JPH0618307B2

JPH0618307B2 - 演算増幅器

Info

Publication number: JPH0618307B2
Application number: JP60071815A
Authority: JP
Inventors: 雅幸片倉; 敏哉村上
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1985-04-04
Filing date: 1985-04-04
Publication date: 1994-03-09
Anticipated expiration: 2009-03-09
Also published as: JPS61230414A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする問題点Ｅ問題点を解決するための手段Ｆ作用Ｇ実施例Ｇ−１第１の実施例Ｇ−２第２の実施例Ｇ−３第３の実施例Ｈ発明の効果Ａ．産業上の利用分野本発明は、集積化に適する２極補償を施した演算増幅器
に関する。

Ｂ．発明の概要本発明は、演算増幅器において、抵抗と容量の時定数に
よって伝達特性の零点のみが設定され、伝達特性の極の
時定数は該零点と容量の比により決定されるように構成
することによって、集積回路内部で実現し得る抵抗、容
量の実用的な値で２極補償を可能とするものである。

Ｃ．従来の技術演算増幅器は、集積化されて以来種々のアナログ信号処
理用として広く応用され、今日では最も汎用性の高い集
積回路のひとつとなっている。この演算増幅器の交流的
な振舞いは、第５図のような開ループ利得特性で表わす
ことができる。第５図において、A₀は開ループ直流利
得、₀は単位利得周波数と呼ばれる。

一般的な演算増幅器では、１００％の負帰還をかけても
安定なように、単位利得周波数₀で約π／₄〔rad〕以
上の位相余裕を保つように内部で位相補償を施してい
る。従って、第１極周波数_pから単位利得周波数₀ま
では６dB／octの積分特性を示す。その場合、_p＝₀
／A₀の関係にある。

一般的にはA₀がより大きく₀がより高い程性能が高
い。通常、A₀は１００dB前後であり、特に過不足はな
い。演算増幅器を例えばオーディオ信号用の増幅器とし
て用いる場合、単なる直流利得A₀よりも扱う信号周波数
帯域、オーディオ信号の場合約２０KHzにおける実効的
な開ループ利得が重要で、そのためには、単位利得周波
数₀が高い必要がある。初期の集積化された演算増幅
器は単位利得周波数₀が１MHz程度であったが、その後
帯域を広げる努力がなされ現在では３〜１０MHzが一般
的となっている。しかし、単位利得周波数₀が１０MHz
でも、２０KHzにおける開ループ利得は５４dB程度であ
り、応用によっては必らずしも充分ではない。

単位利得周波数₀をより高めることは、技術的には可
能であるが、特殊な製造プロセスを必要とする。また単
位利得周波数₀をより高くした演算増幅器では周辺回
路の位相推移を少なくする必要から使いにくかったり、
あるいは周辺回路において必然的に位相推移を伴なう場
合には上記単位利得周波数₀が高すぎると不都合が生
じる場合もある。

演算増幅器の帯域を広げずに実効的な開ループ利得を上
げる目的のために有効な手法として２極補償という方法
がある。演算増幅器ではないがオーディオ用のパワーア
ンプではよく用いられている。以下、２極補償の有効性
について、オーディオ用増幅器とノイズリダクション回
路を例にとって説明する。

まず、第６図はオーディオ用増幅器として用いる場合の
演算増幅器の利得特性を示している。同図において、特
性ａは通常の演算増幅器の開ループ利得特性である。こ
の演算増幅器を利得Ａ_Ｆの増幅器として使用することを
考える。破線ｂはこの場合の開ループ時の特性を示して
いる。上記特性ａと上記破線ｂで囲まれた領域ｃが各周
波数における帰還量を示し、第１極_p以上の周波数で
は帰還量が低下する。一方、帰還量が充分でないと高調
波歪等が増加し、高域程その傾向が強くなる。利得の設
定や演算増幅器の特性によっては高域の高調波歪みの増
加が無視できなくなる。

