JPH0630411B2 - 入力負性抵抗補償回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子回路の入力インピーダンスの負性抵抗成
分の補償回路に係り、特に増幅器等の高周波発振抑制や
ピーキング特性の調整に好適な補償回路に関する。

〔従来の技術〕

増幅器には負帰還を施して歪を抑圧する方法が広く採用
されている。しかし、負帰還を施すことによる増幅度の
低下は避けられない。所望の増幅度を得る為には増幅回
路の規模を増大させねばならず、回路全体の安定度が低
下することがしばしば問題となる。

また、増幅器の伝達特性の直線性の歪の原因がトランジ
スタ等の能動素子に固有の非直線特性にあることに注目
し、この非直線性を他の能動素子を用いて相殺する方法
がいくつか提案されている。その１つの例を、第２図に
示す（特公昭61-29571号公報）。第２図に示す回路にお
いて、入力端子３に加えられる信号電圧は、トランジス
タ1,9を通して信号電流に変換され、抵抗14に伝えられ
る。そして、トランジスタ10,11,12,13と抵抗16,17,18
により構成されるカレント・ミラー回路と、抵抗15によ
って信号電流は増幅され、電圧に変換されて出力端子７
から出力される。その際トランジスタ９のコレクタ電流
に比例した電流がトランジスタ１のエミッタに流れ、ト
ランジスタ１とトランジスタ９のベース・エミッタ間電
圧対コレクタ電流特性における非直線性の影響が相殺さ
れる。従って第２図の回路により、負帰還を施さずに低
歪率の増幅器を構成することができる。

しかしながら、能動素子の非直線性を相殺する上記従来
技術には、相殺用のトランジスタ１の入力インピーダン
スに負性抵抗成分が現われる傾向がある。

例えば第２図においては、信号源５の信号電圧が上昇す
る際にトランジスタ１のエミッタ電流は増大し、そのベ
ース電流19も増大する。従って、入力信号電圧が上昇し
た際には、入力端子３より信号源５の方向に信号電流
（ベース電流19の増分）が逆流することになる。したが
って、第２図に示す回路の入力インピーダンスには、負
性抵抗成分が含まれていると言うことができる。さら
に、入力負性抵抗成分によって逆流する上記の信号電流
成分は、ある周波数に至るまで入力信号周波数の上昇に
伴なって増大する。ベース電流19の信号成分i_b1は、ト
ランジスタ１のエミッタ電流の信号成分i_c1を用いて次
式のように近似できる。

但し、式(1)においてβ_０は低周波電流増幅率、_βは
電流増幅率の遮断周波数、は信号の周波数を表わす。
式(1)より、信号源インピーダンス６を充分に低くして
おかないと、トランジスタ１の電流増幅率の遮断周波数
_β以上の周波数において回路の周波数特性にピーキン
グを生じたり発振を起こすという不安定性を生ずる。

上記の不安定性は、エミッタ・フォロワ回路の発振時と
同様に、回路の入力インピーダンスの負性抵抗成分が原
因している。従って第３図に示すように、上記負性抵抗
成分の影響を完全に打消すだけの値をもつ抵抗20を入力
端子３に直列に接続したり、能動素子の出力端子に抵抗
22を直列に接続することにより、上記の不安定性につい
ては補償し得る。（ヤコブミルアン他著：パルス・ディ
ジタルスイッチ回路〔上巻〕，近代科学社，pp.204参
照） 〔発明が解決しようとする問題点〕 しかし、第３図に示す従来の補償回路においては、抵抗
20,22と寄生容量21,23等との相互作用による増幅器の周
波数特性の劣化や、抵抗20,22による信号のレベルシフ
トや信号減衰は避けられないという問題点がある。

本発明の目的は、上記低歪率増幅器やエミッタ・フォロ
ワ回路等のもつ不安定性を、増幅器の周波数特性を劣化
させることなく補償することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記問題点を解決する為に本発明においては、入力イン
ピーダンスに負性抵抗を有する第１の能動素子（例えば
バイポーラ・トランジスタ）の入力端子に、第２の能動
素子（第１の能動素子と異極性・異特性であってもよ
い）の入力端子に接続し、第２の能動素子の出力端子
に、第１の能動素子の出力端子に流れる電流の信号成分
（以下電流の信号成分を信号電流と記す）によって制御
される電流を供給する電流源を接続する。そして第２の
能動素子の出力端子に流れる信号電流を制御することに
よって、入力端子に流れる信号電流を制御する。

