JPH0237723B2

JPH0237723B2 -

Info

Publication number: JPH0237723B2
Application number: JP56145819A
Authority: JP
Inventors: Hisao Kuwabara
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-09-16
Filing date: 1981-09-16
Publication date: 1990-08-27
Also published as: JPS5847305A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は多段差動増幅回路に関し、たとえば
受信器の集積回路（IC）化された中間周波増幅
回路に使用される。

第１図は受信器の中間周波増幅回路の従来例
で、信号源１１の出力はカツプリングコンデンサ
C₁を介して入力端子１２に加えられる。この増
幅回路は、一対のトランジスタからなる差動増幅
器を複数個多段直結したものである。図示の例は
第１段目の差動増幅器DA₁乃至第６段目の差動増
幅器DA₆から構成されている抵抗R₁〜R₁₂は、各
差動増幅器DA₁〜DA₆のトランジスタのコレクタ
電源間に接続されている。トランジスタQ₂のベ
ースは、端子１３に接続され、この端子１３と基
準電位（接地端子）間には、コンデンサC₂が接
続される。また端子１４と基準電位間にもコンデ
ンサC₃が接続される。コンデンサC₂，C₃は交流
出力信号が入力側に戻り、利得が低下したり、発
振したりするのを防止するバイパスコンデンサで
ある。トランジスタQ₃〜Q₁₂は第２〜第６の差動
増幅器DA₂〜DA₆を形成している。

上記増幅回路において、各定電流源I₁〜I₆に流
れる電流は等しく、また各抵抗R₁〜R₁₂の値は互
いに等しく設定される。つまり各符号をその値と
してあらわすと、 I₁＝I₂＝…＝I₆ R₁＝R₂＝…＝R₆ 出力端子１５，１６は、最終段の差動増幅器
DA₆を構成するトランジスタQ₁₁，Q₁₂のコレクタ
から導出されている。

出力端子１５と、第１段目の差動増幅器DA₁を
構成するトランジスタQ₂のベース間には、直流
帰還抵抗R_NF1が接続され、また出力端子１６と入
力抵抗R_INの一端との間にも、直流帰還抵抗R_NF2
が接続されている。入力抵抗R_INは、入力インピ
ーダンスを決定するための抵抗であり、一端は、
端子１２に接続され、他端はトランジスタQ₁の
ベースに接続される。

また信号源１１側インピーダンスは入力抵抗
R_INに対して充分小さい。そして、使用周波数帯
でのコンデンサC₁，C₂，C₃のインピーダンスは
充分小さく略零とみなすことができる。このよう
な増幅回路において、出力端子１５，１６での交
流電圧利得Gvは次のようにあらわすことができ
る。

Gv＝１／２（I₁・R₁／2V_T）⁶ ここでV_T＝KT／ｑ；熱電圧（27℃で約26ｍＶ）上記の従来例の回路において、 R₁＝R₂＝…R₁₂＝1kΩ、 I₁＝I₂＝…＝I₆＝0.4ｍＡ、 R_NF1＝R_NF2＝15kΩ、R_IN＝330Ω、 C₁＝C₂＝C₃＝0.047μF、V_T＝26ｍＶとしてGv
を計算すると、交流電圧利得は約100000倍＝
100dBとなる。

しかしながら、これは計算上のものであり、実
際に測定すると、FM中間（IF）周波数（＝
10.7MHz）付近では、各トランジスタの寄生容量
により、計算値よりも低下する。

即ち、第２図に破線Ａで示すように、Gvは1M
Hz付近に比べて10.7MHz付近では20〜25dB低下
している。このことは逆に言うと低減利得が上昇
しすぎていることになる。ここでFM中間周波増
幅器の理想を考えた場合、FM中間周波帯域
（10.7MHz±100kHz程度）では＋∞の利得、その
他の周波数領域では−∞の利得であることが理想
である。

従つて上記従来回路のように、不必要な低域で
の利得が中間周波数帯域よりも大幅に高い（20〜
25dB程度の差）ことは望ましくない。このこと
は、特に不必要な低域ノイズを増幅し、出力雑音
の増加を意味し、Ｓ／Ｎ低下の原因である。

この発明は上述したことを対処すべくなされた
もので、簡単な（集積化に容易に適応させるため
の）方法で、不要な周波数帯（低域）の利得を抑
え、必要な周波数帯の利得が助長されるようにし
てＳ／Ｎの向上が得られる多段差動増幅回路を提
供することを目的とする。

