッタ差動対
回路の底電流となる。第２の入力電圧ｖ２は、トランジ
スタＱ１１，Ｑ１２で構成されるエミッタ差動対回路
と、トランジスタＱ１３，Ｑ１４で構成されるエミッタ
差動対回路によって増幅される。
【００８３】ところで、トランジスタＱ１１とＱ１２の
エミッタがローパスフィルタ９９，１００を介して互い
に接続され、トランジスタＱ１３とＱ１４のエミッタが
ローパスフィルタ１０１，１０２を介して互いに接続さ
れているため、このローパスフィルタ９９，１００を介
してトランジスタＱ１１とＱ１２で構成されるエミッタ
差動対回路に負帰還の効果が生じ、ローパスフィルタ１
０１，１０２を介してトランジスタＱ１３とＱ１４で構
成されたエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。
エミッタがローパスフィルタ９９，１００を介して互い
に接続され、トランジスタＱ１３とＱ１４のエミッタが
ローパスフィルタ１０１，１０２を介して互いに接続さ
れているため、このローパスフィルタ９９，１００を介
してトランジスタＱ１１とＱ１２で構成されるエミッタ
差動対回路に負帰還の効果が生じ、ローパスフィルタ１
０１，１０２を介してトランジスタＱ１３とＱ１４で構
成されたエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。
【００８４】また、トランジスタＱ１１とＱ１２のエミ
ッタ間にローパスフィルタ９９，１００が接続されてい
るため、ローパスフィルタ９９，１００の遮断周波数以
上の周波数を持つ信号は、その周波数が高ければ高いほ
ど帰還量は多くなる。つまり、トランジスタＱ１１とＱ
１２で構成されるエミッタ差動対回路で生じる高調波に
対するそのエミッタ差動対回路の利得は、所望の信号に
対する利得より小さいため、トランジスタＱ１１とＱ１
２で構成されるエミッタ差動対回路では高調波が生じに
くい。このことについては、トランジスタＱ１３とＱ１
４で構成されるエミッタ差動対回路についても同様であ
る。したがって、トランジスタＱ１１とＱ１２で構成さ
れるエミッタ差動対回路およびトランジスタＱ１３とＱ
１４で混合された信号の高調波成分、例えば入力電圧ｖ
１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２の和および差の周波数を持
つ相互変調歪みが低減されているため、ミキサ回路の非
線形性が改善され、図１６に示したような従来のミキサ
回路より低歪みの出力を得ることができる。
ッタ間にローパスフィルタ９９，１００が接続されてい
るため、ローパスフィルタ９９，１００の遮断周波数以
上の周波数を持つ信号は、その周波数が高ければ高いほ
ど帰還量は多くなる。つまり、トランジスタＱ１１とＱ
１２で構成されるエミッタ差動対回路で生じる高調波に
対するそのエミッタ差動対回路の利得は、所望の信号に
対する利得より小さいため、トランジスタＱ１１とＱ１
２で構成されるエミッタ差動対回路では高調波が生じに
くい。このことについては、トランジスタＱ１３とＱ１
４で構成されるエミッタ差動対回路についても同様であ
る。したがって、トランジスタＱ１１とＱ１２で構成さ
れるエミッタ差動対回路およびトランジスタＱ１３とＱ
１４で混合された信号の高調波成分、例えば入力電圧ｖ
１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２の和および差の周波数を持
つ相互変調歪みが低減されているため、ミキサ回路の非
線形性が改善され、図１６に示したような従来のミキサ
回路より低歪みの出力を得ることができる。
【００８５】なお、ローパスフィルタ９９〜１０２とし
て実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵抗
２２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダク
タ２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負帰
還回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効
果を奏する。
て実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵抗
２２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダク
タ２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負帰
還回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効
果を奏する。
【００８６】実施の形態１２．図１３はこの発明の実施
の形態１２によるミキサ回路の構成を示す回路図であ
る。図１３において、１Ｇは入力電圧ｖ１を増幅するた
めの差動増幅器、４Ｄは差動増幅器１Ｇの出力と入力電
圧ｖ２を混合するためのミキサ部である。ミキサ部４Ｄ
は低域通過特性を持つ負帰還回路を備えている。この実
施の形態１２によるミキサ回路は、これらミキサ部４Ｄ
と差動増幅器１Ｇで構成されており、このミキサ回路の
出力は、第１および第２の出力端子から出力される第１
および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
の形態１２によるミキサ回路の構成を示す回路図であ
る。図１３において、１Ｇは入力電圧ｖ１を増幅するた
めの差動増幅器、４Ｄは差動増幅器１Ｇの出力と入力電
圧ｖ２を混合するためのミキサ部である。ミキサ部４Ｄ
は低域通過特性を持つ負帰還回路を備えている。この実
施の形態１２によるミキサ回路は、これらミキサ部４Ｄ
と差動増幅器１Ｇで構成されており、このミキサ回路の
出力は、第１および第２の出力端子から出力される第１
および第２の出力電流ｉ１，ｉ２である。
【００８７】増幅器１Ｇは、増幅器１Ｇの非反転入力端
子１１０に接続されたベースと第１の非反転入力端子１
１６に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイ
ポーラトランジスタＱ１５、増幅器１Ｇの非反転入力端
子１１０に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の非
反転入力端子１１５に接続されたコレクタとトランジス
タＱ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ１７、反転入力端子１１１に
接続されたベースと第１の反転入力端子１１７に接続さ
れたコレクタとトランジスタＱ１５のエミッタに接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１
６、反転入力端子１１１に接続されたベースと第１の反
転入力端子１１８に接続されたコレクタとトランジスタ
Ｑ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ１８、およびトランジスタＱ１
５〜Ｑ１８のエミッタの接続点から直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１１２で構成されている。
子１１０に接続されたベースと第１の非反転入力端子１
１６に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイ
ポーラトランジスタＱ１５、増幅器１Ｇの非反転入力端
子１１０に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の非
反転入力端子１１５に接続されたコレクタとトランジス
タＱ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ１７、反転入力端子１１１に
接続されたベースと第１の反転入力端子１１７に接続さ
れたコレクタとトランジスタＱ１５のエミッタに接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１
６、反転入力端子１１１に接続されたベースと第１の反
転入力端子１１８に接続されたコレクタとトランジスタ
Ｑ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ１８、およびトランジスタＱ１
５〜Ｑ１８のエミッタの接続点から直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１１２で構成されている。
【００８８】ミキサ部４Ｄは、第２の非反転入力端子１
１３に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の出力端
子１１９に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１１５に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１９、第２の反転入力端子１１４に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｄの第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１１６に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
２０、第２の反転入力端子１１４に接続されたベースと
第１の出力端子１１９に接続されたＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ２１、第２の非反転入力端子１１３に接続
されたベースと第２の出力端子１２０に接続されたコレ
クタと第１の反転入力端子１１８に接続されたエミッタ
を持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２２、トランジ
スタＱ１９，Ｑ２０のエミッタ間に接続されたローパス
フィルタ１２１、およびトランジスタＱ２１，Ｑ２２の
エミッタ間に接続されたローパスフィルタ１２２で構成
されている。
１３に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の出力端
子１１９に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１１５に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１９、第２の反転入力端子１１４に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｄの第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１１６に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
２０、第２の反転入力端子１１４に接続されたベースと
第１の出力端子１１９に接続されたＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ２１、第２の非反転入力端子１１３に接続
されたベースと第２の出力端子１２０に接続されたコレ
クタと第１の反転入力端子１１８に接続されたエミッタ
を持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２２、トランジ
スタＱ１９，Ｑ２０のエミッタ間に接続されたローパス
フィルタ１２１、およびトランジスタＱ２１，Ｑ２２の
エミッタ間に接続されたローパスフィルタ１２２で構成
されている。
【００８９】トランジスタＱ１９とＱ２０のエミッタが
ローパスフィルタ１２１を介して互いに接続され、トラ
ンジスタＱ２１とＱ２２のエミッタがローパスフィルタ
１２２を介して互いに接続されているため、このローパ
スフィルタ１２１を介してトランジスタＱ１９とＱ２０