同図において、特性ｄは２極補償を用いた演算増幅器の
開ループ利得特性を示す。２極補償によって周波数_p2
に極が配置され周波数_zに零点が配置されている。ま
た、第１極は同一単位利得周波数₀を保つために周波
数_p1まで上昇させられている。その結果、上記特性ａ
と上記特性ｂで囲まれた領域ｅの部分が帰還量の増大を
示し、その分特性、特に線形性が著しく改善される。零
点周波数_zは、高い程改善効果が大きいが、単位利得
周波数₀において位相余裕を悪化させないために該単
位利得周波数₀よりも充分低いことが求められ、該単
位利得周波数₀の１／10程度以下にする必要がある。
上記極周波数_p2と上記零周波数_zの比は、大きい方
が改善効果が大きいがこの比を大きくとると、上記_p2
と上記_z間で位相推移が大きくなる。通常は上記_p2
と上記_zの比は１０程度が適当である。

次に、ノイズリダクション回路について２極補償の有効
性について説明する。ノイズリダクション回路はテープ
レコーダ等において録音媒体である磁気テープ等のダイ
ナミックレンジを見かけ上拡大する回路で、信号のダイ
ナミックレンジを圧縮して録音し、再生時に伸長復元す
るのに用いられる。

第７図は従来知られているノイズリダクション回路の構
成の一例を示す。このノイズリダクション回路は圧縮動
作と伸長動作とを切り替えることが可能であり、入力端
子７１，圧縮回路７４，演算増幅器７２，圧縮，伸長動
作の切替スイッチ73，伸長出力端子７５，圧縮出力端子
７６等より構成されている。また、上記圧縮回路７４は
帯域制限回路７７，可変高域フィルタ７８，７９、これ
等可変高域フィルタ７８，７９の制御回路８０，81、加
算回路８２，８３，飽和防止回路８４から構成されてい
る。

上記切替スイッチ７３は圧縮動作時には端子73aの位置
に接続されており、上記演算増幅器７２は上記入力端子
７１に供給される信号に対し単なるボルテージフォロワ
回路として動作して上記圧縮回路７４を駆動し、上記圧
縮出力端子７６に圧縮出力信号を出力する。伸長動作時
には、上記スイッチ７３が端子７３ｂの側に接続され、
上記圧縮回路７４は上記演算増幅器７２の帰還回路とし
て取り込まれる。上記演算増幅器７２は上記伸長出力端
子７５に伸長出力信号を出力する。

上記圧縮回路７４の入力信号のレベルの変化に対する伝
達特性を第８図に示す。同図において、特性曲線ａは小
信号時の特性を示し、上記可変高域フィルタ７８，７９
は最もカットオフ周波数が低下した状態にある。その結
果、上記特性曲線ａは、中高域が約２０dB上昇した特性
を示す。上記帯域制限回路７７の影響で周波数２０KHz
近傍に約１２dBの深さのディップ特性が表われる。上記
帯域制限回路７７は、磁気テープが高域飽和をおこす可
聴帯域上限付近の成分を予め抑圧して記録し高域飽和を
避ける作用をする。

上記圧縮回路７４は、信号レベルが上昇するにつれ上記
制御回路８０，８１の作用により上記可変高域フィルタ
７８，７９のカットオフ周波数が上昇し、特性曲線ｂの
ような伝達特性を示す。信号レベルがさらに上昇し入力
信号が周波数，振幅とも最大となると上記圧縮回路７４
は特性曲線ｃに示す伝達特性となりカットオフ周波数は
上限に達する。