以下この発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

この発明の一実施例は第３図に示すように構成
され、第１〜第６の差動増幅器DA₁〜DA₆を有す
る。この第１〜第６の差動増幅器DA₁〜DA₆を形
成するトランジスタQ₁〜Q₁₂、定電流源I₁〜I₆、
負荷抵抗R₁〜R₁₂、端子１２，１３，１４、出力
端子１５，１６、直流帰還抵抗R_NF1，R_NF2、コン
デンサC₁，C₂，C₃等による接続構成は、第１図
と同じであり、第１図と同じ符号を付して説明す
る。本回路が従来と異なるところは、トランジス
タQ₇のコレクタとトランジスタQ₆のベース間に
第３の直流帰還抵抗R_NF3を設けたところにある。
つまり、第４段目の差動増幅器DA₄の出力部から
第３段目の差動増幅器DA₃の入力部に負帰還回路
が形成されたことになる。ここで、差動増幅器
DA₄の出力部と差動増幅器DA₃の入力部が同電位
であることはもちろんである。

上記の如く構成される本回路によると、総合的
にみた開ループ利得は、第１図の従来回路に比べ
て低下する。しかしこれは、低域での利得が、抵
抗R_NF3を設けない場合に比べて低下していること
であり、必要とするFM中間周波帯域（＝10.7M
Hz付近）では、さほどの利得低下はなく、充分な
利得を保持している。これは、抵抗R_NFの両端、
つまり、帰環部分の入−出力ポイントR_NF3をいれ
る前の入−出力位相差が低域では180度であるの
に対し、使用周波数帯においては、各トランジス
タの寄生容量（主にベース〜コレクタ間の帰還容
量）により位相が遅れて帰還部分の入−出力位相
差が180度よりも大きくなり完全な負帰還とはな
らないからである。

これを確認するために測定した特性が第２図に
実線Ｂで示す周波数特性である。即ち、この特性
図からわかるように本回路によると、中間周波数
（10.7MHz）付近の利得に対して、従来回路は低
域側で20〜25dB上昇していたのを、5dB程の上
昇に抑えている。また、中間周波数付近は、２〜
3dB程度しか低下していない。なおこのときの各
素子の値を述べると、R₁〜R₁₂＝kΩ、R_NF1＝R_NF2
＝15kΩ、R_IN＝330Ω、C₁＝C₂＝C₃＝0.047μF、I₁
〜I₆＝0.4ｍＡ、R_NF3＝2.2kΩである。

上記したよう本発明によると、直流帰還抵抗１
個を設けるのみで、不要な低域周波数帯での利得
を抑えることができるので、特にモノシリツク
ICに応用すればコンデンサ素子等による対策に
くらべてチツプサイズの増加は、極度に少くてよ
く、しかも出力雑音の減少が得られその効果は大
である。

この発明の要旨は、第３図に示した構成、特に
直流帰還抵抗R_NF3を接続箇所はこれに限定される
ものではない。つまり、初級差動増幅器DA₁の入
力部及び帰還入力部（トランジスタQ₂のベース、
入力端１４）等を除く部分であつて、直流的に略
同電位でしかも直流負帰還のかかる部分であれば
本発明を達成できる。直流帰還抵抗R_NF3の値、そ
の接続部は、トランジスタの特性（寄生容量）や
信号周波数等の状況に応じて最適な値及び接続ポ
イントを選定する。また、部分負帰還を行うに
は、帰還素子を１箇所でなく、さらに数を増加し
て数箇所に設けてもよい。