で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生
じ、ローパスフィルタ１２２を介してトランジスタＱ２
１とＱ２２で構成されたエミッタ差動対回路に負帰還の
効果が生じる。
ローパスフィルタ１２１を介して互いに接続され、トラ
ンジスタＱ２１とＱ２２のエミッタがローパスフィルタ
１２２を介して互いに接続されているため、このローパ
スフィルタ１２１を介してトランジスタＱ１９とＱ２０
で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生
じ、ローパスフィルタ１２２を介してトランジスタＱ２
１とＱ２２で構成されたエミッタ差動対回路に負帰還の
効果が生じる。
【００９０】そのため、実施の形態１１と同様にトラン
ジスタＱ１９とＱ２０で構成されるエミッタ差動対回路
およびトランジスタＱ２１とＱ２２で混合された信号の
高調波成分が低減されているため、ミキサ回路の非線形
性が改善され、図１６に示したような従来のミキサ回路
より低歪みの出力を得ることができる。
ジスタＱ１９とＱ２０で構成されるエミッタ差動対回路
およびトランジスタＱ２１とＱ２２で混合された信号の
高調波成分が低減されているため、ミキサ回路の非線形
性が改善され、図１６に示したような従来のミキサ回路
より低歪みの出力を得ることができる。
【００９１】なお、ローパスフィルタ１２１，１２２と
して実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵
抗２２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダ
クタ２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負
帰還回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の
効果を奏する。
して実施の形態２のインダクタ２１、実施の形態３の抵
抗２２，２３とインダクタ２４、実施の形態４のインダ
クタ２５，２６と容量素子２７からなる回路のような負
帰還回路を挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の
効果を奏する。
【００９２】実施の形態１３．実施の形態１３のミキサ
回路においては、図１におけるミキサ部４内の負帰還回
路が帯域通過特性を持つ。ミキサ部４内の負帰還回路が
入力端子３，５から入力される信号の周波数を通過させ
るような特性を持つため、ミキサ部４に入力された入力
信号を含む帯域以外の周波数帯の信号が小さくなる。そ
のため、ミキサ部４では、所望の周波数以外の不必要な
周波数成分が生じにくい。不必要な周波数成分として
は、例えば、相互変調歪みなどが挙げられる。換言すれ
ば、ミキサ部４は、これらの不必要な周波数成分を減衰
できるような周波数特性を持つよう構成されている。ミ
キサ部４で混合された信号の不必要な周波数成分が低減
されているため、ミキサ回路の出力では高周波だけを取
り除く場合に比べて低歪みの出力を得ることができる。
回路においては、図１におけるミキサ部４内の負帰還回
路が帯域通過特性を持つ。ミキサ部４内の負帰還回路が
入力端子３，５から入力される信号の周波数を通過させ
るような特性を持つため、ミキサ部４に入力された入力
信号を含む帯域以外の周波数帯の信号が小さくなる。そ
のため、ミキサ部４では、所望の周波数以外の不必要な
周波数成分が生じにくい。不必要な周波数成分として
は、例えば、相互変調歪みなどが挙げられる。換言すれ
ば、ミキサ部４は、これらの不必要な周波数成分を減衰
できるような周波数特性を持つよう構成されている。ミ
キサ部４で混合された信号の不必要な周波数成分が低減
されているため、ミキサ回路の出力では高周波だけを取
り除く場合に比べて低歪みの出力を得ることができる。
【００９３】図１４はこの発明の実施の形態１３による
ミキサ回路の構成を示す回路図である。図１４におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｅは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ための帯域通過特性を持つ負帰還回路を備えたミキサ部
である。この実施の形態１３によるミキサ回路は、これ
らミキサ部４Ｅと差動増幅器１Ｆで構成されており、こ
のミキサ回路の出力は第１および第２の出力電流ｉ１，
ｉ２になる。図１４の増幅器１Ｆは、図１２の増幅器１
Ｆに相当する部分であり、同一の構成を有する。
ミキサ回路の構成を示す回路図である。図１４におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｅは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ための帯域通過特性を持つ負帰還回路を備えたミキサ部
である。この実施の形態１３によるミキサ回路は、これ
らミキサ部４Ｅと差動増幅器１Ｆで構成されており、こ
のミキサ回路の出力は第１および第２の出力電流ｉ１，
ｉ２になる。図１４の増幅器１Ｆは、図１２の増幅器１
Ｆに相当する部分であり、同一の構成を有する。
【００９４】ミキサ部４Ｅは、ミキサ部４Ｅの第２の非
反転入力端子１３０に接続されたベースとミキサ部４Ｅ
の第１の出力端子１３４に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２９、ミキサ
部４Ｅの第２の反転入力端子１３１に接続されたベース
と第２の出力端子１３５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３０、第２の
反転入力端子１３０に接続されたベースと第１の出力端
子１３４に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ３１、第２の非反転入力端子
１３０に接続されたベースと第２の出力端子１３５に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタ、トランジスタＱ２９のエミッタと第１の非
反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフィル
タ１３６、トランジスタＱ３０のエミッタと第１の非反
転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフィルタ
１３７、トランジスタＱ３１のエミッタと第１の反転入
力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィルタ１３
８、およびトランジスタＱ３２のエミッタと第１の反転
入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィルタ１
３９で構成されている。
反転入力端子１３０に接続されたベースとミキサ部４Ｅ
の第１の出力端子１３４に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２９、ミキサ
部４Ｅの第２の反転入力端子１３１に接続されたベース
と第２の出力端子１３５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３０、第２の
反転入力端子１３０に接続されたベースと第１の出力端
子１３４に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ３１、第２の非反転入力端子
１３０に接続されたベースと第２の出力端子１３５に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタ、トランジスタＱ２９のエミッタと第１の非
反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフィル
タ１３６、トランジスタＱ３０のエミッタと第１の非反
転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフィルタ
１３７、トランジスタＱ３１のエミッタと第１の反転入
力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィルタ１３
８、およびトランジスタＱ３２のエミッタと第１の反転
入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィルタ１
３９で構成されている。
【００９５】このバンドパスフィルタ１３６〜１３９
は、周波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのま
ま通過させ、周波数ｆ１，ｆ２の信号を減衰させないよ
うな周波数特性を有する。
は、周波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのま
ま通過させ、周波数ｆ１，ｆ２の信号を減衰させないよ
うな周波数特性を有する。
【００９６】トランジスタＱ２９とＱ３０のエミッタ
は、バンドパスフィルタ１３６，１３７を介して互いに
接続されているため、トランジスタＱ２９とＱ３０で構
成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。
また、トランジスタＱ３１とＱ３２のエミッタ共通素子
がバンドパスフィルタ１３８，１３９であるため、バン
ドパスフィルタ１３８，１３９の通過周波数以外はその
帰還量は大きい。つまり、トランジスタＱ２９とＱ３０
で構成されるエミッタ差動対回路で生じる不必要な周波
数成分に対するそのエミッタ差動対回路の利得が所望の
信号に対する利得より小さいため、トランジスタＱ２９
とＱ３０で構成されるエミッタ差動対回路では不必要な
周波数成分が生じにくい。したがって、トランジスタＱ
２９とＱ３０を含むミキサ部４Ｅで混合された信号の不
必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より低
歪みの出力を得ることができる。
は、バンドパスフィルタ１３６，１３７を介して互いに
接続されているため、トランジスタＱ２９とＱ３０で構
成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。
また、トランジスタＱ３１とＱ３２のエミッタ共通素子
がバンドパスフィルタ１３８，１３９であるため、バン
ドパスフィルタ１３８，１３９の通過周波数以外はその
帰還量は大きい。つまり、トランジスタＱ２９とＱ３０
で構成されるエミッタ差動対回路で生じる不必要な周波
数成分に対するそのエミッタ差動対回路の利得が所望の
信号に対する利得より小さいため、トランジスタＱ２９
とＱ３０で構成されるエミッタ差動対回路では不必要な
周波数成分が生じにくい。したがって、トランジスタＱ
２９とＱ３０を含むミキサ部４Ｅで混合された信号の不
必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より低
歪みの出力を得ることができる。
【００９７】実施の形態１４．図１５は実施の形態１４
によるミキサ回路の構成を示す回路図である。１Ｇは入
力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、４Ｆは差動増
幅器１Ｇの出力と入力電圧ｖ２を混合するためのミキサ
部である。ミキサ部４Ｆは帯域通過特性を持つ負帰還回
路を備える。この実施の形態１４によるミキサ回路は、
これらミキサ部４Ｆと差動増幅器１Ｇで構成されてお
り、このミキサ回路の出力は第１および第２の出力電流
ｉ１，ｉ２である。
によるミキサ回路の構成を示す回路図である。１Ｇは入
力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、４Ｆは差動増
幅器１Ｇの出力と入力電圧ｖ２を混合するためのミキサ
部である。ミキサ部４Ｆは帯域通過特性を持つ負帰還回
