JPS6046847B2 - 多段増幅回路 - Google Patents
多段増幅回路Info
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- JPS6046847B2 JPS6046847B2 JP52056407A JP5640777A JPS6046847B2 JP S6046847 B2 JPS6046847 B2 JP S6046847B2 JP 52056407 A JP52056407 A JP 52056407A JP 5640777 A JP5640777 A JP 5640777A JP S6046847 B2 JPS6046847 B2 JP S6046847B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/213—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
- H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、多段増幅回路に関する。
従来より公知のパワーモノリシックＩＣ（半導体集積
回路）の如き多段増幅回路は、入力信号電圧を電流信号
に変換する初段増幅器と、該初段増幅器の出力に応答す
るＡ級駆動段増幅器と、該Ａ級駆動段増幅器の出力に応
答するＢ級出力段増幅器と、該Ｂ級出力段増幅器の出力
端子と上記初段増幅器の負帰還端子との間に接続された
負帰還回 路と、上記Ａ級駆動段増幅器の入出力端子間
に接続された位相補償用コンデンサとから構成される。
回路）の如き多段増幅回路は、入力信号電圧を電流信号
に変換する初段増幅器と、該初段増幅器の出力に応答す
るＡ級駆動段増幅器と、該Ａ級駆動段増幅器の出力に応
答するＢ級出力段増幅器と、該Ｂ級出力段増幅器の出力
端子と上記初段増幅器の負帰還端子との間に接続された
負帰還回 路と、上記Ａ級駆動段増幅器の入出力端子間
に接続された位相補償用コンデンサとから構成される。
かかる従来の多段増幅回路においては、位相補償用コ
ンデンサはＡ級駆動段増幅器に高周波領域の局部的負帰
還径路を与えるため、Ａ級駆動段増幅器の高周波領域の
信号歪を低減する。しかしながら、かかる従来の多段増
幅回路においては、出力段増幅器がＢ級動作であるため
比較的大きな信号歪を発生すること、及び上記位相補償
用コンデンサを介しての局部的負帰還径路により負帰還
回路を介してのＢ級出力段増幅器の出力端子から初段増
幅器の負帰還端子への負帰還量が減少してＢ級出力段増
幅器の出力信号歪か増加するという次点が生じることが
本発明者の検討により明らかとされた。 一方、従来よ
りＢ級出力段増幅器の出力端子とＡ級駆動段増幅器の入
力端子との間に第１の位相補償用コンデンサを接続し、
Ａ級駆動段増幅器の”入力端子とアース点との間に第２
のコンデンサを接続せしめ、第１の位相補償用コンデン
サによる局部負帰還によりＡ級駆動段増幅器及びＢ級出
力段増幅器の出力信号歪を低減するとともに、第１の位
相補償用コンデンサを介しての高周波局部負帰還量を制
限することによりＡ級駆動段増幅器及びＢ級出力段増幅
器の位相遅れによる局部負帰還径路を介しての不所望な
発振を防止するようにした多段増幅回路における位相補
償方法も公知である。
ンデンサはＡ級駆動段増幅器に高周波領域の局部的負帰
還径路を与えるため、Ａ級駆動段増幅器の高周波領域の
信号歪を低減する。しかしながら、かかる従来の多段増
幅回路においては、出力段増幅器がＢ級動作であるため
比較的大きな信号歪を発生すること、及び上記位相補償
用コンデンサを介しての局部的負帰還径路により負帰還
回路を介してのＢ級出力段増幅器の出力端子から初段増
幅器の負帰還端子への負帰還量が減少してＢ級出力段増
幅器の出力信号歪か増加するという次点が生じることが
本発明者の検討により明らかとされた。 一方、従来よ
りＢ級出力段増幅器の出力端子とＡ級駆動段増幅器の入
力端子との間に第１の位相補償用コンデンサを接続し、
Ａ級駆動段増幅器の”入力端子とアース点との間に第２
のコンデンサを接続せしめ、第１の位相補償用コンデン
サによる局部負帰還によりＡ級駆動段増幅器及びＢ級出
力段増幅器の出力信号歪を低減するとともに、第１の位
相補償用コンデンサを介しての高周波局部負帰還量を制
限することによりＡ級駆動段増幅器及びＢ級出力段増幅
器の位相遅れによる局部負帰還径路を介しての不所望な
発振を防止するようにした多段増幅回路における位相補
償方法も公知である。
