JPH0310244B2 - - Google Patents
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- JPH0310244B2 JPH0310244B2 JP58194299A JP19429983A JPH0310244B2 JP H0310244 B2 JPH0310244 B2 JP H0310244B2 JP 58194299 A JP58194299 A JP 58194299A JP 19429983 A JP19429983 A JP 19429983A JP H0310244 B2 JPH0310244 B2 JP H0310244B2
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- JP
- Japan
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- current
- common
- transistor
- signal
- circuit
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Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 29
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 239000000203 mixture Substances 0.000 claims 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 239000000047 product Substances 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、平衡・不平衡変換回路に関し、特
に、広帯域にわたつて良好な同相利得除去性能が
得られる改善された平衡・不平衡変換回路に関す
る。
に、広帯域にわたつて良好な同相利得除去性能が
得られる改善された平衡・不平衡変換回路に関す
る。
２本の入力信号線がそれぞれに有する情報か
ら、両者の差の情報のみを抽出し、これを１本の
出力信号線で送出する回路を平衡・不平衡変換回
路という。２本の入力信号線の有する情報をそれ
ぞれ、 Ａ＝ａ＋ｃ ……(1)、 Ｂ＝ｂ＋ｃ ……(2) としたとき、出力信号線に得られる情報Ｄは、 Ｄ＝Ａ−Ｂ＝ａ−ｂ ……(3) となるのが理想である。しかし、現実の回路では Ｄ＝（Ａ−Ｂ）＋γ（Ａ＋Ｂ） ＝（ａ−ｂ）＋2γc＋γ（ａ＋ｂ） ……(4) (4)式に示すように、差の情報以外に和の情報成
分をわずかながら含むのが一般的である。
ら、両者の差の情報のみを抽出し、これを１本の
出力信号線で送出する回路を平衡・不平衡変換回
路という。２本の入力信号線の有する情報をそれ
ぞれ、 Ａ＝ａ＋ｃ ……(1)、 Ｂ＝ｂ＋ｃ ……(2) としたとき、出力信号線に得られる情報Ｄは、 Ｄ＝Ａ−Ｂ＝ａ−ｂ ……(3) となるのが理想である。しかし、現実の回路では Ｄ＝（Ａ−Ｂ）＋γ（Ａ＋Ｂ） ＝（ａ−ｂ）＋2γc＋γ（ａ＋ｂ） ……(4) (4)式に示すように、差の情報以外に和の情報成
分をわずかながら含むのが一般的である。
この式で、γは、同相成分除去率と呼ばれる係
数であつて、できるだけ小さいことが望ましい。
(1)、(2)式で表わされる入力情報のａ，ｂがｃに比
べて共に小さい値をとる場合、又は、ａとｂが非
常に接近した値をとる場合は、(4)式で表わされる
出力情報のうち希望情報（ａ−ｂ）に対する非希
望情報である第２、第３項の和の情報成分の比率
が高まるので、このような場合のγは特に小さな
値が要求される。
数であつて、できるだけ小さいことが望ましい。
(1)、(2)式で表わされる入力情報のａ，ｂがｃに比
べて共に小さい値をとる場合、又は、ａとｂが非
常に接近した値をとる場合は、(4)式で表わされる
出力情報のうち希望情報（ａ−ｂ）に対する非希
望情報である第２、第３項の和の情報成分の比率
が高まるので、このような場合のγは特に小さな
値が要求される。
差動増幅回路は、平衡・不平衡回路として代表
的な回路であるが、１段の差動増幅回路のみで
は、なかなか十分な同相成分除去が得にくい。そ
こで、第１図に示す回路がしばしば用いられる。
的な回路であるが、１段の差動増幅回路のみで
は、なかなか十分な同相成分除去が得にくい。そ
こで、第１図に示す回路がしばしば用いられる。