路を備える。この実施の形態１４によるミキサ回路は、
これらミキサ部４Ｆと差動増幅器１Ｇで構成されてお
り、このミキサ回路の出力は第１および第２の出力電流
ｉ１，ｉ２である。
【００９８】増幅器１Ｇは、増幅器１Ｇの非反転入力端
子１１０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の非
反転入力端子１４３に接続されたコレクタとエミッタを
持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１５、非反転入力
端子１１０に接続されたベースと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたコレクタとトランジスタＱ１５のエ
ミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１７、増幅器１Ｇの反転入力端子１１１に
接続されたベースと第１の反転入力端子１４４に接続さ
れたコレクタとトランジスタＱ１５のエミッタに接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１
６、反転入力端子１１１に接続されたベースと第１の反
転入力端子１４５に接続されたコレクタとトランジスタ
Ｑ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ１８、およびトランジスタＱ１
５〜Ｑ１８のエミッタの接続点から直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１１２で構成されている。
子１１０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の非
反転入力端子１４３に接続されたコレクタとエミッタを
持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１５、非反転入力
端子１１０に接続されたベースと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたコレクタとトランジスタＱ１５のエ
ミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１７、増幅器１Ｇの反転入力端子１１１に
接続されたベースと第１の反転入力端子１４４に接続さ
れたコレクタとトランジスタＱ１５のエミッタに接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１
６、反転入力端子１１１に接続されたベースと第１の反
転入力端子１４５に接続されたコレクタとトランジスタ
Ｑ１５のエミッタに接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ１８、およびトランジスタＱ１
５〜Ｑ１８のエミッタの接続点から直流電流ＩＥＥを引
き抜く電流源１１２で構成されている。
【００９９】ミキサ部４Ｆは、第２の非反転入力端子１
４０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の出力端
子１４６に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３３、第２の反転入力端子１４１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｆの第２の出力端子１４７に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１４３に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３４、第２の反転入力端子１４１に接続されたベースと
第１の出力端子１４６に接続されたエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ３５、第２の非反転入力端
子１４０に接続されたベースと第２の出力端子１４７に
接続されたコレクタと第１の反転入力端子１４５に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３６、トランジスタＱ３３，Ｑ３４のエミッタ間に接続
されたローパスフィルタ１４８、およびトランジスタＱ
３５，Ｑ３６のエミッタ間に接続されたローパスフィル
タ１４９で構成されている。
４０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の出力端
子１４６に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３３、第２の反転入力端子１４１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｆの第２の出力端子１４７に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１４３に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３４、第２の反転入力端子１４１に接続されたベースと
第１の出力端子１４６に接続されたエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ３５、第２の非反転入力端
子１４０に接続されたベースと第２の出力端子１４７に
接続されたコレクタと第１の反転入力端子１４５に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３６、トランジスタＱ３３，Ｑ３４のエミッタ間に接続
されたローパスフィルタ１４８、およびトランジスタＱ
３５，Ｑ３６のエミッタ間に接続されたローパスフィル
タ１４９で構成されている。
【０１００】トランジスタＱ３３とＱ３４のエミッタが
バンドパスフィルタ１４８を介して互いに接続され、ト
ランジスタＱ３５とＱ３６のエミッタがバンドパスフィ
ルタ１４９を介して互いに接続されているため、このバ
ンドパスフィルタ１４９を介してトランジスタＱ３３と
Ｑ３４で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果
が生じ、バンドパスフィルタ１４９を介してトランジス
タＱ３５とＱ３６で構成されたエミッタ差動対回路に負
帰還の効果が生じる。
バンドパスフィルタ１４８を介して互いに接続され、ト
ランジスタＱ３５とＱ３６のエミッタがバンドパスフィ
ルタ１４９を介して互いに接続されているため、このバ
ンドパスフィルタ１４９を介してトランジスタＱ３３と
Ｑ３４で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果
が生じ、バンドパスフィルタ１４９を介してトランジス
タＱ３５とＱ３６で構成されたエミッタ差動対回路に負
帰還の効果が生じる。
【０１０１】そのため、実施の形態１３と同様にトラン
ジスタＱ３３とＱ３４で構成されるエミッタ差動対回路
およびトランジスタＱ３５とＱ３６で混合された信号の
不必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より
低歪みの出力を得ることができる。
ジスタＱ３３とＱ３４で構成されるエミッタ差動対回路
およびトランジスタＱ３５とＱ３６で混合された信号の
不必要な周波数成分が低減され、従来のミキサ回路より
低歪みの出力を得ることができる。
【０１０２】なお、バンドパスフィルタ１４８，１４９
として実施の形態８の抵抗６５と容量素子６６，６７と
インダクタ６８で構成された回路、または実施の形態９
の抵抗７０とインダクタ７３，７４，７６と容量素子７
１，７２，７６で構成された回路のような負帰還回路を
挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効果を奏す
る。
として実施の形態８の抵抗６５と容量素子６６，６７と
インダクタ６８で構成された回路、または実施の形態９
の抵抗７０とインダクタ７３，７４，７６と容量素子７
１，７２，７６で構成された回路のような負帰還回路を
挿入してもよく、上記各実施の形態と同様の効果を奏す
る。
【０１０３】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明のミ
キサ回路によれば、増幅器の負帰還回路が第３の信号を
濾波せずに通過させるような所定の通過特性を持つの
で、高い変換利得を持つとともに、増幅時に不要な周波
数成分が低減されているため、例えば、第１および第２
の入力端子から入力される２つの信号の周波数の和や差
の周波数を持つ相互変調歪みなどが低減され、ミキサ回
路の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
キサ回路によれば、増幅器の負帰還回路が第３の信号を
濾波せずに通過させるような所定の通過特性を持つの
で、高い変換利得を持つとともに、増幅時に不要な周波
数成分が低減されているため、例えば、第１および第２
の入力端子から入力される２つの信号の周波数の和や差
の周波数を持つ相互変調歪みなどが低減され、ミキサ回
路の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
【０１０４】請求項２記載の発明のミキサ回路によれ
ば、増幅器の負帰還回路が低域通過特性を持つため、高
調波成分を低減でき、ミキサ回路の出力の歪みを小さく
抑えることができるという効果がある。
ば、増幅器の負帰還回路が低域通過特性を持つため、高
調波成分を低減でき、ミキサ回路の出力の歪みを小さく
抑えることができるという効果がある。
【０１０５】請求項３記載の発明のミキサ回路によれ
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に接続されたローパスフィルタに
よって、第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の帰還量を高周波ほど多くでき、簡単な構成
で、高い変換利得を持つとともに、出力の歪みの小さな
ミキサ回路を得ることができるという効果がある。
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に接続されたローパスフィルタに
よって、第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の帰還量を高周波ほど多くでき、簡単な構成
で、高い変換利得を持つとともに、出力の歪みの小さな
ミキサ回路を得ることができるという効果がある。
【０１０６】請求項４記載の発明のミキサ回路によれ
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第１および第
２のローパスフィルタによって、第１および第２のトラ
ンジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよう
にでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、
出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるとい
う効果がある。
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第１および第
２のローパスフィルタによって、第１および第２のトラ
ンジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよう
にでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、
出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるとい
う効果がある。
【０１０７】請求項５記載のミキサ回路によれば、増幅
器の負帰還回路が帯域通過特性を持つため、入力信号の