〔作用〕

上記の第２の能動素子の出力端子に接続した電流源は、
第１の能動素子の出力端子に流れる信号電流に対して線
形関係にある信号電流を第２の能動素子に供給する。そ
れによって第２の能動素子の入力端子にも、第１の能動
素子の入力端子の信号電流に対して線形関係にある信号
電流が流れ、これら両者の信号電流は合流して信号源に
流れる。従って、上記電流源の出力信号電流を、第１の
能動素子の出力端子に流れる信号電流に対して所望の線
形関係に設定することにより、信号源に流れる上記の合
流電流が制御できる。すなち、第２の能動素子の出力端
子に流れる信号電流の方向を第１の能動素子の出力端子
に流れる信号電流の方向は逆向きに設定すれば、第１の
能動素子の入力端子に流れる信号電流の方向と第２の能
動素子の入力端子に流れる信号電流の方向とは逆向きと
なり、互いに相殺し合う。このことにより、回路の周波
数特性を劣化することなく上記の不安定性を補償し得
る。

〔実施例〕

以下、実施例により本発明を説明する。

第１図は本発明の特徴を最もよく表わす第１の実施例を
示す回路図である。能動素子101は入力インピーダンス
に負性抵抗成分を有する素子である。その入力端子３
に、上記負性抵抗成分の影響を補償する為に用いる能動
素子102の入力端子を接続する。能動素子101,102には、
出力電流によっても入力電流を制御し得る任意の素子を
用いる。例えば能動素子1,2には、エミッタ電流によっ
てもベース電流を制御し得るバイポーラ・トランジスタ
を用いることができる。また、両者は同種同極性の能動
素子ではなくてもよい。そして、能動素子102の出力端
子には電流源４が接続される。電流源４の出力電流の信
号成分（出力信号電流）ｆ(i)は、能動素子101の出力端
子の電流の信号成分である信号電流ｉと線形関係にあ
る。

第１図に示される電流制御電流源４の中に示される電流
ｉとｆ(i)の矢印の向きは、ともに信号成分の電流方向
の関係を表わし、能動素子101,102のバイアス電流は省
略して示している。

第１図においては、上記の線形関係を所望の関係に設定
することにより、能動素子101,102のそれぞれの入力電
流の和として入力端子３に流れる入力電流の特性を制御
できる。次に、能動素子101と能動素子102が同極性同特
性と見なし得る素子である場合について説明する。

第４図(a)に能動素子としてバイポーラトランジスタを
用いた場合の実施例である第２の実施例の回路図を示
す。第４図(a)においては、能動素子101としてトランジ
スタ１を用い、能動素子102としてトランジスタ２を用
い、トランジスタ１とトランジスタ２はほぼ同特性の素
子を用いている。トランジスタ１及びトランジスタ２の
ベース端子は入力端子３に接続され、それぞれのコレク
タ端子は電源に接続されている。トランジスタ２のエミ
ッタ端子（出力端子）は電流制御電流源４に接続され、
電流制御電流源４はトランジスタ１のエミッタ（出力端
子）に流れる信号電流ｉによって制御される出力信号電
流ｆ(i)を供給する電流源である。出力信号電流ｆ(i)の
方向は、信号電流ｉの方向とは逆方向になっている。本
実施例において入力端子３から信号が入力された場合
に、トランジスタ１のエミッタ端子に信号電流ｉが流
れ、この信号電流ｉによって制御される出力信号電流ｆ
(i)をトランジスタ２のエミッタに供給する。このトラ
ンジスタ２のエミッタ電流によりトランジスタ２のベー
スにも信号電流が流れ、トランジスタ１の負性抵抗成分
等を打ち消すことができる。

さらに詳述すれば、第４図(a)において、電流源４の出
力信号電流ｆ(i)を、制御電流である能動素子１の出力
端子の信号電流ｉに比例するように制御した場合には、
回路の状態として以下の３状態が考えられる。