第１図において、１，２は信号入力端子、３は
信号出力端子、４，５は差動増幅トランジスタで
ある。７，８はトランジスタ、９，１０は抵抗
で、これらトランジスタ７，８および抵抗９，１
０はカレントミラーと称される電流反転回路を構
成する。また、６は抵抗、１１は負荷抵抗、１
２，２０は電源である。この回路は、差動増幅ト
ランジスタ対の一方のコレクタ電流をカレントミ
ラーで反転して他方のトランジスタのコレクタ電
流と加算することにより、実質的に差動対トラン
ジスタの両コレクタ電流の差の電流を負荷抵抗１
１に流すようにしたものであり、差動対トランジ
スタのみでは十分に除去し切れなかつた同相成分
をさらに取り除こうとするものである。また、差
動対トランジスタの一方のトランジスタのコレク
タ電流のみを負荷抵抗に流す場合に比べて、２倍
の信号電流が得られること、及び、信号分と無関
係な直流バイアス電流が負荷に流れないといつた
長所を有する。
信号出力端子、４，５は差動増幅トランジスタで
ある。７，８はトランジスタ、９，１０は抵抗
で、これらトランジスタ７，８および抵抗９，１
０はカレントミラーと称される電流反転回路を構
成する。また、６は抵抗、１１は負荷抵抗、１
２，２０は電源である。この回路は、差動増幅ト
ランジスタ対の一方のコレクタ電流をカレントミ
ラーで反転して他方のトランジスタのコレクタ電
流と加算することにより、実質的に差動対トラン
ジスタの両コレクタ電流の差の電流を負荷抵抗１
１に流すようにしたものであり、差動対トランジ
スタのみでは十分に除去し切れなかつた同相成分
をさらに取り除こうとするものである。また、差
動対トランジスタの一方のトランジスタのコレク
タ電流のみを負荷抵抗に流す場合に比べて、２倍
の信号電流が得られること、及び、信号分と無関
係な直流バイアス電流が負荷に流れないといつた
長所を有する。
しかし、この回路は、高周波において良好な同
相成分除去性能が得にくいという欠点を持つ。そ
れは、カレントミラーを経由した信号電流と、そ
うでない信号電流とでは、高周波において、振幅
及び位相に誤差が生じるからである。
相成分除去性能が得にくいという欠点を持つ。そ
れは、カレントミラーを経由した信号電流と、そ
うでない信号電流とでは、高周波において、振幅
及び位相に誤差が生じるからである。
第２図は、第１図の回路を交流信号分について
書きかえた等価回路である。同図において、４５
は、差動対トランジスタ４，５の差動増幅モード
を被制御電流源で表示したもので、差動相互コン
ダクタンスを意味し、４１，５１は同じく同相増
幅モードを表示したもので、同相相互コンダクタ
ンスを意味する。同相相互コンダクタンス４１で
生じた信号電流は、カレントミラー８１で反転さ
れて、同じく同相相互コンダクタンス５１で生じ
た信号電流と逆相で可算されて相殺されるもので
あるが、トランジスタ４，７のコレクタとアース
間の寄生容量１３及びトランジスタ８のコレク
タ・ベース間容量１５の影響を受けて、カレント
ミラーを経由した信号の高周波成分が減衰し、高
周波での上記相殺効果が薄れる。なお、寄生容量
１４は、カレントミラーを経由するものとそうで
ないものの相方に作用するので前記相殺効果の悪
化の要因とはならない。
書きかえた等価回路である。同図において、４５
は、差動対トランジスタ４，５の差動増幅モード
を被制御電流源で表示したもので、差動相互コン
ダクタンスを意味し、４１，５１は同じく同相増
幅モードを表示したもので、同相相互コンダクタ
ンスを意味する。同相相互コンダクタンス４１で
生じた信号電流は、カレントミラー８１で反転さ
れて、同じく同相相互コンダクタンス５１で生じ
た信号電流と逆相で可算されて相殺されるもので
あるが、トランジスタ４，７のコレクタとアース
間の寄生容量１３及びトランジスタ８のコレク
タ・ベース間容量１５の影響を受けて、カレント
ミラーを経由した信号の高周波成分が減衰し、高
周波での上記相殺効果が薄れる。なお、寄生容量
１４は、カレントミラーを経由するものとそうで
ないものの相方に作用するので前記相殺効果の悪
化の要因とはならない。
以上のように、従来の平衡・不平衡変換回路は
高周波での同相成分除去性能が不十分であつた。
高周波での同相成分除去性能が不十分であつた。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を改
善し、広帯域にわたつて良好な同相成分除去性能
が得られる平衡・不平衡変換回路を提供すること
である。
善し、広帯域にわたつて良好な同相成分除去性能