このような伝達特性を有する上記圧縮回路７４を用いた
上記ノイズリダクション回路の伸長動作時の周波数特性
を第９図にボーデ線図で示す。同図において特性ａ上記
演算増幅器７２の開ループ利得特性を示し、特性ｂ，ｃ
は上記圧縮回路14の伝達特性の逆数を示し、上記特性ｂ
は小信号入力時，上記特性ｃは大信号入力時に対応す
る。上記特性ａと上記特性ｂまたは上記特性ｃに囲まれ
た領域が帰還量を示す。₀はループ全体の単位利得周
波数で、上記圧縮回路７４が約２０dBの高域利得を持つ
ため上記演算増幅器７２単体の単位利得周波数の１０倍
となる。

このノイズリダクション回路における問題点のひとつ
は、上記単位利得周波数₀を高くすると不安定になる
可能性が高いということである。これは単に上記演算増
幅器７２の問題ではなく、上記圧縮回路７４の位相推移
が問題で、上記圧縮回路７４は第７図に示すようにかな
り複雑な回路構成であるため位相推移が累積し、上記単
位利得周波数₀を高くするのは困難である。

他の問題点は、伸長動作時には上記帯域制限回路７７の
影響で２０KHzでの帰還量が減少し、特に第９図特性曲
線ｃに示す大振幅時にこの帰還量の減少が著しくなるこ
とである。従って、伸長動作が圧縮動作と完全に対称に
なるには、２０KHzにおいて上記演算増幅器７２の利得
が十分高くなければならない。

そこで、このノイズリダクション回路では、伸長動作と
圧縮動作とを完全に対称とするために、２０KHzにおい
て上記演算増幅器７２の利得を上げる必要がある。とこ
ろが、利得を上げると前述のように上記単位利得周波数
₀が高くなって上記ノイズリダクション回路が不安定
になるおそれが生じる。

実際に両方の条件を完全に満たすこと、すなわち上記ノ
イズリダクション回路の安定を保ち、かつ２０KHzでの
利得を上げるということは普通の演算増幅器では現実に
は困難である。ところが２極補償の手法を施した演算増
幅器を用いるとこの問題を簡単に解決することができ
る。第９図に破線で示す特性曲線ｄは２極補償を施した
演算増幅器の開ループ利得特性を示している。このよう
に２極補償を施すことにより２０KHzでの利得を、上記
単位利得周波数₀を高くすることなく大幅に増加させ
ることが可能となる。

Ｄ．発明が解決しようとする問題点以上説明したように２極補償を施した演算増幅器は特に
オーディオ信号処理に適している。しかしながら、少く
とも集積回路としての演算増幅器では２極補償演算増幅
器は皆無に近い。その大きな理由は比較的低い周波数に
伝達特性の零点と極を配置することが難しいためであ
る。望ましい零点と極の周波数は、極の周波数はオーデ
ィオ帯域よりやや高いこと，零点の周波数は単位利得周
波数より充分低いこと，両者の比は１：１０程度である
こと等の条件から零点の周波数３００KHz、極の周波数
３０KHzが典型的な最適値である。これらの特性は全て
集積回路内部で設定されなければならない。今日の集積
化演算増幅器は特殊な例を除いて全て位相補償は内蔵化
されているからである。

ところが集積回路では高い抵抗と大容量のコンデンサと
を内蔵させることが困難であるためこのような零点と極
とを配置するのが困難であった。このことを一般的な２
極補償演算増幅器の基本回路に基づいて説明する。

第１０図は２極補償演算増幅器の基本回路を示してい
る。同図において、端子１０１，１０２は各々正負の電
源端子であり、端子１０３，１０４は各々正相及び逆相
の入力端子であり、端子105は出力端子である。実際に
は該端子１０５には出力回路が接続されるが図面上では
省略してある。