(i)｜ｆ(i)｜＞｜ｉ｜：過制動（安定） (ii)｜ｆ(i)｜＝｜ｉ｜：臨界制動（安定orピーキン
グ） (iii)｜ｆ(i)｜＜｜ｉ｜：振動（安定orピーキングor発
振） 上記３状態の例を第４図(b)に示す。第４図(b)におい
て、(3)はトランジスタ１のベース電流Ｉ_b1を示し、(2)
はトランジスタ２のベース電流Ｉ_b2を示し(1)はベース
電流Ｉ_b1とベース電流Ｉ_b2との和電流を示す。第４図
(a)に示す回路では、トランジスタ１のベース電流Ｉ_b1
の信号成分ｉ_b1と、トランジスタ２のベース電流Ｉ_b2の
信号成分ｉ_b2とは、次式によって近似できる。

ただし、β_１，β_２はそれぞれのトランジスタ1,2の電
流増幅率であり、第４図(a)に示す実施例においてβ_１
とβ_２は等しい。第４(b)からわかるように、発振を起
こさないように制御する場合には(ii)の状態が望まし
い。

また、電流源４の出力信号電流ｆ(i)とトランジスタ１
の出力端子の信号電流ｉとの間に適当な周波数特性を与
えれば、上記のピーキングと発振周波数等の特性をも制
御し得る。次に、トランジスタ１とトランジスタ２の極
性や特性が異なっている場合についても、電流源４の出
力電流ｆ(i)とトランジスタ１の出力端子の信号電流ｉ
との関係を適当に設定することにより、信号源のインピ
ーダンスに流れる電流を制御することができる。

第５図に本発明の第３の実施例を示す。第５図に示す実
施例は、第２図に示す低歪率増幅回路に本発明を適用し
た回路である。第５図中27は補償用付加回路であり、定
電流源24とトランジスタ25と抵抗26とにより第４図(a)
中の電流源４が構成されている。トランジスタ１の入力
インピーダンスの負性抵抗成分を補償する為に、トラン
ジスタ２のベース端子を入力端子３に接続する。トラン
ジスタ１とトランジスタ２はほぼ同特性の素子を用い、
トランジスタ９とトランジスタ25もほぼ同特性の素子を
用いる。抵抗14と抵抗26もほぼ同じ抵抗値を有する抵抗
である。

次に回路の動作を説明する。信号源５の供給する信号電
圧が上昇し、トランジスタ１のエミッタに流れる電流が
上昇したとき、同時にトランジスタ25のベース電位も上
昇し、トランジスタ25のエミッタに流れる電流が増加す
る。このためトランジスタ２のエミッタに流れる電流が
減少し、トランジスタ２のベース電流が減少する。した
がってトランジスタ１のベース電流の増加分がトランジ
スタ２のベース電流の減少分により相殺される。すなわ
ち、トランジスタ２のエミッタに流れる信号電流とトラ
ンジスタ１のエミッタに流れる電流とは逆向きに流れ、
トランジスタ１及びトランジスタ２のそれぞれのベース
に流れる信号電流の方向が逆向きとなり相殺される。以
上のようにしてトランジスタ１の負性抵抗成分を補償す
ることができる。

さらに本実施例のように、電源電圧利用率の高い大振幅
増幅器や低歪率増幅器に本発明を適用することにより、
その周波数帯域を著しく拡大することができる。

また、本発明の実施例に示す全ての定電流源は一方の端
子を一定電位に固定した定インピーダンスにも置き換え
られる。

第６図に本発明の第４の実施例を示す。第６図に示す回
路は、入力端子３，48に加えられた差動電圧が増幅され
て出力端子７，38より出力される低歪率差動増幅器に本
発明を適用した実施例である。破線27によって囲まれた
回路が補償用回路であり、トランジスタ１，42の入力負
性抵抗成分をそれぞれトランジスタ２，45によって補償
している。補償用トランジスタ２，45のエミッタに接続
される電流制御電流源（第１図中の４に対応）は差動増
幅器の利点を生かして、それぞれに反対位相の出力信号
によって駆動されるカレント・ミラー回路によって構成
される。トランジスタ30,46及びダイオード35を中心に
一つのカレント・ミラー回路が構成され、トランジスタ
28,43及びダイオード39を中心にもう一つのカレント・
ミラー回路が構成されている。第６図に示す差動増幅器
はトランジスタ１のベース（入力端子３）とトランジス
タ42のベース入力端子48には逆極性の信号が入力する。
例えば入力端子３に入力される信号電圧が上昇した場合
には、トランジスタ１のエミッタに流れる電流は減少す
る。同時に入力端子48に入力される信号電圧は下がり、
トランジスタ40のエミッタ電位が上昇する。従ってトラ
ンジスタ28のベース電位が上昇し、トランジスタ28のエ
ミッタに流れる電流が増加し、トランジスタ２のエミッ
タに流れる電流は増加する。このようにしてトランジス
タ１のベース（入力端子）にあらわれる負性抵抗成分を
補償し得る。