が得られる平衡・不平衡変換回路を提供すること
である。
上記目的を達成するため、本発明は、差動増幅
トランジスタなどで発生した差動信号電流と同相
信号電流を含む２つの信号電流の一方をカレント
ミラーで反転してベース接地増幅トランジスタの
エミツタ電極に注入し、他方の信号電流を抵抗を
介して上記ベース接地増幅トランジスタのエミツ
タ電極に注入し、これにより前記同相信号電流を
相殺せしめ、該ベース接地増幅トランジスタのコ
レクタ電極より前記差動信号電流を取り出すもの
である。
トランジスタなどで発生した差動信号電流と同相
信号電流を含む２つの信号電流の一方をカレント
ミラーで反転してベース接地増幅トランジスタの
エミツタ電極に注入し、他方の信号電流を抵抗を
介して上記ベース接地増幅トランジスタのエミツ
タ電極に注入し、これにより前記同相信号電流を
相殺せしめ、該ベース接地増幅トランジスタのコ
レクタ電極より前記差動信号電流を取り出すもの
である。
以下、実施例により、本発明の詳細を説明す
る。本発明の第１の実施例を第３図に示す。
る。本発明の第１の実施例を第３図に示す。
同図において、１，２は信号入力端子、３は信
号出力端子、４，５は差動増幅トランジスタ、６
は吸込み電流源の役割をする抵抗、７，８はトラ
ンジスタ、９，１０は抵抗、１１は負荷抵抗、１
３，１５，２１，２２，２３は寄生容量、１６，
１８は抵抗、１７はベース接地増幅トタンジス
タ、１９はトランジスタ１７のベースバイアス電
源である。
号出力端子、４，５は差動増幅トランジスタ、６
は吸込み電流源の役割をする抵抗、７，８はトラ
ンジスタ、９，１０は抵抗、１１は負荷抵抗、１
３，１５，２１，２２，２３は寄生容量、１６，
１８は抵抗、１７はベース接地増幅トタンジス
タ、１９はトランジスタ１７のベースバイアス電
源である。
差動増幅トランジスタの一方のトランジスタ４
のコレクタ電流は、電流を反転するカレントミラ
ーを介してベース接地増幅トランジスタ１７のエ
ミツタ電極に注入されている。差動増幅トランジ
スタの他方のトランジスタ５のコレクタ電流は、
抵抗１６を介して同じくベース接地増幅トランジ
スタ１７のエミツタ電極に注入されている。これ
により、差動増幅トランジスタ４，５の両方のコ
レクタ電流に同位相で含まれる同相成分は相殺さ
れ、トランジスタ１７のコレクタに差動成分のみ
を得る。
のコレクタ電流は、電流を反転するカレントミラ
ーを介してベース接地増幅トランジスタ１７のエ
ミツタ電極に注入されている。差動増幅トランジ
スタの他方のトランジスタ５のコレクタ電流は、
抵抗１６を介して同じくベース接地増幅トランジ
スタ１７のエミツタ電極に注入されている。これ
により、差動増幅トランジスタ４，５の両方のコ
レクタ電流に同位相で含まれる同相成分は相殺さ
れ、トランジスタ１７のコレクタに差動成分のみ
を得る。
この回路を半導体ICで作る場合を考えると、
この回路の周波数特性に関係する寄生容量は、お
おむね、各トランジスタのコレクタ電極とアース
間にあると考えられる。寄生容量１３は、カレン
トミラーを経由する信号電流の高周波成分を減衰
させる。寄生容量２１はカレントミラーを経由し
ない信号電流の高域成分を減衰させる。寄生容量
２２は、ベース接地増幅トランジスタ１７のエミ
ツタのインピーダンスが、抵抗の値に比べて十分
低いので高周波成分の減衰の要因にはほとんどな
らない。
この回路の周波数特性に関係する寄生容量は、お
おむね、各トランジスタのコレクタ電極とアース
間にあると考えられる。寄生容量１３は、カレン
トミラーを経由する信号電流の高周波成分を減衰
させる。寄生容量２１はカレントミラーを経由し
ない信号電流の高域成分を減衰させる。寄生容量
２２は、ベース接地増幅トランジスタ１７のエミ
ツタのインピーダンスが、抵抗の値に比べて十分
低いので高周波成分の減衰の要因にはほとんどな
らない。
寄生容量２３は、カレントミラーを経由した電
流とそうでない電流の相方に同じだけ作用するの
で、同相成分の相殺の良否に関与しない。
流とそうでない電流の相方に同じだけ作用するの
で、同相成分の相殺の良否に関与しない。
寄生容量１５は、トランジスタ８のコレクタが
ベース接地増幅トランジスタ１７のエミツタによ
り低インピーダンスに固定されていることから、
その容量値がミラー効果により見か上増大すると
いうことはない。一般に、コレクタベース間容量
１５はコレクタアース間容量１３に比べて1/10程
度に小さいから、寄生容量１５による高周波成分
の減衰は、無視できる程度に少ない。