初段はトランジスタ１０６ａ，１０６ｂにより第１の差
動増幅器１０６を構成し、このトランジスタ１０６ａ，
１０６ｂのエミッタには共通にエミッタ電流源１１０が
接続されている。また、上記トランジスタ１０６ａ，１
０６ｂのコレクタには抵抗R₁,R₂,R₃、コンデンサC₁から
成る負荷回路が接続されている。２段目には抵抗R₄,R₅
によって電流帰還を施されたトランジスタ１０７ａ，１
０７ｂからなる第２の差動増幅器１０７が配置され、上
記抵抗R₄,R₅には共通電流源１０８が接続されている。
また、上記トランジスタ１０７ａ，１０７ｂのコレクタ
には電流ミラー回路を用いた能動負荷１０９が接続され
ている。上記トランジスタ１０７ａのコレクタと上記負
電源端子１０２間に接続されたコンデンサC₂は位相補償
用のコンデンサである。

この回路の伝達関数は、第１の差動増幅器106の伝達コ
ンダクタンスをＧｍとすると概略次式で与えられる（Ｓ
は複素角周波数とする）。

この第(1)式より２極補償に必要な零点と極は抵抗R₁,
R₂、コンデンサC₁によって設定される。なお上記抵抗R₃
の値はR₃＝R₂と設定されている。

第(1)式に示される伝達関数を有する上記回路を集積化
する際の問題点は、以下の３点である。

(a)極の時定数は第(1)式分母のC₁(R₁+2R₂)で決まるた
め、３０KHz程度の比較的低い周波数に設定するには上
記コンデンサC₁か上記抵抗R₂が相当大きくなり実用的で
ない。集積回路内部で実用的な抵抗、容量の最大値は製
造プロセスにもよるが３０ＫΩ，３０ｐＦ程度でそれ以
上はチップに占める面積が無視できなくなる。

(b)標準的な集積回路製造プロセスでは上記トランジス
タ１０７ａ，１０７ｂは横方向ＰＮＰトランジスタとし
て構成されるため遮断周波数が低く帯域を広げることが
困難になる。

(c)初段の負荷が抵抗負荷なので、直流のループ利得が
充分大きいとは言えない。

以上のような問題点があるため従来は２極補償型の演算
増幅器を集積化することが極めて困難であった。

本発明はこのような問題に鑑みて成されたものであり集
積回路における実用的な抵抗値，容量値の範囲内で２極
補償を施した演算増幅器を実現することを目的とする。

また、横方向ＰＮＰトランジスタを使用してもその遮断
周波数の制約を受けないこと及び充分に大きな直流開ル
ープ利得を得る２極補償を施した演算増幅器を実現する
ことを目的とする。

Ｅ．問題点を解決するための手段上述の目的を達成するために、本発明は、二つの電流源
負荷を有しトランジスタ対から成る第１の差動増幅器
と、電流帰還抵抗を有しトランジスタ対から成り上記第
１の差動増幅器出力が供給される第２の差動増幅器と、
この第２の差動増幅器のトランジスタ対の各々のトラン
ジスタのコレクタ側と各々他方のトランジスタのベース
側とに接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデン
サと、上記第２の差動増幅器の上記第１のコンデンサが
接続された一方の出力に接続された反転増幅器と、該反
転増幅器の入力と出力との間に接続された第３のコンデ
ンサと、上記反転増幅器の出力と上記第２の差動増幅器
の上記第１のコンデンサが接続された入力側との間に接
続された第４のコンデンサとを備えて構成されることを
特徴とする。

Ｆ．作用本発明では２極補償に必要な伝達特性の零点と極の周波
数は零点の周波数が上記第１のコンデンサと上記電流帰
還抵抗に依存し、極の周波数が上記第１，第３，第４の
コンデンサ及び上記電流帰還抵抗に依存する。また、上
記第１のコンデンサの値，上記電流帰還抵抗の値は集積
回路内で実現し得る実用的な値で、例えばオーディオ用
として充分な零点の周波数を得る。