しかしながら、かかる公知の位相補償方法においては、
第２のコンデンサは第１の位相補償コンデンサの値の１
０唯程度と大きな値とする必要があるため、かかる多段
増幅回路をモノリシックＩＣ化する場合、この大きな値
の第２のコンデンサはＩＣ内に形成できず外付部品とす
ることとなり、ＩＣの外部端子が増加するという欠点が
生じる。
第２のコンデンサは第１の位相補償コンデンサの値の１
０唯程度と大きな値とする必要があるため、かかる多段
増幅回路をモノリシックＩＣ化する場合、この大きな値
の第２のコンデンサはＩＣ内に形成できず外付部品とす
ることとなり、ＩＣの外部端子が増加するという欠点が
生じる。
従つて、本発明の目的は歪率が低減され、位相補償用コ
ンデンサをＩＣ内に形成可能な小容量とすることができ
る多段増幅回路を提供することにある。
ンデンサをＩＣ内に形成可能な小容量とすることができ
る多段増幅回路を提供することにある。
本発明に従つた多段増幅回路によれば、駆動段増幅器の
入出力端子間に第１と第２の位相補償用コンデンサとが
直列接続され、これらの位相補償コンデンサの共通接続
点と出力段増幅器の出力端子との間に抵抗が接続される
ことになり位相補償回路が構成される。
入出力端子間に第１と第２の位相補償用コンデンサとが
直列接続され、これらの位相補償コンデンサの共通接続
点と出力段増幅器の出力端子との間に抵抗が接続される
ことになり位相補償回路が構成される。
以下、この発明の一実施例により、この発明を具体的に
説明する。
説明する。
第１図は、この発明の一実施例を示すブロック図である
。
。
この多段増幅回路は、縦続接続された増幅器１〜３と、
位相補償回路４と、負帰還回路５とから構成される。例
えは、スピーカ負荷ＲＬを駆動するための多段増幅回路
にあつては、増幅器１は信号源の電圧信号を電流信号に
変換する初段増幅器であり、増幅器２はＡ級駆動段増幅
器てあり、増幅器３はＢ級出力段増幅器である。上記位
相補償回路は、Ａ級駆動段増幅器２の入出力間に直列接
続した位相補正コンデンサＣｌ，Ｃ２と、該コンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２の共通接続点とＢ級出力段増幅器３の出力と
の間に接続された抵抗Ｒｌｌとにより構成するものであ
る。
位相補償回路４と、負帰還回路５とから構成される。例
えは、スピーカ負荷ＲＬを駆動するための多段増幅回路
にあつては、増幅器１は信号源の電圧信号を電流信号に
変換する初段増幅器であり、増幅器２はＡ級駆動段増幅
器てあり、増幅器３はＢ級出力段増幅器である。上記位
相補償回路は、Ａ級駆動段増幅器２の入出力間に直列接
続した位相補正コンデンサＣｌ，Ｃ２と、該コンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２の共通接続点とＢ級出力段増幅器３の出力と
の間に接続された抵抗Ｒｌｌとにより構成するものであ
る。
上記負帰還回路５は、Ｂ級出力段増幅器３の出力と初段
増幅器１の帰還端子との間に接続されるとともに、帰還
抵抗Ｒ。
増幅器１の帰還端子との間に接続されるとともに、帰還
抵抗Ｒ。
，Ｒ６と帰還コンデンサＣ４とにより構成され、これら
帰還抵抗Ｒ。，Ｒ６の抵抗によりこの負帰還回路５の負
帰還量すなわち多段増幅回路の閉ループ電圧利得が設定
される。第２図は、この発明を音響用パワー１Ｃに適用
した具体的な一回路例である。破線で囲まれた回路１は
、初段増幅器であり、トランジスタＱｌ，Ｑ２が増幅ト
ランジスタであり、トランジスタＱ３が定電流負荷を構
成するものである。
帰還抵抗Ｒ。，Ｒ６の抵抗によりこの負帰還回路５の負
帰還量すなわち多段増幅回路の閉ループ電圧利得が設定
される。第２図は、この発明を音響用パワー１Ｃに適用
した具体的な一回路例である。破線で囲まれた回路１は
、初段増幅器であり、トランジスタＱｌ，Ｑ２が増幅ト
ランジスタであり、トランジスタＱ３が定電流負荷を構
成するものである。
破線で囲まれた回路２は、Ａ級駆動段増幅器であり、ト
ランジスタＱ３が増幅トランジスタであり、トランジス
タＱｌ２がそのコレクタ定電流負荷を構成するものてあ
る。破線て囲まれた回路３はＢ級出力段増幅器であり、
トランジスタＯ−Ｑ８がプッシュプルトランジスタであ
る。そして、４が位相補償回路であり、直列接続された
コンデンサＣｌ，Ｃ２を上記Ａ級駆動段増幅器を構成す
る増幅トランジスタＱ３のベース・コレクタ間に設け、
上記コンデンサＣｌ，Ｃ２の共通接続点と、上記Ｂ級出
力段増幅器３の出力点との間に抵抗Ｒｌｌを設けること