周波数以外の不必要な周波数成分を削減でき、ミキサ回
路の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
器の負帰還回路が帯域通過特性を持つため、入力信号の
周波数以外の不必要な周波数成分を削減でき、ミキサ回
路の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
【０１０８】請求項６記載のミキサ回路によれば、差動
対回路を構成する第１および第２のトランジスタの第２
の電流電極間に接続された第１および第２のバンドパス
フィルタによって、第１および第２のトランジスタで構
成された差動対回路の帰還量を不必要な周波数成分ほど
多くでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
対回路を構成する第１および第２のトランジスタの第２
の電流電極間に接続された第１および第２のバンドパス
フィルタによって、第１および第２のトランジスタで構
成された差動対回路の帰還量を不必要な周波数成分ほど
多くでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
【０１０９】請求項７記載の発明のミキサ回路によれ
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に接続されたバンドパスフィルタ
によって、第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の帰還量を不必要な周波数成分ほど多くで
き、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出力
の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという効
果がある。
ば、差動対回路を構成する第１および第２のトランジス
タの第２の電流電極間に接続されたバンドパスフィルタ
によって、第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の帰還量を不必要な周波数成分ほど多くで
き、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出力
の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという効
果がある。
【０１１０】請求項８記載の発明のミキサ回路によれ
ば、所定の通過特性を持つフィルタを簡単な構成にする
ことができ、良好な特性を得易くなるという効果があ
る。
ば、所定の通過特性を持つフィルタを簡単な構成にする
ことができ、良好な特性を得易くなるという効果があ
る。
【０１１１】請求項９記載の発明のミキサ回路によれ
ば、ミキサ部が、第１の入力端子から入力する信号に対
して第１の信号を濾波せずに通過させるような所定の通
過特性を持つので、高い変換利得を持つとともに、混合
時において不要な周波数成分、例えば第１および第２の
入力端子から入力される２つの信号の周波数の和や差の
周波数を持つ相互変調歪みなどが低減されているため、
ミキサ回路の出力の歪みを小さくできるという効果があ
る。
ば、ミキサ部が、第１の入力端子から入力する信号に対
して第１の信号を濾波せずに通過させるような所定の通
過特性を持つので、高い変換利得を持つとともに、混合
時において不要な周波数成分、例えば第１および第２の
入力端子から入力される２つの信号の周波数の和や差の
周波数を持つ相互変調歪みなどが低減されているため、
ミキサ回路の出力の歪みを小さくできるという効果があ
る。
【０１１２】請求項１０記載の発明のミキサ回路によれ
ば、ミキサ部内の負帰還回路が低域通過特性を持つた
め、信号の混合時に高調は成分を低減でき、ミキサ回路
の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
ば、ミキサ部内の負帰還回路が低域通過特性を持つた
め、信号の混合時に高調は成分を低減でき、ミキサ回路
の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
【０１１３】請求項１１記載の発明のミキサ回路によれ
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のローパスフィルタ
によって第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第１および第
２のローパスフィルタによって第３および第４のトラン
ジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるように
でき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出
力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという
効果がある。
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のローパスフィルタ
によって第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第１および第
２のローパスフィルタによって第３および第４のトラン
ジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるように
でき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出
力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという
効果がある。
【０１１４】請求項１２記載の発明のミキサ回路によれ
ば、ミキサ部の負帰還回路が帯域通過特性を持つため、
入力信号の周波数以外の不必要な周波数成分を削減で
き、ミキサ回路の出力の歪みを小さくすることができる
という効果がある。
ば、ミキサ部の負帰還回路が帯域通過特性を持つため、
入力信号の周波数以外の不必要な周波数成分を削減で
き、ミキサ回路の出力の歪みを小さくすることができる
という効果がある。
【０１１５】請求項１３記載の発明のミキサ回路によれ
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のバンドパスフィル
タによって第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジ
スタの第２の電流電極間に直列に接続された第１および
第２のバンドパスフィルタによって第３および第４のト
ランジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよ
うにでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のバンドパスフィル
タによって第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジ
スタの第２の電流電極間に直列に接続された第１および
第２のバンドパスフィルタによって第３および第４のト
ランジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよ
うにでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
【０１１６】請求項１４記載の発明のミキサ回路によれ
ば、高次のローパスフィルタの方が高周波を除去する能
力が高いため、１次のローパスフィルタを用いる場合に
比べて出力の非線形性を改善する性能を向上することが
できるという効果がある。
ば、高次のローパスフィルタの方が高周波を除去する能
力が高いため、１次のローパスフィルタを用いる場合に
比べて出力の非線形性を改善する性能を向上することが
できるという効果がある。
【０１１７】請求項１５記載の発明のミキサ回路によれ
ば、インダクタと抵抗とを直列に接続しているため、専
有面積を小さくでき、集積回路に適したミキサ回路を得
ることができるという効果がある。
ば、インダクタと抵抗とを直列に接続しているため、専
有面積を小さくでき、集積回路に適したミキサ回路を得
ることができるという効果がある。
【０１１８】請求項１６記載の発明のミキサ回路によれ
ば、高次のバンドパスフィルタの方が不必要な周波数成
分を除去する能力が高いため、１次のバンドパスフィル
タを用いる場合に比べて出力の歪みを小さくすることが
できるという効果がある。
ば、高次のバンドパスフィルタの方が不必要な周波数成
分を除去する能力が高いため、１次のバンドパスフィル
タを用いる場合に比べて出力の歪みを小さくすることが
できるという効果がある。
【図１】 この発明の各実施の形態によるミキサ回路の
構成を説明するためのブロック図である。
構成を説明するためのブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図３】 この発明の実施の形態２によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図４】 この発明の実施の形態３によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図５】 この発明の実施の形態４によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図６】 この発明の実施の形態５によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図７】 この発明の実施の形態６によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図８】 この発明の実施の形態７によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図９】 この発明の実施の形態８によるミキサ回路の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図１０】 この発明の実施の形態９によるミキサ回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図１１】 この発明の実施の形態１０によるミキサ回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図１２】 この発明の実施の形態１１によるミキサ回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図１３】 この発明の実施の形態１２によるミキサ回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図１４】 この発明の実施の形態１３によるミキサ回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図１５】 この発明の実施の形態１４によるミキサ回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図１６】 従来のミキサ回路の構成を示す回路図であ
る。
る。
１，１Ａ〜１Ｇ 増幅器、４，４Ａ〜４Ｆ ミキサ部。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年７月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５７】図４のミキサ回路が図３のミキサ回路と異
なる点は、図３のトランジスタＱ１，Ｑ２間にはインダ
クタ２１のみが接続されているのに対し、図４のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に接続されたインダクタ
２４に直列に抵抗２２，２３が接続されている点であ
る。半導体集積回路において、高誘導性のインダクタを