ベース接地増幅トランジスタ１７のエミツタによ
り低インピーダンスに固定されていることから、
その容量値がミラー効果により見か上増大すると
いうことはない。一般に、コレクタベース間容量
１５はコレクタアース間容量１３に比べて1/10程
度に小さいから、寄生容量１５による高周波成分
の減衰は、無視できる程度に少ない。
以上のことから、寄生容量１３の容量値とカレ
ントミラーのトランジスタ８のベース側につなが
る抵抗（抵抗９とトランジスタ７のベース・エミ
ツタ間抵抗の和で、第４図等価回路における抵抗
９１に相当）の積が、寄生容量２１の寄量値と抵
抗１６の抵抗値との積がおおむね等しくなるよう
に抵抗１６の抵抗値を設定すると、カレントミラ
ーを経由する信号電流と経由しない信号電流は、
ともにほぼ等しいだけの高周波減衰を受けるので
同相成分の相殺が高周波においても良好に維持さ
れる。第４図は、以上の説明を補足するために、
交流信号に対する等価回路を描いたものである。
ここで、１７０はベース接地トランジスタ１７の
等価回路であり、相互コンダクタンス１７１を含
む。この等価回路１７０ではエミツタは低インピ
ーダンス故に、接地に等価であるとしている。第
４図で表わされる等価回路より、各信号電流に対
する高周波減衰特性が前記説明のとおりであるこ
とが理解されよう。
ントミラーのトランジスタ８のベース側につなが
る抵抗（抵抗９とトランジスタ７のベース・エミ
ツタ間抵抗の和で、第４図等価回路における抵抗
９１に相当）の積が、寄生容量２１の寄量値と抵
抗１６の抵抗値との積がおおむね等しくなるよう
に抵抗１６の抵抗値を設定すると、カレントミラ
ーを経由する信号電流と経由しない信号電流は、
ともにほぼ等しいだけの高周波減衰を受けるので
同相成分の相殺が高周波においても良好に維持さ
れる。第４図は、以上の説明を補足するために、
交流信号に対する等価回路を描いたものである。
ここで、１７０はベース接地トランジスタ１７の
等価回路であり、相互コンダクタンス１７１を含
む。この等価回路１７０ではエミツタは低インピ
ーダンス故に、接地に等価であるとしている。第
４図で表わされる等価回路より、各信号電流に対
する高周波減衰特性が前記説明のとおりであるこ
とが理解されよう。
次に本発明の第２の実施例を第５図により説明
する。この実施例では、差動増幅トランジスタ
４，５のコレクタ側に、ベース接地増幅形の緩衝
増幅段２４，２５が設けられている。なお２６は
トランジスタ２４，２５のベースバイアス電源で
ある。これにより、差動増幅トランジスタ４，５
のコレクタ側が低インピーダンスで固定されるた
め入力端子１，２への寄生容量を介してその帰還
電圧が減じられ、安定した特性を得易いという利
点が生ずる。
する。この実施例では、差動増幅トランジスタ
４，５のコレクタ側に、ベース接地増幅形の緩衝
増幅段２４，２５が設けられている。なお２６は
トランジスタ２４，２５のベースバイアス電源で
ある。これにより、差動増幅トランジスタ４，５
のコレクタ側が低インピーダンスで固定されるた
め入力端子１，２への寄生容量を介してその帰還
電圧が減じられ、安定した特性を得易いという利
点が生ずる。
次に本発明の第３の実施例を第６図により説明
する。この実施例では、第２の実施例と同様ベー
ス接地増幅形の緩衝増幅段２４，２５が設けら
れ、さらに、差動増幅段がNPN形トランジスタ
４，５で構成される。緩衝増幅トランジスタ２
４，２５のエミツタ側は低インピーダンスである
故、差動増幅トランジスタ４，５のコレクタ信号
電流は、抵抗２７，２８側にはほとんど分流され
ることなくほぼ全部が緩衝増幅トランジスタ２
４，２５に注入される。この回路は、電源電圧を
第１の実施例より低くできること、NPN形トラ
ンジスタで増幅するため高周波特性がすぐれてい
ることなどの長所を持つ。
する。この実施例では、第２の実施例と同様ベー
ス接地増幅形の緩衝増幅段２４，２５が設けら
れ、さらに、差動増幅段がNPN形トランジスタ
４，５で構成される。緩衝増幅トランジスタ２
４，２５のエミツタ側は低インピーダンスである
故、差動増幅トランジスタ４，５のコレクタ信号
電流は、抵抗２７，２８側にはほとんど分流され
ることなくほぼ全部が緩衝増幅トランジスタ２
４，２５に注入される。この回路は、電源電圧を
第１の実施例より低くできること、NPN形トラ
ンジスタで増幅するため高周波特性がすぐれてい
ることなどの長所を持つ。
同相成分除去性能については、第１、第２、第
３の実施例ともにほぼ同等である。
３の実施例ともにほぼ同等である。