により構成する。一方、周知のようにＢ級プッシュプル
出力段増幅器３は本質的に電圧利得１のエミッタフォロ
ワ増幅器として動作するため、上記実施例による多段増
幅回路の等価回路は第３図に示すようになる。入力信号
電圧をＶｌｎｌ初段増幅器１の相互コンダクタンスをＧ
ｍｌ初段増幅器１の出力電流をＩＣｌ位相補償用コンデ
ンサＣｌ，Ｃ２の共通接続点の電圧をＶ２、出力電圧を
■。とすると、第３図の等価回路においては下記の回路
方程式が成立する。上記二式は、下記二式のように変形
することがてきる。（３）式を（４）式に代人すると、
次式が得られる。
ランジスタＱ３が増幅トランジスタであり、トランジス
タＱｌ２がそのコレクタ定電流負荷を構成するものてあ
る。破線て囲まれた回路３はＢ級出力段増幅器であり、
トランジスタＯ−Ｑ８がプッシュプルトランジスタであ
る。そして、４が位相補償回路であり、直列接続された
コンデンサＣｌ，Ｃ２を上記Ａ級駆動段増幅器を構成す
る増幅トランジスタＱ３のベース・コレクタ間に設け、
上記コンデンサＣｌ，Ｃ２の共通接続点と、上記Ｂ級出
力段増幅器３の出力点との間に抵抗Ｒｌｌを設けること
により構成する。一方、周知のようにＢ級プッシュプル
出力段増幅器３は本質的に電圧利得１のエミッタフォロ
ワ増幅器として動作するため、上記実施例による多段増
幅回路の等価回路は第３図に示すようになる。入力信号
電圧をＶｌｎｌ初段増幅器１の相互コンダクタンスをＧ
ｍｌ初段増幅器１の出力電流をＩＣｌ位相補償用コンデ
ンサＣｌ，Ｃ２の共通接続点の電圧をＶ２、出力電圧を
■。とすると、第３図の等価回路においては下記の回路
方程式が成立する。上記二式は、下記二式のように変形
することがてきる。（３）式を（４）式に代人すると、
次式が得られる。
従つて、上記（５）式よりかかる多段増幅回路の開ルー
プ電圧利得Ｇ■＝■ｏ／Ｖｊｎは次式のように求められ
る。ただ゛Ｌ、 である。
プ電圧利得Ｇ■＝■ｏ／Ｖｊｎは次式のように求められ
る。ただ゛Ｌ、 である。
従つて、かかる多段増幅回路の開ループ電圧利得Ｇｖは
角度周波数０に対し下記のような依存性を有する。
角度周波数０に対し下記のような依存性を有する。
（１）ｏ〈〈０，，０，（低周波領域）の場合：すなわ
ち、かかる低周波領域においては第４図の領域１に示す
ように利得Ｇｖの値は−６ｃ１Ｂ／オクターブロールオ
フ（つまり単極応答）の安定な周波数依存性を有する。
ち、かかる低周波領域においては第４図の領域１に示す
ように利得Ｇｖの値は−６ｃ１Ｂ／オクターブロールオ
フ（つまり単極応答）の安定な周波数依存性を有する。
言いかえれば、このような低周波領域１においては、位
相補償回路４の抵抗Ｒ，，の抵抗値よりコンデンサＣ，
のインピーダンスが高いため実質的に抵抗Ｒ，，とコン
デンサＣ１との直列径路によりＢ級プッシュプル出力段
増幅器３の出力からＡ級駆動段増幅器２の入力に局部負
帰還径路が形成される。従つて、このような低周波の局
部負帰還により、負帰還回路５による負帰還とは独立に
、Ａ級駆動段増幅器２及びＢ級出力段増幅器３の低周波
信号歪を低減することができる。（２）町〈〈ｏ〈く０
）１ （中間周波領域）の場合：すなわち、かかる中間
周波領域においては第４図の領域２に示すように利得Ｇ
ｖの値は周波数変化とは無関係に一定な値となる。
相補償回路４の抵抗Ｒ，，の抵抗値よりコンデンサＣ，
のインピーダンスが高いため実質的に抵抗Ｒ，，とコン
デンサＣ１との直列径路によりＢ級プッシュプル出力段
増幅器３の出力からＡ級駆動段増幅器２の入力に局部負
帰還径路が形成される。従つて、このような低周波の局
部負帰還により、負帰還回路５による負帰還とは独立に
、Ａ級駆動段増幅器２及びＢ級出力段増幅器３の低周波
信号歪を低減することができる。（２）町〈〈ｏ〈く０
）１ （中間周波領域）の場合：すなわち、かかる中間
周波領域においては第４図の領域２に示すように利得Ｇ
ｖの値は周波数変化とは無関係に一定な値となる。
（３）ｏ〉〉６）， ，６）， （高周波領域）の場合
：すなわち、かかる高周波領域においては第４図の領域
３に示すように利得Ｇｖの値は−６ｄＢ／オクターブ陥
一ルオフ（つまり単極応答）の安定な周波数依存性を有
する。
：すなわち、かかる高周波領域においては第４図の領域
３に示すように利得Ｇｖの値は−６ｄＢ／オクターブ陥
一ルオフ（つまり単極応答）の安定な周波数依存性を有
する。
言いかえれば、このような高周波領域３においては、位
相補償回路４の抵抗Ｒｌ，の抵抗値よりコンデンサＣ，