また、上記第１及び第２のコンデンサによりフィードフ
ォワード回路が構成されているので、上記第２の差動増
幅器の遮断周波数の影響を受けず広帯域で動作する。

また、上記第１の差動増幅器は、その電流源負荷により
直流開ループ利得が高くなる。

Ｇ．実施例以下、本発明に係る演算増幅器について、一実施例を図
面を参照しながら説明する。

Ｇ−１第１の実施例本発明の第１の実施例の基本的な回路構成を第１図に示
す。同図において端子１には正電源が接続され、端子２
には負電源が接続される。端子３，４間には入力信号が
供給され、この信号は増幅されて出力端子５より出力さ
れる。

初段のトランジスタ６ａ，６ｂより成る第１の差動増幅
器６の共通に接続されたエミッタと上記負電源端子２間
には定電流源７が配されている。また、上記差動増幅器
６の出力側にはトランジスタ１３ａ，１３ｂ，抵抗
R₁₁，R₁₂から成る電流源負荷回路１３が接続されてい
る。

上記差動増幅器６の差動出力は、トランジスタ９ａ，９
ｂより成る２段目の第２の差動増幅器９へ供給されてい
る。該差動増幅器９は上記トランジスタ９ａ，９ｂのエ
ミッタにそれぞれ抵抗R₄，R₅を有し、これ等抵抗R₄，R₅
は共通エミッタ抵抗R₁₃に接続されている。この接続点
は上記電流源負荷回路１３の上記トランジスタ１３ａ，
１３ｂのベースに接続され、該ベースには上記共通エミ
ッタ抵抗R₁₃により初段の上記差動増幅器６の電流と上
記電流源負荷回路１３である上記トランジスタ１３ａ，
１３ｂのコレクタ電流の平衡とを保ち適切な同相電位を
保つべく同相信号が帰還されている。また、上記共通エ
ミッタ抵抗R₁₃は２段目の上記差動増幅器９の直流バイ
アス抵抗としても動作する。

２段目の差動増幅器９の出力は、電流ミラー回路１０に
よりシングルエンド信号に変換されてトランジスタ１２
を駆動する。該トランジスタ１２は反転増幅器として動
作する。

２段目の上記差動増幅器９の上記トランジスタ９ｂのコ
レクタと上記トランジスタ９ａのベースとの間にはコン
デンサC₁₁が配され、上記トランジスタ９ａのコレクタ
と上記トランジスタ９ｂのベースとの間にはコンデンサ
C₁₂が配されている。これ等コンデンサC₁₁，C₁₂は、フ
ィードフォワード回路を構成し、２段目の上記差動増幅
器９の伝達コンダクタンスと絡んで伝達関数の零点を形
成する。

上記トランジスタ９ａのベースと反転増幅器として動作
する上記トランジスタ１２のコレクタとの間にはコンデ
ンサC₁₃が配され、上記トランジスタ１２のコレクタと
ベースとの間にはコンデンサC₁₄が配されている。これ
等コンデンサC₁₃，C₁₄はミラー位相補償用のコンデンサ
である。

次に、この回路の伝達特性を説明するために簡略化した
等価回路図を第２図に示す。同図において、電流源２
１，２２は上記トランジスタ６ａ，６ｂをそれぞれ表わ
し、対の電流源負荷２３は上記電流源負荷回路１３を表
わしている。加算器２４はノード２５，２６の２点の電
位の和を検出して上記電流源負荷回路２３に同相成分を
帰還している。従って、上記ノード２５，２６に常に対
称な電圧−ｖ及びｖの信号が発生するように上記電流源
負荷回路２３の電流が定まる。上記加算器２４は第１図
における上記共通エミッタ抵抗R₁₃回路に相当する。

ここで、初段の上記差動増幅器６の伝達コンダクタンス
をG_m1とし、上記トランジスタ６ａ，6bのベース間の電
位差，すなわち入力電圧をVin(s)とし、該入力電圧Vin
(s)における電流変動分をI(s)とすると、I(s)は次式で
表わされる。

I(s)＝G_m1・Vin(s) ……………(2) また、上記共通エミッタ電流源７のバイアス電流をＩ_Ｅ
とすると、上記伝達コンダクタンスG_m1は次式で表わさ
れる。