以上説明したように、本発明により、低周波か
ら高周波までの広帯域にわたつて良好な同相成分
除去性能が維持された平衡・不平衡変換回路が得
られる。
ら高周波までの広帯域にわたつて良好な同相成分
除去性能が維持された平衡・不平衡変換回路が得
られる。
第１図は従来の平衡・不平衡変換回路の回路
図、第２図は第１図の交流信号に対する等価回路
図、第３図は本発明の平衡・不平衡変換回路の第
１の実施例を示す回路図、第４図は第３図の交流
信号等価回路図、第５図は本発明の平衡・不平衡
変換回路の第２の実施例を示す回路図、第６図は
本発明の平衡・不平衡変換回路の第３の実施例を
示す回路図である。 １，２……信号入力端子、３……信号出力端
子、４，５……差動増幅トランジスタ、７，８…
…トランジスタ、９，１０……抵抗、１３，１
４，１５，２１，２２，２３……寄生容量。
図、第２図は第１図の交流信号に対する等価回路
図、第３図は本発明の平衡・不平衡変換回路の第
１の実施例を示す回路図、第４図は第３図の交流
信号等価回路図、第５図は本発明の平衡・不平衡
変換回路の第２の実施例を示す回路図、第６図は
本発明の平衡・不平衡変換回路の第３の実施例を
示す回路図である。 １，２……信号入力端子、３……信号出力端
子、４，５……差動増幅トランジスタ、７，８…
…トランジスタ、９，１０……抵抗、１３，１
４，１５，２１，２２，２３……寄生容量。
Claims (1)
- １ 差動信号電流と同相信号電流を混合して含む
２つの信号電流の一方をカレントミラーで反転し
てベース接地増幅トランジスタのエミツタ電極に
注入し、他方の信号電流を抵抗を介して該ベース
接地増幅トランジスタのエミツタ電極に注入し、
該ベース接地増幅トランジスタのコレクタ電極か
ら前記差動信号電流を取り出すことを特徴とする
平衡・不平衡変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58194299A JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58194299A JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6086905A JPS6086905A (ja) | 1985-05-16 |
| JPH0310244B2 true JPH0310244B2 (ja) | 1991-02-13 |
Family
ID=16322284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58194299A Granted JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6086905A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6090407A (ja) * | 1983-10-24 | 1985-05-21 | Toshiba Corp | 差動増幅器 |
| EP0678984B1 (en) * | 1994-04-15 | 2000-07-26 | STMicroelectronics S.r.l. | High-to-low-voltage signal level shift circuit |
| JP2001036187A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-02-09 | Sony Corp | レーザーダイオードの駆動回路及び光情報処理装置 |
| JP2006295374A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 増幅回路、電圧電流変換回路および送信装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5988922U (ja) * | 1982-12-06 | 1984-06-16 | パイオニア株式会社 | 差動アンプ |
-
1983
- 1983-10-19 JP JP58194299A patent/JPS6086905A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6086905A (ja) | 1985-05-16 |
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