のインピーダンスが低いため実質的にコンデンサＣ，，
Ｃ２の直列径路によりＡ級駆動段増幅器２の出力と入力
との間に局部負帰還径路が形成される。従つて、Ａ級駆
動段増幅器２の出力・入力間に配置された位相補償回路
４のかかる高周波局部負帰還によりＡ級駆動段増幅器２
の高周波利得が低下されるため、初段増幅器１、Ａ級駆
動段増幅器２、Ｂ級出力段増幅器３、負帰還回路５から
なるメインフィードバックループによる不所望な発振を
防止することができる。
相補償回路４の抵抗Ｒｌ，の抵抗値よりコンデンサＣ，
のインピーダンスが低いため実質的にコンデンサＣ，，
Ｃ２の直列径路によりＡ級駆動段増幅器２の出力と入力
との間に局部負帰還径路が形成される。従つて、Ａ級駆
動段増幅器２の出力・入力間に配置された位相補償回路
４のかかる高周波局部負帰還によりＡ級駆動段増幅器２
の高周波利得が低下されるため、初段増幅器１、Ａ級駆
動段増幅器２、Ｂ級出力段増幅器３、負帰還回路５から
なるメインフィードバックループによる不所望な発振を
防止することができる。
上記コンデンサＣｌ，Ｃ，は、上記遮断周波数０），，
０２の選び方により異なるが、通常のパワー１Ｃを構成
する場合、５ 〜１０ｐＦ程度て構成できる。
０２の選び方により異なるが、通常のパワー１Ｃを構成
する場合、５ 〜１０ｐＦ程度て構成できる。
このため、上記コンデンサは、上記多段増幅回路を半導
体集積回路に構成する場合、両コンデンサ共内蔵できる
ものとなる。以上、詳細に説明したように本発明の実施
例による多段増幅回路によれば、位相補償回路４の抵抗
Ｒｌ，及びコンデンサＣ，の直列径路によりＢ級出力段
増幅器３の出力からＡ級駆動段増幅器２の入力へ低周波
局部負帰還が形成されるため、Ａ級駆動段増幅器２及び
Ｂ級出力段増幅器３の低周波信号歪を低減できるばかり
ではなく、位相補償回路の二つのコンデンサＣ，，Ｃ２
の直列径路によりＡ級駆動段増幅器２の出力・入力間に
高周波局部負帰還が形成されるため負帰還回路５を介し
てのメインフィードバックループによる不所望な発振を
防止することができるという効果が得られる。
体集積回路に構成する場合、両コンデンサ共内蔵できる
ものとなる。以上、詳細に説明したように本発明の実施
例による多段増幅回路によれば、位相補償回路４の抵抗
Ｒｌ，及びコンデンサＣ，の直列径路によりＢ級出力段
増幅器３の出力からＡ級駆動段増幅器２の入力へ低周波
局部負帰還が形成されるため、Ａ級駆動段増幅器２及び
Ｂ級出力段増幅器３の低周波信号歪を低減できるばかり
ではなく、位相補償回路の二つのコンデンサＣ，，Ｃ２
の直列径路によりＡ級駆動段増幅器２の出力・入力間に
高周波局部負帰還が形成されるため負帰還回路５を介し
てのメインフィードバックループによる不所望な発振を
防止することができるという効果が得られる。
上記位相補償回路４は、前記説明したように、コンデン
サＣｌ，Ｃ２の値が５〜１０ｐＦ程度と小さくすること
ができるため、一点破線で示した半導体集積回路６内に
形成することができる。このため、半導体集積回路に増
幅回路を構成する場合、歪率の改善を図りつつ、外付端
子を省略することができる。本発明は、前記実施例に限
定されず、多段増幅回路としての音響用パワー１Ｃの他
、演算増幅回路等広く適用できる。
サＣｌ，Ｃ２の値が５〜１０ｐＦ程度と小さくすること
ができるため、一点破線で示した半導体集積回路６内に
形成することができる。このため、半導体集積回路に増
幅回路を構成する場合、歪率の改善を図りつつ、外付端
子を省略することができる。本発明は、前記実施例に限
定されず、多段増幅回路としての音響用パワー１Ｃの他
、演算増幅回路等広く適用できる。
例えば初段増幅器１の前段に他の増幅器を配置しても良
いことは言うまでもない。
いことは言うまでもない。
第１図は本発明の一実施例による多段増幅回路を示すブ
ロック図、第２図はその具体回路図、第３図はその等価
回路図、第４図は上記一実施例による多段増幅回路の開
ループ電圧利得の周波数特性を示す特性図である。 １・・・・・・初段増幅器、２・・・・・Ａ級駆動段増
幅器、３・・・・・・Ｂ級出力段増幅器、４・・・・・
・位相補償回路、５・・・・・・負帰還回路、６・・・
・・・半導体集積回路。
ロック図、第２図はその具体回路図、第３図はその等価
回路図、第４図は上記一実施例による多段増幅回路の開
ループ電圧利得の周波数特性を示す特性図である。 １・・・・・・初段増幅器、２・・・・・Ａ級駆動段増
幅器、３・・・・・・Ｂ級出力段増幅器、４・・・・・
・位相補償回路、５・・・・・・負帰還回路、６・・・