実現することは難しくインダクタのみでは十分に高調波
を低減できない場合がある。そこで、抵抗２２，２３を
挿入することによって、さらに高調波を低減する。この
ように抵抗２２，２３を挿入することによって、必要と
されるインダクタ２４のインダクタンスを小さくでき、
半導体集積回路に占めるインダクタ２４の面積の割合を
減らし、ローパスフィルタの専有面積を小さくすること
ができる。
なる点は、図３のトランジスタＱ１，Ｑ２間にはインダ
クタ２１のみが接続されているのに対し、図４のトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ間に接続されたインダクタ
２４に直列に抵抗２２，２３が接続されている点であ
る。半導体集積回路において、高誘導性のインダクタを
実現することは難しくインダクタのみでは十分に高調波
を低減できない場合がある。そこで、抵抗２２，２３を
挿入することによって、さらに高調波を低減する。この
ように抵抗２２，２３を挿入することによって、必要と
されるインダクタ２４のインダクタンスを小さくでき、
半導体集積回路に占めるインダクタ２４の面積の割合を
減らし、ローパスフィルタの専有面積を小さくすること
ができる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５９】トランジスタＱ１とＱ２のエミッタは２つ
のインダクタ２５，２６と容量素子２７で構成された高
次のローパスフィルタを介して互いに接続されているた
め、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。そして、トランジスタ
Ｑ１とＱ２のエミッタ間に直列に接続されている素子が
インダクタ２５，２６であるため、信号の周波数が高け
れば高いほどその帰還量は多くなる。但し、インダクタ
２５，２６と容量素子２７で構成されたフィルタが高次
のフィルタ特性を示すため、実施の形態４によるミキサ
回路は、実施の形態２や実施の形態３によるミキサ回路
に比べて高調波をより多く除去することができる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得は、所望の信号に対する利得より小さいため、図
５のトランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路では高調波が生じにくい。したがって、差動増幅
器１Ａｃで増幅された信号の高調波成分が低減されてい
るため、従来のミキサ回路より低歪みの出力を得ること
ができる。また、実施の形態４のローパスフィルタは３
次のローパスフィルタであるが、実施の形態４のローパ
スフィルタより高次のフィルタ構成を用いれば、実施の
形態４のミキサ回路より高調波を除去する効果が大きく
なる。差動増幅器１Ａｃの出力信号の高調波成分を低減
することによって、ミキサ回路の出力に現れる相互変調
歪みを小さくすることができる。
のインダクタ２５，２６と容量素子２７で構成された高
次のローパスフィルタを介して互いに接続されているた
め、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路に負帰還の効果が生じる。そして、トランジスタ
Ｑ１とＱ２のエミッタ間に直列に接続されている素子が
インダクタ２５，２６であるため、信号の周波数が高け
れば高いほどその帰還量は多くなる。但し、インダクタ
２５，２６と容量素子２７で構成されたフィルタが高次
のフィルタ特性を示すため、実施の形態４によるミキサ
回路は、実施の形態２や実施の形態３によるミキサ回路
に比べて高調波をより多く除去することができる。つま
り、トランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得は、所望の信号に対する利得より小さいため、図
５のトランジスタＱ１とＱ２で構成されるエミッタ差動
対回路では高調波が生じにくい。したがって、差動増幅
器１Ａｃで増幅された信号の高調波成分が低減されてい
るため、従来のミキサ回路より低歪みの出力を得ること
ができる。また、実施の形態４のローパスフィルタは３
次のローパスフィルタであるが、実施の形態４のローパ
スフィルタより高次のフィルタ構成を用いれば、実施の
形態４のミキサ回路より高調波を除去する効果が大きく
なる。差動増幅器１Ａｃの出力信号の高調波成分を低減
することによって、ミキサ回路の出力に現れる相互変調
歪みを小さくすることができる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６２】トランジスタＱ７とＱ８のエミッタは、ロ
ーパスフィルタ３２，３３を介して電流源３４に接続さ
れているため、トランジスタＱ７とＱ８で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。トランジス
タＱ７とＱ８のエミッタ間を接続している回路がローパ
スフィルタ３２，３３であるため、ローパスフィルタ３
２，３３の遮断周波数以上の周波数を持つ信号は、その
周波数が高ければ高いほどその帰還量は多くなる。つま
り、トランジスタＱ７とＱ８で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得が所望の信号に対する利得より小さくなり、実施
の形態１と同様に非線形性が改善され、従来のミキサ回
路より低歪みの出力を得ることができる。
ーパスフィルタ３２，３３を介して電流源３４に接続さ
れているため、トランジスタＱ７とＱ８で構成されるエ
ミッタ差動対回路に負帰還の効果が生じる。トランジス
タＱ７とＱ８のエミッタ間を接続している回路がローパ
スフィルタ３２，３３であるため、ローパスフィルタ３
２，３３の遮断周波数以上の周波数を持つ信号は、その
周波数が高ければ高いほどその帰還量は多くなる。つま
り、トランジスタＱ７とＱ８で構成されるエミッタ差動
対回路で生じる高調波に対するそのエミッタ差動対回路
の利得が所望の信号に対する利得より小さくなり、実施
の形態１と同様に非線形性が改善され、従来のミキサ回
路より低歪みの出力を得ることができる。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６４】実施の形態６．図７はこの発明の実施の形
態６によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図７
において、１Ｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ｂは差動増幅器１Ｃの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図７のミキサ回路が図２のミキサ回路
と異なる点は、図２のミキサ回路は、その回路を構成す
るトランジスタにバイポーラトランジスタを用いている
のに対し、図７の回路を構成するのにＭＯＳＦＥＴＭ１
〜Ｍ６を用いる点である。ＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６を用
いることによって、より集積度の高い集積回路となる。
なお、この発明のミキサ回路において、バイポーラトラ
ンジスタをＭＯＳＦＥＴに置き換えることができるのは
他の実施の形態でも同様である。
態６によるミキサ回路の構成を示す回路図である。図７
において、１Ｃは入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧
ｖ１の周波数ｆ１より高い所定の周波数以上の周波数に
対する利得が小さくなるような特性を持つ差動増幅器、
４Ｂは差動増幅器１Ｃの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ミキサ部である。図７のミキサ回路が図２のミキサ回路
と異なる点は、図２のミキサ回路は、その回路を構成す
るトランジスタにバイポーラトランジスタを用いている
のに対し、図７の回路を構成するのにＭＯＳＦＥＴＭ１
〜Ｍ６を用いる点である。ＭＯＳＦＥＴＭ１〜Ｍ６を用
いることによって、より集積度の高い集積回路となる。
なお、この発明のミキサ回路において、バイポーラトラ
ンジスタをＭＯＳＦＥＴに置き換えることができるのは
他の実施の形態でも同様である。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６６】図８はこの発明の実施の形態７によるミキ
サ回路の構成を示す回路図である。図８において、１Ｄ
は入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧ｖ１の周波数ｆ
１付近の周波数に対する利得が小さくなるような特性を
持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ｄの出力と入力電
圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施の形態７に
よるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１
Ｄで構成されており、このミキサ回路の出力は第１およ
び第２の出力端子から出力される第１および第２の出力
電流ｉ１，ｉ２になる。
サ回路の構成を示す回路図である。図８において、１Ｄ
は入力電圧ｖ１を増幅するため入力電圧ｖ１の周波数ｆ
１付近の周波数に対する利得が小さくなるような特性を
持つ差動増幅器、４Ａは差動増幅器１Ｄの出力と入力電
圧ｖ２を混合するミキサ部である。この実施の形態７に
よるミキサ回路は、これらミキサ部４Ａと差動増幅器１
Ｄで構成されており、このミキサ回路の出力は第１およ
び第２の出力端子から出力される第１および第２の出力
電流ｉ１，ｉ２になる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６７】差動増幅器１Ｄは、非反転入力端子６０に
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ２３、反転入力端子６１に接続
されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８
に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ２４、トランジスタＱ２３，Ｑ２４の
エミッタとバンドバスフィルタ６４との接続点からそれ
ぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源６２，６
３、およびトランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタ間を
接続するバンドパスフィルタ６４で構成される。このバ
ンドパスフィルタ６４は、入力電圧ｖ１，ｖ２が持つ周
波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのまま通過
させ、周波数ｆ１の信号を減衰させないような周波数特
性を有する。なお、図８のミキサ部４Ａは、図２のミキ
サ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。
接続されたベースとミキサ部４Ａの第１の非反転入力端
子１７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ２３、反転入力端子６１に接続
されたベースとミキサ部４Ａの第１の反転入力端子１８
に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポー
ラトランジスタＱ２４、トランジスタＱ２３，Ｑ２４の
エミッタとバンドバスフィルタ６４との接続点からそれ
ぞれ所定の直流電流ＩＥＥを引き抜く電流源６２，６
３、およびトランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタ間を
接続するバンドパスフィルタ６４で構成される。このバ