トランジスタ45およびトランジスタ42においても同様の
動作により入力端子の負性抵抗成分を補償し得る。この
ように差動回路網を有する回路においては、差動回路網
中から得られる反対位相の信号電流（電圧）を補償用ト
ランジスタに流す（加える）ことによっても本発明を実
施できる。なお、差動増幅器の共通インピーダンス33,4
1及び電流源32の構成のかわりに、後述する第８図に示
す共通インピーダンス63及び電流源64,65よりなる構成
を用いてもよい。

以上述べたように本実施例においても、低歪率増幅器の
もつ不安定性を、増幅器の周波数特性を劣化させること
なく補償することができ、周波数帯域を著しく拡大する
ことができる。

第７図に本発明の第５の実施例を示す。

第７図に示し回路は、入力端子３，48に加えられた差動
電圧が、電流変換されて出力端子７，38から出力される
低歪率相互コンダクタンス増幅回路に本発明を適用した
実施例である。信号電圧は非線形特性相殺用トランジス
タ１及びトランジスタ42によって補償された後に、レベ
ル・シフト回路52,53を通して変化用差動増幅回路（ト
ランジスタ30,43より成る）と負性抵抗成分補償用差動
増幅回路（トランジスタ28,46より成る）両方に入力さ
れる。そして、後者の補償用差動増幅回路において得ら
れる、方向反転された信号電流が補償トランジスタ２，
45のエミッタに流れ込む。レベル・シフト回路52,53に
含まれる直列ダイオード55,58のそれぞれの後段ｎは零
か自然数である。

また、第７図の回路を改良して得られる本発明の第６の
実施例を、第８図に示す。第８図に示す実施例は、第７
図中のレベル・シフト回路52及びレベルシフト回路53を
第８図中に示すレベルシフト回路73とレベルシフト回路
74に置き換えた実施例であり、その動作は第７図に示す
実施例と同様であるので、説明は省略する。

また、第９図に本発明の第７の実施例を示す。第９図に
示す実施例は、定電圧源70と、トランジスタ68,69を用
いて、出力端子71,72から対数圧縮した出力電圧を取り
出すもので、その動作は第８図に示す実施例と同様であ
る。

さらに、第10図に本発明の第８の実施例を示す。第10図
に示す実施例においては、第８図に示す実施例にさらに
出力端子71,72を付加した実施例であり、その動作は第
８図に示す実施例と同様である。

