JPS6123852Y2

JPS6123852Y2 -

Info

Publication number: JPS6123852Y2
Application number: JP5607079U
Authority: JP
Priority date: 1979-04-26
Filing date: 1979-04-26
Publication date: 1986-07-17
Also published as: JPS55157312U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は相補出力を有する差動増幅回路の改良
に関する。

第１図に従来例を示す。図に於いて、等しい特
性を有するNPNトランジスタ３３と３４及び定
電流源３２によつて構成された第１の差動増幅回
路の出力はそれぞれのトランジスタのコレクタか
ら正電源（＋Ｂ）に接続された抵抗４５及び４６
の夫々の両端に生じ、端子２５及び２７より差動
出力が得られる。

又第１の差動増幅回路のトランジスタ３３と３
４に対し相補特性を有し、それぞれ等しい特性を
有するトランジスタ３５と３６及び定電流源３１
によつて構成された第２の差動増幅回路の出力
は、それぞれのトランジスタのコレクタから負電
源（−Ｂ）に接続された抵抗４７及び４８のそれ
ぞれの両端に生じ、端子２８及び２６より差動出
力が得られる。

この時第１及び第２の差動増幅回路のそれぞれ
の入力端子はそれぞれの対応する入力端子同志が
共通接続される。

以上の構成による増幅回路は、２組の差動出力
を有し、その２組の出力が互に相補特性を有して
いる為次段に接続される相補プツシユプル回路を
駆動する場合、接続が容易で相補特性によつて優
れた低歪率特性を得ることが出来、該２組の差動
増幅回路のトランジスタのそれぞれのベース電流
は、互いに相補トランジスタのベース電流によつ
て相殺される方向である為、入力端オフセツト電
流も少なくすることが出来、DCアンプの初段と
して比較的好ましい増幅回路である。

しかし前記方法に於て、特に入力端子に印加さ
れる入力信号の信号源インピーダンスが比較的高
い値である場合には、トランジスタのコレクタベ
ース間接合容量Cobによるミラー効果が生じ、高
域特性の劣化を招き歪率が増加することになり、
又コレクタベース間電圧が高電圧である為、コレ
クタ遮断電流Icboも無視出来ず相補トランジスタ
の特性の不平衡によつて入力オフセツトドリフト
が生じる。

従つて実用的には第２図に示す様なカスコード
回路との併用を考慮しなければならない。又一般
的に増幅器は発振安定性を保つため高域位相補正
を行うが、これによつて負荷インピーダンスは高
域周波数に於いて低下してしまうため、大きな駆
動出力を必要とすることになる。

しかし該増幅回路の最大出力能力は定電流源３
２と３１の電流値によつて制約されてしまい、そ
れぞれのトランジスタ３３と３４及び３５と３６
には、それぞれの定電流源３２及び３１の電流値
より以上のコレクタ電流を流し込む能力を有して
いない。

従つて高域負荷インピーダンスの低下に伴い駆
動能力の低下が大きい。

上述の様な同一導電型トランジスタによる差動
増幅回路の駆動能力の飽和を改善する為、異なる
導電型の相補トランジスタによつて構成された相
補差動増幅回路を用いることがある。

一般にこの様な相補差動増幅回路のトランジス
タの飽和レベルは低負荷インピーダンスに於いて
も非常に大きなレベルであり、大きな駆動能力を
有しているが該相補差動増幅回路のトランジスタ
のIcboによるドリフトやCobのミラー効果による
高域特性の劣化等の欠点は依然としてなくならな
い。

本考案はこの様な欠点をなくすために成された
もので該相補差動増幅回路の前段にエミツタホロ
ワを付加し信号源インピーダンスを極めて低い値
となし、該エミツタホロワトランジスタのコレク
タには前記相補差動増幅回路からブートストラツ
プをかけることにより、IcboやCobの影響を排除
しようとするものである。