ンドパスフィルタ６４は、入力電圧ｖ１，ｖ２が持つ周
波数ｆ１，ｆ２付近の周波数帯域の信号をそのまま通過
させ、周波数ｆ１の信号を減衰させないような周波数特
性を有する。なお、図８のミキサ部４Ａは、図２のミキ
サ部４Ａに相当する部分であり、同一の構成を有する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７５】差動増幅器１Ｅは、差動増幅器１Ｅの非反
転入力端子８０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２７、差動増
幅器１Ｅの反転入力端子８１に接続されたベースとミキ
サ部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレク
タとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
８、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間に直列に
接続されたバンドパスフィルタ８２，８３、およびバン
ドパスフィルタ８２，８３の接続点から所定の直流電流
ＩＥＥを引き抜く電流源８４で構成される。このバンド
バスフィルタ８２，８３は、周波数ｆ１および周波数ｆ
２付近の信号を減衰させず、互いに同じ周波数特性を有
する。図１１のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに
相当する部分であり、同一の構成を有する。
転入力端子８０に接続されたベースとミキサ部４Ａの第
１の非反転入力端子１７に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２７、差動増
幅器１Ｅの反転入力端子８１に接続されたベースとミキ
サ部４Ａの第１の反転入力端子１８に接続されたコレク
タとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
８、トランジスタＱ２７，Ｑ２８のエミッタ間に直列に
接続されたバンドパスフィルタ８２，８３、およびバン
ドパスフィルタ８２，８３の接続点から所定の直流電流
ＩＥＥを引き抜く電流源８４で構成される。このバンド
バスフィルタ８２，８３は、周波数ｆ１および周波数ｆ
２付近の信号を減衰させず、互いに同じ周波数特性を有
する。図１１のミキサ部４Ａは、図２のミキサ部４Ａに
相当する部分であり、同一の構成を有する。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７９】図１２は、この発明の実施の形態１１によ
るミキサ回路の構成を示す回路図である。図１２におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｃは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ためのミキサ部である。ミキサ部４Ｃは低域通過特性を
持つ負帰還回路を備えている。この実施の形態１１によ
るミキサ回路は、これらミキサ部４Ｃと差動増幅器１Ｆ
で構成されており、このミキサ回路の出力は第１および
第２の出力端子から出力される第１および第２の出力電
流ｉ１，ｉ２である。第１および第２の入力電圧ｖ１，
ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ信号
である。
るミキサ回路の構成を示す回路図である。図１２におい
て、１Ｆは入力電圧ｖ１を増幅するための差動増幅器、
４Ｃは差動増幅器１Ｆの出力と入力電圧ｖ２を混合する
ためのミキサ部である。ミキサ部４Ｃは低域通過特性を
持つ負帰還回路を備えている。この実施の形態１１によ
るミキサ回路は、これらミキサ部４Ｃと差動増幅器１Ｆ
で構成されており、このミキサ回路の出力は第１および
第２の出力端子から出力される第１および第２の出力電
流ｉ１，ｉ２である。第１および第２の入力電圧ｖ１，
ｖ２は、それぞれ異なった周波数ｆ１，ｆ２を持つ信号
である。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００８１】また、ミキサ部４Ｃは、第２の非反転入力
端子９３に接続されたベースと第１の出力端子９７に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１１、第２の反転入力端子９４に接続され
たベースと第２の出力端子９８に接続されたコレクタと
エミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２、
第２の反転入力端子９４に接続されたベースと第１の出
力端子９７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ１３、第２の非反転入力端
子９３に接続されたベースと第２の出力端子９８に接続
されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ１１のエミッタと第１の
非反転入力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ
９９、トランジスタＱ１２のエミッタと第１の非反転入
力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ１００、
トランジスタＱ１３のエミッタと第１の反転入力端子９
６の間に接続されたローパスフィルタ１０１、およびト
ランジスタＱ１４のエミッタと第１の反転入力端子９６
との間に接続されたローパスフィルタ１０２から構成さ
れている。このローパスフィルタ９９〜１０２は、第１
および第２の入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２を
減衰させないような周波数特性を有する。
端子９３に接続されたベースと第１の出力端子９７に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１１、第２の反転入力端子９４に接続され
たベースと第２の出力端子９８に接続されたコレクタと
エミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ１２、
第２の反転入力端子９４に接続されたベースと第１の出
力端子９７に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰ
ＮバイポーラトランジスタＱ１３、第２の非反転入力端
子９３に接続されたベースと第２の出力端子９８に接続
されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタＱ６、トランジスタＱ１１のエミッタと第１の
非反転入力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ
９９、トランジスタＱ１２のエミッタと第１の非反転入
力端子９５の間に接続されたローパスフィルタ１００、
トランジスタＱ１３のエミッタと第１の反転入力端子９
６の間に接続されたローパスフィルタ１０１、およびト
ランジスタＱ１４のエミッタと第１の反転入力端子９６
との間に接続されたローパスフィルタ１０２から構成さ
れている。このローパスフィルタ９９〜１０２は、第１
および第２の入力電圧ｖ１，ｖ２の周波数ｆ１，ｆ２を
減衰させないような周波数特性を有する。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００８８】ミキサ部４Ｄは、第２の非反転入力端子１
１３に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の出力端
子１１９に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１１５に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１９、第２の反転入力端子１１４に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｄの第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１１６に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
２０、第２の反転入力端子１１４に接続されたベースと
第１の出力端子１１９に接続されたコレクタと第１の反
転入力端子１１７に接続されたエミッタとを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ２１、第２の非反転入力端子
１１３に接続されたベースと第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の反転入力端子１１８に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
２、トランジスタＱ１９，Ｑ２０のエミッタ間に接続さ
れたローパスフィルタ１２１、およびトランジスタＱ２
１，Ｑ２２のエミッタ間に接続されたローパスフィルタ
１２２で構成されている。
１３に接続されたベースとミキサ部４Ｄの第１の出力端
子１１９に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１１５に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ１９、第２の反転入力端子１１４に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｄの第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１１６に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
２０、第２の反転入力端子１１４に接続されたベースと
第１の出力端子１１９に接続されたコレクタと第１の反
転入力端子１１７に接続されたエミッタとを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ２１、第２の非反転入力端子
１１３に接続されたベースと第２の出力端子１２０に接
続されたコレクタと第１の反転入力端子１１８に接続さ
れたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２
２、トランジスタＱ１９，Ｑ２０のエミッタ間に接続さ
れたローパスフィルタ１２１、およびトランジスタＱ２
１，Ｑ２２のエミッタ間に接続されたローパスフィルタ
１２２で構成されている。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９４】ミキサ部４Ｅは、ミキサ部４Ｅの第２の非
反転入力端子１３０に接続されたベースとミキサ部４Ｅ
の第１の出力端子１３４に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２９、ミキサ
部４Ｅの第２の反転入力端子１３１に接続されたベース
と第２の出力端子１３５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３０、第２の
反転入力端子１３１に接続されたベースと第１の出力端
子１３４に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ３１、第２の非反転入力端子
１３０に接続されたベースと第２の出力端子１３５に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３２、トランジスタＱ２９のエミッタと第
１の非反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパス
フィルタ１３６、トランジスタＱ３０のエミッタと第１