以上述べた様に、第７図乃至第10図に示す実施例におい
ても、入力端子の負性抵抗成分を補償し低歪率増幅器の
周波数帯域を著しく拡大することができる。

さらに、広範囲の増幅回路に本発明を適用した場合の第
９の実施例を第11図に示す。第11において、トランジス
タ１は増幅用トランジスタであり、トランジスタ２は補
償トランジスタである。端子92,93,80,81は電源に接続
され、入力端子３から信号が入力される。出力信号はト
ランジスタ１のコクレタあるいはエミッタから取り出す
ことができる。出力信号はトランジスタ１のエミッタか
ら取り出す場合は、エミッタ・フォロワ回路となる。ト
ランジスタ１のエミッタと交流的接地点80との間には負
荷インピーダンス78に接続されている。そして、トラン
ジスタ１の入力インピーダンスの負性抵抗成分が原因と
なって、増幅回路の周波数特性に不要なピーキングが生
じていたり発振を起こしている周波数を_Nとする。こ
のような場合、トランジスタ１の入力インピーダンスの
負性抵抗成分を打消す目的で入力端子３に接続するトラ
ンジスタ２のエミッタと、交流的接地点81との間には負
荷インピーダンス79を接続する。但し、トランジスタ２
の入力端子と回路の入力端子３との接続は、直接に接続
するかあるいは、上記の周波数_Nにおいて定電圧源
（極性は問わない）と見なし得る二端子素子86を介して
接続する。従って、２端子素子86は定電圧源であって
も、あるいはダイオードでも良い事は言うまでもなく、
第12図に示すようなコンデンサ88を含む２端子回路87で
あっても良いし、第13図に示すような交流的接地点90に
接続された抵抗91を含む回路であっても良い。トランジ
スタ１とトランジスタ２が同特性と見なし得る場合にお
いては、上記の周波数_Nあるいはその近傍の周波数領
域において、第９図に示す負荷インピーダンス78と負荷
インピーダンス79との直列インピーダンスが零と見なし
得るように、負荷インピーダンス79を構成する。例え
ば、第９図に示すように負荷インピーダンス78が負荷抵
抗83と（浮遊）容量82の並列接続と見なし得る場合に
は、負荷インピーダンス79を補償用インダクタンス84と
抵抗85の直列接続によって構成しても良い。その場合
に、補償用インダクタンス84の値Ｌｃを次式により与え
られる値に設定する。

但し、Ｃｓは（浮遊）容量82の値を示す。

上記のようにして構成した第９図の回路において、入力
端子３に加えられた信号電圧は、トランジスタ１とトラ
ンジスタ２を介して、負荷インピーダンス78,79に同様
に印加される。この時、負荷インピーダンス78と負荷イ
ンピーダンス79との関係を上記のように設定しておくこ
とにより、上記の周波数_Nにおいて、トランジスタ１
とトランジスタ２のそれぞれのエミッタに流れる信号電
流の向きは互いに逆の方向となる。従って、トランジス
タ１とトランジスタ２のそれぞれのベースに流れる信号
電流の向きも互いに逆方向となることにより互いに相殺
され、本発明の目的は達せられる。

また、トランジスタ1,2または、第１図中能動素子101と
能動素子102に同種同特性のものを用いることができな
い場合には、上記と同様の効果が得られるように負荷イ
ンピーダンス79の設定を変える。

以上の実施例において、トランジスタの極性と電圧源と
電流源の向きを反転しても差しつかえないことは、言う
までもない。第11図に示す実施例のように、エミッタ・
フォロワ回路等においても入力負性抵抗成分を補償し、
リアクタンス性負荷を駆動すると発振を起こし易い緩衝
増幅器等の周波数帯域を著しく拡大することができる。

〔発明の効果〕

本発明によって、低歪率増幅器やエミッタ・フォロワ回
路等のもつ不安定性を、増幅器の周波数特性を劣化させ
ることなく補償することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の特徴を最もよく表わす第１の実施例を
示す回路図、第２図は従来の低歪率増幅器を示す回路
図、第３図は従来の安定化方法を示す回路図、第４図
(a)は本発明の第２の実施例を示す回路図、第４図(b)は
その各部の電流波形を示す電流波形図、第５図は本発明
の第３の実施例を示す回路図、第６図は本発明の第４の
実施例を示す回路図、第７図は本発明の第５の実施例を
示す回路図、第８図は本発明の第６の実施例を示す回路
図、第９図は本発明の第７の実施例を示す回路図第10図
は本発明の第８の実施例を示す回路図、第11図は本発明
の第10の実施例を示す回路図、第12図及び第13図は本発
明の変形例における付加回路を示す回路図である。 １……トランジスタ ２……トランジスタ ３……入力端子 ４……電流制御電流源 ５……信号源 24……定電流源 25……トランジスタ 26……抵抗 27……補償用付加回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の能動素子と、前記第１の能動素子の
   入力端子にその入力端子が接続された第２の能動素子
   と、前記第２の能動素子の出力端子に接続された電流源
   とを有し、前記第１，第２の能動素子はそれぞれの出力
   端子に流れる電流によっても入力端子に流れる電流を制
   御し得る素子で構成され、かつ前記電流源は、第１の能
   動素子の出力端子に流れる電流によって制御される電流
   を、前記第２の能動素子の出力端子に供給する電流源で
   構成されることを特徴とする入力負性抵抗補償回路。