以下図面に従つて詳細に説明する。

第３図は本考案の一実施例であり、相補特性を
有するトランジスタ５及び６のベースは共通接続
され入力端子１に接続され、トランジスタ５のエ
ミツタは抵抗４と定電流源３の直列回路を介し正
電源（＋Ｂ）に接続され、コレクタはトランジス
タ１７のエミツタと抵抗１６の接続点に接続さ
れ、トランジスタ６のエミツタは抵抗７と定電流
源８の直列回路を介し負電源（−Ｂ）に接続さ
れ、コレクタはトランジスタ１０のエミツタと抵
抗１１の接続点に接続される。

相補特性を有するトランジスタ２１及び２２の
ベースは共通接続され入力端子２に接続され、ト
ランジスタ２１のエミツタは抵抗２０と定電流源
１９の直列回路を介し正電源（＋Ｂ）に接続さ
れ、コレクタはトランジスタ１２のエミツタと抵
抗１１の接続点に接続され、トランジスタ２２の
エミツタは抵抗２３と定電流源２４の直列回路を
介して負電源（−Ｂ）に接続され、コレクタはト
ランジスタ１５のエミツタと抵抗１６の接続点に
接続される。

相補特性を有するトランジスタ１０及び１２の
エミツタは抵抗１１を介して接続され、トランジ
スタ１０のコレクタは端子２５に接続されると共
に抵抗９を介して正電源（＋Ｂ）に接続され、ベ
ースは前記直列接続された抵抗４と定電流源３の
共通接続点に接続され、トランジスタ１２のコレ
クタは端子２６に接続されると共に抵抗１３を介
して負電源（−Ｂ）に接続され、ベースは前記直
列接続された抵抗２３と定電流源２４の共通接続
点に接続される。

相補特性を有するトランジスタ１５及び１７の
エミツタは抵抗１６を介して接続され、トランジ
スタ１５のコレクタは端子２７に接続されると共
に抵抗１４を介し正電源（＋Ｂ）に接続され、ベ
ースは前記直列接続された抵抗２０と定電流源１
９の共通接続点に接続され、トランジスタ１７の
コレクタは端子２８に接続されると共に抵抗１８
を介し負電源（−Ｂ）に接続され、ベースは前記
直列接続された抵抗７と定電流源８の共通接続点
に接続される。

ここで上述のそれぞれの相補特性を有するトラ
ンジスタは、トランジスタ５と２１及びトランジ
スタ６と２２の特性がそれぞれ等しく、トランジ
スタ１０と１５及びトランジスタ１２と１７の特
性もそれぞれ等しく、定電流源３．８．１９．２
４のそれぞれの電流値は等しく、抵抗９，１３，
１４，１８のそれぞれの抵抗値は等しく、抵抗
４．７．２０．２３のそれぞれの抵抗値は等し
く、抵抗１１．１６のそれぞれの抵抗値も等し
く、それぞれ設定される。

又トランジスタ５及び６は第１の相補エミツタ
ホロワを構成し、トランジスタ２１及び２２は第
２の相補エミツタホロワを構成し、トランジスタ
１０及び１２は第１の相補差動増幅回路を構成
し、トランジスタ１５及び１７は第２の相補差動
増幅回路を構成している。

以上の構成による動作について次に説明する。

第１及び第２の相補エミツタホロワのトランジ
スタ５と６及び２１と２２の動作電流は、それぞ
れ等しい電流値を有する定電流源３と８及び１９
と２４によつて決定され、それぞれ等しい電流値
となる。