ここで、V_T＝kT／qであり、ｋはボルツマン定数，Ｔは
絶対温度，ｑは電子の荷電量である。

また、２段目の上記差動増幅器９の伝達コンダクタンス
をG_m2とすると、このG_m2は概略次式で表わされる。（R₄
＝R₅とする。）そこで、上記ノード２５，２６の電位を各々−ｖ，ｖと
おくと、上記コンデンサC₁₁,C₁₂,C₁₄に流れる電流は次
式で求められる。ただし、上記コンデンサC₁₁,C₁₂に流
れる電流をI₀(s)としC₁₁＝C₁₂とする。

Ｓ・C₁₄・Vout(s)＝2(I₀(s)−2G_m2・v) …(5) I₀(s)＝Ｓ・C₁・v ……………(6) ここで、第(5)，(6)式より上記ノード２５，２６の電位
−ｖ，ｖは次式で表わすことができる。

また、上記電流源負荷２３に流れる電流をI_S(s)，上記
コンデンサC₁₃に流れる電流をI_F(s)とおくと上記ノード
２５，２６における電流式は次のようになる。

ノード２５……I(s)＝I₀(s)＋I_S(s)＋I_F(s) ……(8) ノード２５……I₀(s)＝I(s)＋I_S(s) ……(9) ここで、第(8)，(9)式より次式が得られる。

２I(s)＝２I₀(s)＋I_F(s) …………………(10) 次に、上記コンデンサC₁₃に流れる電流I_F(s)は次式で与
えられる。

I_F(s)＝Ｓ・C₁₃・(Vout(s)＋v) ……(11) 以上より第(10)式に第(6)，(11)式を代入すると次式が
得られる。

ここで、この第(12)式に第(4)式を代入すると次式が得
られる。

この第(13)式に第(2)式を代入すると次式が得られる。

この第(14)式は第１図の回路の伝達関数を表わす式であ
る。ここで２極補償に必要な零点及び極は第(14)式より
C₁₁(＝C₁₂)，C₁₃，C₁₄，R₄(＝R₅)によって設定されるこ
とが明らかである。上記零点を時定数をτ₁,上記極の時
定数をτ₂とすると、このτ₁,τ₂は各々次式で表わすこ
とができる。

前述したように演算増幅器をオーディオ信号の処理に用
いる場合には零点の周波数_Zは、_Z＝３００KHz、極
の周波数_p2は、_p2＝３０KHzが典型的な最適値であ
る。そこで、この回路を集積化する際、集積回路内部で
の設定が実用的であるということについて説明する。

まず零点の時定数は第(15)式で決まる。集積回路内部で
の実用的な抵抗、容量の最大値は前述したようにそれぞ
れ３０ＫΩ，３０ｐＦ程度である。３００KHz程度の零
点周波数なら集積回路内部でこれらの値、すなわち３０
ＫΩ，３０ｐＦで十分に実現可能である。

次に、極の時定数は第(16)式で決まる。前述したように
極の時定数τ₂は零点の時定数τ₁の１０倍程度が望まし
い。従って、次式が条件となる。

また、単位利得周波数₀は前述したように３〜１０MHz
程度であることが望まれるため、上記コンデンサC₁₄は
１０〜２０ｐＦ程度である。よって、第(17)式より次の
条件が成り立つ。

第(18)式の条件より第(16)式で表わされる上記極の時定
数τ₂は、と表わすことができる。

また、第(17)式を満足するためには次式の関係となる。

１０・C₁₃C₁₄ …………(20) ここで、第(14)式で表わされる伝達関数は第(18)式の条
件を考慮すると、と表わすことができる。

単位利得周波数₀は、第(21)式中で高周波領域ではであることを考慮すると、次式で表わされる。

第(22)式中コンデンサC₁₄の容量は前述したように１０
〜２０ｐＦと小さいため、１０MHz程度の単位利得周波
数₀を容易に実現することができる。

次に、２段目の上記差動増幅器９は、上記コンデンサC
₁₁，C₁₃によりフィードフォワード回路が構成されてい
るため、信号の高域成分は増幅しない。この高域成分
は、上記コンデンサC₁₁，C₁₃を経て直接上記トランジス
タ１２へ供給され、ここで増幅される。従って、上記差
動増幅器９を横方向ＰＮＰトランジスタで構成しても該
横方向ＰＮＰトランジスタの遮断周波数による帯域制限
を受けることはなくなる。