第４図は、不平衡出力形の４段差動増幅回路に
本発明を適用した例を示す。

この回路は、差動増幅器を構成する一対のトラ
ンジスタのうち、一方のトランジスタのコレクタ
を、次段の差動増幅器を構成する一方のトランジ
スタのベースに接続して順次多段構成したもので
ある。即ち、４段の差動増幅器DA₁₁，DA₁₂，
DA₁₃，DA₁₄は、トランジスタ（Q₂₁，Q₂₂）、
（Q₂₃，Q₂₄）、（Q₂₅，Q₂₆）、（Q₂₇，Q₂₈）により構
成されている。そして、各差動増幅器において入
力側のトランジスタQ₂₁，Q₂₃，Q₂₅，Q₂₇のコレ
クタは電源ラインに接続され、出力側のトランジ
スタQ₂₂，Q₂₄，Q₂₆，Q₂₈のコレクタは次段に接
続されるとともに、抵抗R₂₁，R₂₂，R₂₃，R₂₄を
介して電源ラインに接続されている。I₁₁〜I₁₄は
それぞれ差動増幅器DA₁₁〜DA₁₄の定電流源であ
る。またC₁₁はカツプリングコンデンサ、C₁₂は交
流バイパスコンデンサ、２２，２３は端子、２４
は出力端子である。そして、出力端子と、トラン
ジスタQ₂₈のベースには直流帰還抵抗R_NF11が接続
されている。また、トランジスタQ₂₈のベース
は、先の端子２３に接続され、この途中に帰還路
を形成している。そしてトランジスタQ₂₂，Q₂₆
のベースはこの帰還路に接続されている。一方ト
ランジスタQ₂₄のベースと帰還路間には、抵抗
R_B1が接続され、またこのトランジスタQ₂₄のベ
ースとトランジスタQ₂₆のコレクタ間には抵抗
R_NF12が接続される。なおR_INは入力抵抗、１１は
信号源である。

上記の回路は、従来抵抗R_B1＝０（直結）抵抗
R_NF12＝∞（開放）であり、直流帰還抵抗R_NF11に
よりトランジスタQ₂₂，Q₂₄，Q₂₆，Q₂₈のベース
に直流帰還をかけ、交流的には交流信号をコンデ
ンサC₁₂によつてバイパスさせて帰還をかけてい
なかつた。しかし、本発明を適用し、抵抗R_B1，
R_NF12を接続して部分帰還を施すことにより、低
域の不要周波数帯への利得を抑えることができ
た。なお、R₂₁＝R₂₂＝R₂₃＝R₂₄、I₁₁＝I₁₂＝I₁₃＝
I₁₄とし、各トランジスタのベース電流は非常に
小さく無視して考えれば、トランジスタQ₂₆のコ
レクタ電圧（直流）とトランジスタQ₂₄のベース
電圧（直流）は等しいので部分帰還による各トラ
ンジスタの動作点の変動はなく直流的な悪影響は
ない。

上記したようにこの発明によると、低域での
利得の上昇を抵抗によつて抑えることができ、構
成が簡単であつて雑音を低減でき得、モノシリ
ツクICに応用した場合抵抗素子が増加するだけ
であるからチツプサイズの増加は微少でよく、
能動素子（トランジスタ）の高域特性（利得低
下）を、帰還抵抗の値及び帰還ポイントの選定に
よつてはある程度上昇するように補償することが
でき、さらには高域不安定現象（発振）が生じ
るのも改良できる。これは、帰還抵抗の値及び帰
還ポイント等を考慮に入れて時定数をも選定し、
回路全体をみた位相の回りによる不必要な影響た
とえば使用周波数に近い交流のビート等を除去で
きるようにすることも可能である。なお、寄生容
量を利用して不要周波数のカツトオフを考えた場
合、１箇所のみならず、複数の箇所で本発明を適
用してもよい。

以上説明したようにこの発明は、集積化に容易
に適用させる方法によつて不要な周波数帯（出力
のＳ／Ｎを悪化させるような信号）の利得を抑
え、必要な周波数帯の利得が助長されるようにし
てＳ／Ｎ向上を得る多段差動増幅回路を提供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の多段差動増幅回路を示す図、第
２図はこの発明の一実施例による回路と第１図の
回路の周波数対電圧利得特性を示す図、第３図は
この発明の一実施例による回路図、第４図は他の
実施例を示す回路図である。 DA₁〜DA₆，DA₁₁〜DA₁₄……差動増幅器、
R_NF1，R_NF2，R_NF3，R_NF11，R_NF12……負帰還抵
抗、１１……信号源、C₁，C₂，C₃，C₁₁，C₁₂…
…コンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】

１初段の差動増幅器の入力部と負帰還入力部と
を除いた部分であつて、直硫電圧がほぼ同じ値
で、しかも直流および使用周波数領域よりも低い
周波数領域の交流信号で、負帰還のかかる箇所を
抵抗素子にて接続し、使用周波数領域外の不要な
低い周波数領域での交流利得を下げることを特徴
とする多段差動増幅回路。