の非反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフ
ィルタ１３７、トランジスタＱ３１のエミッタと第１の
反転入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィル
タ１３８、およびトランジスタＱ３２のエミッタと第１
の反転入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィ
ルタ１３９で構成されている。
反転入力端子１３０に接続されたベースとミキサ部４Ｅ
の第１の出力端子１３４に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２９、ミキサ
部４Ｅの第２の反転入力端子１３１に接続されたベース
と第２の出力端子１３５に接続されたコレクタとエミッ
タを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３０、第２の
反転入力端子１３１に接続されたベースと第１の出力端
子１３４に接続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮ
バイポーラトランジスタＱ３１、第２の非反転入力端子
１３０に接続されたベースと第２の出力端子１３５に接
続されたコレクタとエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３２、トランジスタＱ２９のエミッタと第
１の非反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパス
フィルタ１３６、トランジスタＱ３０のエミッタと第１
の非反転入力端子１３２の間に接続されたバンドパスフ
ィルタ１３７、トランジスタＱ３１のエミッタと第１の
反転入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィル
タ１３８、およびトランジスタＱ３２のエミッタと第１
の反転入力端子１３３の間に接続されたバンドパスフィ
ルタ１３９で構成されている。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００９９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００９９】ミキサ部４Ｆは、第２の非反転入力端子１
４０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の出力端
子１４６に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３３、第２の反転入力端子１４１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｆの第２の出力端子１４７に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１４３に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３４、第２の反転入力端子１４１に接続されたベースと
第１の出力端子１４６に接続されたコレクタと第１の反
転入力端子１４４に接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ３５、第２の非反転入力端子１
４０に接続されたベースと第２の出力端子１４７に接続
されたコレクタと第１の反転入力端子１４５に接続され
たエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３
６、トランジスタＱ３３，Ｑ３４のエミッタ間に接続さ
れたローパスフィルタ１４８、およびトランジスタＱ３
５，Ｑ３６のエミッタ間に接続されたローパスフィルタ
１４９で構成されている。
４０に接続されたベースとミキサ部４Ｆの第１の出力端
子１４６に接続されたコレクタと第１の非反転入力端子
１４２に接続されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラト
ランジスタＱ３３、第２の反転入力端子１４１に接続さ
れたベースとミキサ部４Ｆの第２の出力端子１４７に接
続されたコレクタと第１の非反転入力端子１４３に接続
されたエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ
３４、第２の反転入力端子１４１に接続されたベースと
第１の出力端子１４６に接続されたコレクタと第１の反
転入力端子１４４に接続されたエミッタを持つＮＰＮバ
イポーラトランジスタＱ３５、第２の非反転入力端子１
４０に接続されたベースと第２の出力端子１４７に接続
されたコレクタと第１の反転入力端子１４５に接続され
たエミッタを持つＮＰＮバイポーラトランジスタＱ３
６、トランジスタＱ３３，Ｑ３４のエミッタ間に接続さ
れたローパスフィルタ１４８、およびトランジスタＱ３
５，Ｑ３６のエミッタ間に接続されたローパスフィルタ
１４９で構成されている。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１００
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１００】トランジスタＱ３３とＱ３４のエミッタが
バンドパスフィルタ１４８を介して互いに接続され、ト
ランジスタＱ３５とＱ３６のエミッタがバンドパスフィ
ルタ１４９を介して互いに接続されているため、このバ
ンドパスフィルタ１４８を介してトランジスタＱ３３と
Ｑ３４で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果
が生じ、バンドパスフィルタ１４９を介してトランジス
タＱ３５とＱ３６で構成されたエミッタ差動対回路に負
帰還の効果が生じる。
バンドパスフィルタ１４８を介して互いに接続され、ト
ランジスタＱ３５とＱ３６のエミッタがバンドパスフィ
ルタ１４９を介して互いに接続されているため、このバ
ンドパスフィルタ１４８を介してトランジスタＱ３３と
Ｑ３４で構成されるエミッタ差動対回路に負帰還の効果
が生じ、バンドパスフィルタ１４９を介してトランジス
タＱ３５とＱ３６で構成されたエミッタ差動対回路に負
帰還の効果が生じる。
【手続補正１４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１２】請求項１０記載の発明のミキサ回路によれ
ば、ミキサ部内の負帰還回路が低域通過特性を持つた
め、信号の混合時に高調波成分を低減でき、ミキサ回路
の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
ば、ミキサ部内の負帰還回路が低域通過特性を持つた
め、信号の混合時に高調波成分を低減でき、ミキサ回路
の出力の歪みを小さくできるという効果がある。
【手続補正１５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１３】請求項１１記載の発明のミキサ回路によれ
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のローパスフィルタ
によって第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第３および第
４のローパスフィルタによって第３および第４のトラン
ジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるように
でき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出
力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという
効果がある。
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のローパスフィルタ
によって第１および第２のトランジスタで構成された差
動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジス
タの第２の電流電極間に直列に接続された第３および第
４のローパスフィルタによって第３および第４のトラン
ジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるように
でき、簡単な構成で、高い変換利得を持つとともに、出
力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができるという
効果がある。
【手続補正１６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１１５
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１１５】請求項１３記載の発明のミキサ回路によれ
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のバンドパスフィル
タによって第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジ
スタの第２の電流電極間に直列に接続された第３および
第４のバンドパスフィルタによって第３および第４のト
ランジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよ
うにでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
ば、第１および第２のトランジスタの第２の電流電極間
に直列に接続された第１および第２のバンドパスフィル
タによって第１および第２のトランジスタで構成された
差動対回路の負帰還が決り、第３および第４のトランジ
スタの第２の電流電極間に直列に接続された第３および
第４のバンドパスフィルタによって第３および第４のト
ランジスタで構成された差動対回路の負帰還が決まるよ
うにでき、簡単な構成で、高い変換利得を持つととも
に、出力の歪みの小さなミキサ回路を得ることができる
という効果がある。
Claims (16)
- 【請求項１】 第１及び第２の入力端子並びに出力端子
を有し、前記第１および第２の入力端子から入力した第
１および第２の信号の混合を行うミキサ部と、 第３の信号が入力される入力端子、前記第１の入力端子
に接続された出力端子、および出力信号の負帰還を行う
ための前記第３の信号を濾波せずに通過させるような所
定の通過特性を持つ負帰還回路を有し、前記第３の信号
を増幅して前記第１の信号として前記ミキサ部へ出力す
る増幅器とを備える、ミキサ回路。 - 【請求項２】 前記負帰還回路の前記所定の通過特性
は、低域通過特性を含む、請求項１記載のミキサ回路。 - 【請求項３】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子は、
第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を含
み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記増幅器の前記入力端子は、前記第３の信号を入力す
るための反転入力端子および非反転入力端子を含み、 前記増幅器は、 前記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流
電極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、 前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れ第１の直流電流を流す第１の電流源と、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れ第２の直流電流を流す第２の電流源と、 前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電流電