また、初段の差動増幅器６の負荷は電流源負荷１３であ
るために、直流の開ループ利得を充分大きくとることが
できる。

Ｇ−２第２の実施例次に、第３図に第２の実施例を示す。第２の実施例は第
１の実施例をさらに実用化したものである。この第２の
実施例では初段の差動増幅器３６を構成しているトラン
ジスタ３６ａ，３６ｂのそれぞれのコレクタ間にダイオ
ードD₁，D₂，D₃，D₄からなるダイオード回路が配されて
いる。これ等ダイオードD₁，D₂，D₃，D₄は、大信号入力
時に上記差動増幅器３６が飽和領域に入ることによる特
性劣化を防ぐために、クランプダイオードとして働く。

また、上記差動増幅器３６の差動出力は、トランジスタ
５７，５８を介して２段目の差動増幅器３９へ供給され
る。上記トランジスタ５７，５８はエミッタフォロワと
して作動し、横方向ＰＮＰトランジスタ３９ａ，３９ｂ
で構成された２段目の差動増幅器３９の入力インピーダ
ンスを高めている。また、上記トランジスタ５７，５８
のエミッタにはそれぞれ電流源負荷５９，６０が配置さ
れている。

前記フィードフォワード回路の構成用には上記トランジ
スタ５８のベースと上記トランジスタ３９ｂのコレクタ
間にコンデンサC₃₁が、上記トランジスタ５７のベース
と上記トランジスタ39aのコレクタ間にコンデンサC₃₂が
接続されている。

また、上記差動増幅器３９のエミッタ抵抗R₃₄,R₃₅に接
続されたダイオードD₅は、エミッタフォロワ用の上記ト
ランジスタ５７，５８によるV_BE（ベース・エミッタ間
電圧）のレベルシフト用である。

上記差動増幅器３９の出力は、トランジスタ52，５３，
５４，５５，５６、ダイオードD₆，D₇，D₈、抵抗R₃₆，R
₃₇，R₃₈から成る出力段に接続され、該出力段の回路は
いわゆるＡＢ級増幅器として動作する。

前記ミラー位相補償用コンデンサは該出力段回路の上記
トランジスタ５３のコレクタと上記トランジスタ５２の
ベースとの間にコンデンサC₃₄が接続され、上記トラン
ジスタ５３のコレクタと上記トランジスタ５８のベース
との間にコンデンサC₃₃が接続されている。

この第２の実施例では、第１の実施例で得られる効果の
他に、上記ダイオードD₁，D₂，D₃，D₄により大信号入力
時に初段の差動増幅器３６の特性劣下を回避することが
できること、２段目の差動増幅器３９の入力インピーダ
ンスを高くすることができること、出力段の駆動能力が
はるかに向上していること等の利点を有する。

Ｇ−３第３の実施例次に、第４図に本発明の第３の実施例を示す。この第３
の実施例は第１図に示した第１の実施例に用いられてい
る２段目の差動増幅器９の電流ミラー回路１０による負
荷を１個の電流源に置き換えた構成となっている。すな
わち、第４図において２段目の差動増幅器４９のトラン
ジスタ４９ｂのコレクタに電流源６２が負荷として接続
されトランジスタ６３を駆動し、トランジスタ４９ａの
コレクタは負電源端子４２側に接続されている。それに
伴ないコンデンサC₄₂は単に上記負電源端子４２側に接
続され、該コンデンサC₄₂に流れる電流は上記トランジ
スタ６３の駆動には奇与しない。