今抵抗値をＲ、電流値をＩ、トランジスタのベ
ースエミツタ間電圧をVbeとし、第３図のそれぞ
れの抵抗の抵抗値、トランジスタ及び定電流源の
電流値、トランジスタのベースエミツタ間電圧に
ついては各抵抗、トランジスタ及び定電流源に付
した番号を添字として付して表わすものとする
と、第１及び第２の相補差動増幅回路トランジス
タ１０．１２及び１５．１７の各動作電流I₁₀.I₁₂
及びI₁₅.I₁₇は I₁₀＝I₁₂＝（Ｉ_３・Ｒ_４＋Ｖｂｅ_５＋Ｉ_２４・Ｒ_２３＋Ｖｂｅ_２２）−（Ｖｂｅ_１０＋Ｖｂｅ_１２）／Ｒ_１１ここでそれぞれのトランジスタのVbeは等しいも
のとすると I₁₀＝I₁₂２・Ｉ_３・Ｒ_４／Ｒ_１１同様にして I₁₅＝I₁₇＝（Ｉ_１９・Ｒ_２０＋Ｖｂｅ_２１＋Ｉ_８・Ｒ_７＋Ｖｂｅ_６）−（Ｖｂｅ_１５＋Ｖｂｅ_１７）／Ｒ_１６前式と同様にして I₁₅＝I₁₇＝２・Ｉ_１９・Ｒ_２０／Ｒ_１２ここで抵抗１１及び１６の抵抗値が等しいものと
すると I₁₀＝I₁₂＝I₁₅＝I₁₇＝２・Ｉ_３・Ｒ_４／Ｒ_１１従つてそれぞれのトランジスタの動作電流は上
式の如く、定電流源の電流値及び第１及び第２の
相補エミツタホロワと第１及び第２の相補差動増
幅回路のそれぞれのトランジスタのエミツタに接
続されたエミツタ抵抗の抵抗値によつて決定さ
れ、それぞれのトランジスタのベースエミツタ間
電圧Vbeの温度ドリフトによる動作点の変動もな
く、直流安定性も良い。

次に入力信号が印加された場合について説明す
る。

まず、入力端子２が接地の状態で、入力端子１
に正の入力信号が印加されると、トランジスタ５
のエミツタ電位が上昇し、抵抗４と定電流源３の
接続点にあるトランジスタ１０のベース電位も上
昇する。

ここで該トランジスタ１０のエミツタ抵抗１１
の一方の端は、この時ベース接地として動作する
トランジスタ１２のエミツタに接続されている
為、インピーダンスは極めて低く、ほぼ接地とみ
なせる。

従つてトランジスタ１０はエミツタ接地と等し
い動作となり、コレクタ電流は増大し、抵抗９の
電圧降下も増大し、端子２５に負極性の出力信号
が得られる。

ここで該出力信号の最大出力レベルは前記エミ
ツタ抵抗１１とコレクタ抵抗９及び端子２５に接
続される負荷抵抗によつて定まる。

同様にしてトランジスタ６のエミツタ電位も上
昇し、抵抗７と定電流源８の接続点にあるトラン
ジスタ１７のベース電位も上昇する。

ここで該トランジスタ１７のエミツタ抵抗１６
の一方の端は、この時ベース接地として動作する
トランジスタ１５のエミツタに接続されている
為、インピーダンスは極めて低く、ほぼ接地とみ
なせる。

従つてトランジスタ１７はエミツタ接地と等し
い動作となり、コレクタ電流は減少し、抵抗１８
の電圧降下も減少し、端子２８に負極性の出力信
号が得られ、該出力信号は前記トランジスタ１０
と該トランジスタ１７が相補特性を有しているた
め前記端子２５と２８の出力信号は一対で相補プ
ツシユプル出力となる。又トランジスタ５及び６
のコレクタ電位は、それぞれのコレクタが、前記
トランジスタ１７及び１０のエミツタに接続さ
れ、該エミツタ電位は入力信号に応じて変化する
為、該トランジスタ５及び６の共通ベース端の信
号レベルとほぼ等しく変化する。

従つてトランジスタ５及び６のコレクタベース
間の電圧は入力信号レベルが変化してもほとんど
変化しない為、該トランジスタのコレクタベース
間接合容量Cobによるミラー効果も生じない。

又上記接続によつてトランジスタ５及び６のコ
レクタベース間の直流印加電圧は、トランジスタ
５と１０及びトランジスタ６と１７のそれぞれの
ベースエミツタ間電圧Vbeが等しければ、それぞ
れの抵抗７及び４の直流電圧降下に等しく極めて
低い直流電圧になし得る。