極間に接続されたローパスフィルタとをさらに有する、
請求項２記載のミキサ回路。 - 【請求項４】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子は、
第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を含
み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記増幅器の前記入力端子は、前記第３の信号を入力す
るための反転入力端子および非反転入力端子を含み、 前記増幅器は、 前記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流
電極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、 前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および他方端を持つ第１のローパスフィル
タと、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１のローパスフィルタの前記
他方端に接続された他方端を持つ第２のローパスフィル
タと、 前記第１のローパスフィルタの前記他方端に接続され、
所定の直流電流を流す電流源とをさらに有する、請求項
２記載のミキサ回路。 - 【請求項５】 前記負帰還回路の前記所定の通過特性
は、帯域通過特性を含む、請求項１記載のミキサ回路。 - 【請求項６】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子は、
第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を含
み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記増幅器の前記入力端子は、前記第３の信号を入力す
るための反転入力端子および非反転入力端子を含み、 前記増幅器は、 前記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流
電極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、 前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電極、
および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および他方端を持つ第１のバンドパスフィ
ルタと、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１のバンドパスフィルタの前
記他方端に接続された他方端を持つ第２のバンドパスフ
ィルタと、 前記第１のバンドパスフィルタの前記他方端に接続され
所定の直流電流を流す電流源とをさらに有する、請求項
５記載のミキサ回路。 - 【請求項７】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子は、
第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を含
み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記増幅器の前記入力端子は、前記第３の信号を入力す
るための反転入力端子および非反転入力端子を含み、 前記増幅器は、 前記増幅器の前記非反転入力端子に接続された制御電
極、前記第１の反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第１のトランジスタ
と、 前記増幅器の前記反転入力端子に接続された制御電極、
前記第１の非反転入力端子に接続された第１の電流電
極、および第２の電流電極を持つ第２のトランジスタ
と、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れ第１の直流電流を流す第１の電流源と、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れ第２の直流電流を流す第２の電流源と、 前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電流電
極間に接続するバンドパスフィルタとをさらに有する、
請求項５記載のミキサ回路。 - 【請求項８】 前記負帰還回路は、インダクタを含むこ
とを特徴とする、請求項１から請求項７のうちのいずれ
か一項に記載のミキサ回路。 - 【請求項９】 第１及び第２の入力端子並びに出力端
子、および前記第１および第２の入力端子から入力され
る信号の処理経路に対し負帰還をかけるため前記第１お
よび第２の入力端子から入力される信号を濾波せずに通
過させるような所定の通過特性を持つ負帰還回路を有
し、前記第１および第２の入力端子から入力される第１
および第２の信号の混合を行うミキサ部と、 第３の信号が入力される入力端子および前記第１の入力
端子に接続された出力端子を有し、前記第３の信号を増
幅して前記第１の信号として前記ミキサ部へ出力する増
幅器とを備える、ミキサ回路。 - 【請求項１０】 前記負帰還回路の前記所定の通過特性
は、低域通過特性を含む、請求項９記載のミキサ回路。 - 【請求項１１】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子
は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を
含み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記ミキサ部の前記出力端子は、第１および第２の出力
端子を含み、 前記ミキサ部は、 前記第２の非反転入力端子に接続された制御電極、前記
第１の出力端子に接続された第１の電流電極、および第
２の電流電極を持つ第１のトランジスタと、 前記第２の反転入力端子に接続された制御電極、前記第
２の出力端子に接続された第１の電流電極、および第２
の電流電極を持つ第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第１のローパスフィルタと、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第２のローパスフィルタと、 前記第２の反転入力端子に接続された制御電極、前記第
１の出力端子に接続された第１の電流電極、および第２
の電流電極を持つ第３のトランジスタと、 前記第２の非反転入力端子に接続された制御電極、前記
第２の出力端子に接続された第１の電流電極、および第
２の電流電極を持つ第４のトランジスタと、 前記第３のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続さ
れた他方端を持つ第３のローパスフィルタと、 前記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続さ
れた他方端を持つ第４のローパスフィルタとをさらに有
する、請求項１０記載のミキサ回路。 - 【請求項１２】 前記負帰還回路の前記所定の通過特性
は、帯域通過特性を含む、請求項９記載のミキサ回路。 - 【請求項１３】 前記ミキサ部の前記第１の入力端子
は、第１の反転入力端子および第１の非反転入力端子を
含み、 前記第２の入力端子は、第２の反転入力端子および第２
の非反転入力端子を含み、 前記ミキサ部の前記出力端子は、第１および第２の出力
端子を含み、 前記ミキサ部は、 前記第２の非反転入力端子に接続された制御電極、前記
第１の出力端子に接続された第１の電流電極、および第
２の電流電極を持つ第１のトランジスタと、 前記第２の反転入力端子に接続された制御電極、前記第
２の出力端子に接続された第１の電流電極、および第２
の電流電極を持つ第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第１のバンドパスフィルタと、 前記第２のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の反転入力端子に接続され
た他方端を持つ第２のバンドパスフィルタと、 前記第２の反転入力端子に接続された制御電極、前記第
１の出力端子に接続された第１の電流電極、および第２
の電流電極を持つ第３のトランジスタと、 前記第２の非反転入力端子に接続された制御電極、前記
第２の出力端子に接続された第１の電流電極、および第
２の電流電極を持つ第４のトランジスタと、 前記第３のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続さ
れた他方端を持つ第３のバンドパスフィルタと、 前記第４のトランジスタの前記第２の電流電極に接続さ
れた一方端、および前記第１の非反転入力端子に接続さ
れた他方端を持つ第４のバンドパスフィルタとをさらに
有する、請求項１２記載のミキサ回路。 - 【請求項１４】 前記ローパスフィルタは、２次以上の
ローパスフィルタを含む、請求項３、請求項４、または
請求項１１記載のミキサ回路。 - 【請求項１５】 前記ローパスフィルタは、 前記第１および第２のトランジスタの前記第２の電流電
極間に接続されたインダクタと抵抗を含む直列体を備え
る、請求項１４記載のミキサ回路。 - 【請求項１６】 前記バンドパスフィルタは、２次以上
のバンドパスフィルタを含む、請求項６、請求項７、ま
たは請求項１３記載のミキサ回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8211147A JPH1056336A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ミキサ回路 |
| US08/788,837 US6472925B1 (en) | 1996-08-09 | 1997-01-27 | Mixer circuit with negative feedback filtering |
| DE19708007A DE19708007C2 (de) | 1996-08-09 | 1997-02-27 | Mischerschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8211147A JPH1056336A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ミキサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056336A true JPH1056336A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=16601165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8211147A Pending JPH1056336A (ja) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | ミキサ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6472925B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1056336A (ja) |
| DE (1) | DE19708007C2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990024433A (ko) * | 1997-09-02 | 1999-04-06 | 윤종용 | 믹서회로 |
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