この実施例では、２段目の差動増幅器４９の電流利得を
1/2にすることができ、次のような利点を有する。例え
ば電圧性ノイズを減少させる場合、初段の差動増幅器４
６の共通電流源４７の電流を増加させ伝達コンダクタン
スを増加させる必要が生ずる。その場合、同一単位利得
周波数を保つためには第(22)式を考慮すると、上記コン
デンサC₄₄の値を大きくする必要がある。第１の実施例
で、上記電流源７の電流を増加して伝達コンダクタンス
G_m1を増加した場合に設定される上記コンデンサC₁₄の値
に比べ、本実施例では上記コンデンサC₁₄に相当する上
記コンデンサC₄₄の値は1/2で済み、集積化が容易になる
という利点を有する。

Ｈ．発明の効果以上述べたように本発明によれば集積回路内部で実現し
得る実用的な抵抗，容量で２極補償を行なうことができ
る。従って、集積回路内部で２極補償を施した演算増幅
器を実現することが可能となる。

また、集積回路内部に形成される第２の差動増幅器の横
方向ＰＮＰトランジスタの遮断周波数は、上記容量によ
り該横方向ＰＮＰトランジスタがバイパスされるため、
伝達特性に影響を与えず上記演算増幅器の広帯域化が可
能となる。

また、第１の差動増幅器の負荷として電流源負荷を用い
ているため直流の開ループ利得が充分に大きくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の演算増幅器の回路図で
あり、第２図は第１の実施例の回路の等価回路図であ
る。第３図は本発明の第２の実施例の回路図であり、第４図
は本発明の第３の実施例の回路図である。第５図は一般的な演算増幅器の周波数特性図であり、第
６図は、２極補償を説明するための演算増幅器の周波数
特性図である。第７図は従来知られているノイズリダクション回路のブ
ロック図であり、第８図は該ノイズリダクション回路の
圧縮回路の伝達特性図であり、第９図は該ノイズリダク
ション回路における２極補償の効果を説明するための周
波数特性図である。第１０図は一般的な２極補償演算増幅器の回路図であ
る。１，３１，４１……正電源端子２，３２，４２……負電源端子３，３３，４３……正相入力端子４，３４，４４……逆相入力端子５，３５，４５……出力端子６，３６，４６……第１の差動増幅器７，３７，４７，５９，６０，６２……定電流源９，３９，４９……第２の差動増幅器１０，５０……電流ミラー回路１２，５２，５３，５４，５５，５６，６３……トラン
ジスタ１３，３８，４８……電流源負荷回路 R₄，R₅，R₃₄，R₃₅，R₄₄，R₄₅……電流帰還抵抗 R₁₃，R₃₃，R₄₃……共通エミッタ抵抗 C₁₁，C₁₂，C₁₃，C₁₄，C₃₁，C₃₂，C₃₃，C₃₄，C₄₁，C₄₂，
C₄₃，C₄₄……コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】二つの電流源負荷を有しトランジスタ対か
ら成る第１の差動増幅器と、電流帰還抵抗を有しトラン
ジスタ対から成り上記第１の差動増幅器出力が供給され
る第２の差動増幅器と、この第２の差動増幅器のトラン
ジスタ対の各々のトランジスタのコレクタ側と各々他方
のトランジスタのベース側とに接続された第１のコンデ
ンサ及び第２のコンデンサと、上記第２の差動増幅器の
上記第１のコンデンサが接続された一方の出力に接続さ
れた反転増幅器と、該反転増幅器の入力と出力との間に
接続された第３のコンデンサと、上記反転増幅器の出力
と上記第２の差動増幅器の上記第１のコンデンサが接続
された入力側との間に接続された第４のコンデンサとを
備えて構成されることを特徴とする演算増幅器。