・・・半導体集積回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号に応答する初段増幅器と駆動段増幅器と出
力段増幅器とが縦続接続された多段増幅回路であつて、
上記駆動段増幅器の入出力端子間に直列接続した第１と
第２のコンデンサと、上記両コンデンサの共通接続点と
上記出力段増幅器の出力端子との間に接続された抵抗と
により構成した位相補償回路を具備することを特徴とす
る多段増幅回路。 ２ 上記位相補償回路の上記第１と第２のコンデンサは
半導体集積回路内に形成されたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の多段増幅回路。 ３ 上記出力段増幅器の出力端子と上記初段増幅器の帰
還端子との間には負帰還回路が接続されてなることを特
徴とする特許請求の範囲第２項記載の多段増幅回路。 ４ 上記出力段増幅器の出力端子にはスピーカ負荷が接
続されてなることを特徴とする特許請求の範囲第３項記
載の多段増幅回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52056407A JPS6046847B2 (ja) | 1977-05-18 | 1977-05-18 | 多段増幅回路 |
| US05/882,452 US4145666A (en) | 1977-05-18 | 1978-03-01 | Multistage amplifier circuit |
| DE2821549A DE2821549C3 (de) | 1977-05-18 | 1978-05-17 | Mehrstufen-Verstärkerschaltung |
| NL7805338A NL7805338A (nl) | 1977-05-18 | 1978-05-17 | Meertrapsversterkerketen. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52056407A JPS6046847B2 (ja) | 1977-05-18 | 1977-05-18 | 多段増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53142153A JPS53142153A (en) | 1978-12-11 |
| JPS6046847B2 true JPS6046847B2 (ja) | 1985-10-18 |
Family
ID=13026302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52056407A Expired JPS6046847B2 (ja) | 1977-05-18 | 1977-05-18 | 多段増幅回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4145666A (ja) |
| JP (1) | JPS6046847B2 (ja) |
| DE (1) | DE2821549C3 (ja) |
| NL (1) | NL7805338A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4227157A (en) * | 1979-01-05 | 1980-10-07 | Motorola, Inc. | Frequency compensated high frequency amplifiers |
| JPS55143809A (en) * | 1979-04-25 | 1980-11-10 | Hitachi Ltd | Push-pull circuit |
| AUPN204295A0 (en) * | 1995-03-29 | 1995-04-27 | Hildebrandt, William James | Amplifying circuit |
| DE19900558C2 (de) * | 1999-01-09 | 2002-10-24 | Micronas Gmbh | Verstärker für einen Analog-Digital-Wandler |
| JP4669602B2 (ja) * | 2000-09-13 | 2011-04-13 | 株式会社エヌエフ回路設計ブロック | 縦続接続型増幅器 |
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