従つて該トランジスタのコレクタ遮断電流Icbo
も極めて少なくなり、入力端子に接続される信号
源インピーダンスが高い値であつても該Icboの温
度ドリフトによる問題も生じない。

同様にトランジスタ１０及び１７の信号源はそ
れぞれトランジスタ５及び６からなるエミツタホ
ロワである為インピーダンスは極めて低い値とな
り、上述と同様にしてミラー効果も生じないし、
Icboの影響も生じない。

次に、上述の入力端子１から端子２５及び２８
の信号経路に対し、以下に説明する入力端子２か
ら端子２７及び２６の信号経路は回路が対称的で
あり同様の動作をする為詳細な説明は省略する
が、入力端子１が接地の状態で、入力端子２の正
の入力信号が印加されると、上述の説明と同様に
して、端子２７及び２６に負極性の出力信号が得
られ、該出力信号は相補プツシユプル出力であ
り、トランジスタ２１と２２及び１５と１２のそ
れぞれのCobやIcboの問題も生じない。

次に入力端子１に正、入力端子２に負のそれぞ
れ等しいレベルの逆相入力信号が印加された場合
は、上述と同様にして詳細な説明は省略するが、
端子２５と２６及び２７と２８のそれぞれの出力
信号レベルは上述の場合に比べ２倍の出力レベル
となり、且つそれぞれが相補特性を有している為
歪率も少ない。

又この場合端子２５と２８には反転出力が得ら
れ端子２７と２６には非反転出力が得られ、端子
２５と２６及び２７と２８の出力はそれぞれ差動
出力である。

次に入力端子１及び２に同相同レベルの入力信
号が印加され、それぞれの信号が正であつた場
合、トランジスタ５と６及び２１と２３のエミツ
タ電位が上昇し、トランジスタ１０と１２及び１
５と１７のベース電位も上昇する。

従つて抵抗１１及び１６のそれぞれの両端の電
圧降下は変化せず、該トランジスタ１０と１２及
び１５と１７の出力即ち端子２５と２６及び２７
と２８のそれぞれの出力は生じない。

以上の様に本考案によれば、異なる導電型によ
る相補差動を用いるので上述の様にエミツタ接地
動作に等しい動作になる為、負荷インピーダンス
が低い値となつても大きな最大出力レベルを得る
ことが出来、しかもミラー効果も生じない為高域
特性の劣化が少なく広帯域高利得増幅が可能な相
補差動増幅回路を得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は相補出力を有する差動増幅回路の従来
例、第２図は第１図にカスコード回路を付加した
従来例、第３図は本考案による相補差動増幅回路
の一実施例を示す回路図である。図中１，２は入力端子、５，６，１０，１２，
１５，１７，２１及び２２はトランジスタ、２
５，２６，２７及び２８は出力端子である。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

相補特性を有する第１及び第２の導電型のトラ
ンジスタのエミツタ同志を抵抗を介して接続した
第１及び第２の相補差動増幅回路と、相補特性を
有する第１及び第２の導電型のトランジスタから
なるエミツタホロワ回路の入力同志を共通接続し
た第１及び第２の相補エミツタホロワから成り、
前記第１及び第２の相補差動増幅回路の第１の導
電型のトランジスタのベースにはそれぞれ前記第
１及び第２の相補エミツタホロワの第２の導電型
のトランジスタのエミツタホロワ出力を接続し、
前記第１及び第２の相補差動増幅回路の第２の導
電型のトランジスタのベースにはそれぞれ前記第
２及び第１の相補エミツタホロワの第１の導電型
のトランジスタのエミツタホロワ出力を接続し、
前記第１及び第２の相補差動増幅回路の第１の導
電型のトランジスタのエミツタにはそれぞれ前記
第１及び第２の相補エミツタホロワの第１の導電
型のトランジスタのコレクタを接続し、前記第１
及び第２の相補差動増幅回路の第２の導電型のト
ランジスタのエミツタにはそれぞれ前記第２及び
第１の相補エミツタホロワの第２の導電型のトラ
ンジスタのコレクタを接続したことを特徴とする
相補差動増幅回路。