JPS6086905A - 平衡・不平衡変換回路 - Google Patents
平衡・不平衡変換回路Info
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- JPS6086905A JPS6086905A JP58194299A JP19429983A JPS6086905A JP S6086905 A JPS6086905 A JP S6086905A JP 58194299 A JP58194299 A JP 58194299A JP 19429983 A JP19429983 A JP 19429983A JP S6086905 A JPS6086905 A JP S6086905A
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- Japan
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 29
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 239000000203 mixture Substances 0.000 claims 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000000047 product Substances 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、平衡・不平衡変換回路に関し、特に・広帯域
にわたって良好な同相利得除去性能が得られる改善され
た平衡・不平衡変換回路に関する。
にわたって良好な同相利得除去性能が得られる改善され
た平衡・不平衡変換回路に関する。
２本の入力信号線かそれぞれに南゛する情報から、両者
の差の情味のみを抽出し、これを１本の出力信号線で送
出する回路を平衡・不平衡変換回路という。２本の入力
信号線の有する情報をそれぞれ、 八−α＋Ｃ（１）、 ４３ ＝ ｂ ＋ ｃ −（２）
としたとき、出力信号線に得られる情報りは、Ｄ、、、
Ａ−Ｂ−α−ｂ（６） となるのが理想である。しかし、現央の回路では Ｄ＝（Ａ−Ｂ）＋ Ｔ（Ａ＋Ｂ） ＝ （、ｚ −ｈ ） ＋ ２ γｃ ＋ ）”（ａ
＋ ｂ ） −（４）（４）式に示すように、差の情報
以外に昶の情報成分をわずかながら含むのが一般的であ
る０この式で、ｒは、同相成分除去率と呼ばわる係数で
あって、できるだけ小さいことが望ましい。
の差の情味のみを抽出し、これを１本の出力信号線で送
出する回路を平衡・不平衡変換回路という。２本の入力
信号線の有する情報をそれぞれ、 八−α＋Ｃ（１）、 ４３ ＝ ｂ ＋ ｃ −（２）
としたとき、出力信号線に得られる情報りは、Ｄ、、、
Ａ−Ｂ−α−ｂ（６） となるのが理想である。しかし、現央の回路では Ｄ＝（Ａ−Ｂ）＋ Ｔ（Ａ＋Ｂ） ＝ （、ｚ −ｈ ） ＋ ２ γｃ ＋ ）”（ａ
＋ ｂ ） −（４）（４）式に示すように、差の情報
以外に昶の情報成分をわずかながら含むのが一般的であ
る０この式で、ｒは、同相成分除去率と呼ばわる係数で
あって、できるだけ小さいことが望ましい。
（１）、（２）式で表わされる入力情報のａ、ＡがＣに
比べて共に小さい埴をとる場合、又は、αとｂが非常に
接近した値をとる場合は、（４）式で表わされる出力情
報のうち希望情報である（α−ｈ）に対する非希望情報
でめる第２、第３項のオロの情報成分の比率がＩｔＩ３
まるので、このような場合のｒは特に小さな値が要求さ
れる。
比べて共に小さい埴をとる場合、又は、αとｂが非常に
接近した値をとる場合は、（４）式で表わされる出力情
報のうち希望情報である（α−ｈ）に対する非希望情報
でめる第２、第３項のオロの情報成分の比率がＩｔＩ３
まるので、このような場合のｒは特に小さな値が要求さ
れる。
差動増幅回路は、平衡・不平衡変換回路として代表的な
回路であるが、１段の差動増幅回路のみでは、なかなか
十分な同相成分除去が得にくい。そこで、第１図に示す
回路がしばしば用いられる。
回路であるが、１段の差動増幅回路のみでは、なかなか
十分な同相成分除去が得にくい。そこで、第１図に示す
回路がしばしば用いられる。
第１図において、ｔ２は信号入力端子、３は信号出力端
子、４．５は差動増幅トランジスタ、１８．９．１０は
カレントミラーと称される電流反転回路を構成する要素
、１１は負荷抵抗である。この回路は、差動増幅トラン
ジスタ対の一方のコレクタ電流をカレントミーで反転し
て他方のトランジスタのコレクタ・電流と加算すること
によシ、実質的に差動対トランジスタの両コレクタ電流
の差の電痺を負荷抵抗に流すようにしたものであシ、差
動対トランジスタのみでは十分に除去し切れなかった同
相成分をさらに取り除こうとするものである・また、差
動対トランジスタの一方のトランジスタのコレクタ電流
のみを負荷抵抗に流す場合に比べて、２倍の信号電流が
得られること、及び、信号分と無関係な直流バイアス電
流が負荷に流れないといつた長所を有する。
子、４．５は差動増幅トランジスタ、１８．９．１０は
カレントミラーと称される電流反転回路を構成する要素
、１１は負荷抵抗である。この回路は、差動増幅トラン
ジスタ対の一方のコレクタ電流をカレントミーで反転し
て他方のトランジスタのコレクタ・電流と加算すること
によシ、実質的に差動対トランジスタの両コレクタ電流
の差の電痺を負荷抵抗に流すようにしたものであシ、差
動対トランジスタのみでは十分に除去し切れなかった同
相成分をさらに取り除こうとするものである・また、差
動対トランジスタの一方のトランジスタのコレクタ電流
のみを負荷抵抗に流す場合に比べて、２倍の信号電流が
得られること、及び、信号分と無関係な直流バイアス電
流が負荷に流れないといつた長所を有する。
しかし、この回路は、尚周波において良好な同相成分除
去性能が得にくいという欠点を待つ・それは、カレント
ミラーを経由した信号電流と、そうでない信号電流とで
は、高周波において、振幅及び位相に誤差が生じるから
である。
去性能が得にくいという欠点を待つ・それは、カレント
ミラーを経由した信号電流と、そうでない信号電流とで
は、高周波において、振幅及び位相に誤差が生じるから
である。
第２図は、第１図の回路を交流信号分について薔きかえ
た等価回路である。同図において、４５は、差動対トラ
ンジスタ４．５０差動増幅モードを被制御電流源で表示
したもので、即ち差動相互コンダクタンスを意味し、４
１．５１．は同じく同相増幅モードを表示したもので、
即ち同相相互コンダクタンスを意味する。同相コンダク
タンス４１で生じた信号電流は、カレントミラーで反転
されて、同じく同相コンダクタンス５１で生じた信号電
流と逆相で可算されて相殺されるものであるが、トラン
ジスタ４．７のコレクタとアース間の寄生各賞１３及び
トランジスタ（８）のコレクタ・ベース間ｅｆｔ（１５
）の影伽を受け′て、カレントミラーを経由した信号の
尚周波成分が減擬し、尚周波での上記相殺効果が薄れる
。
た等価回路である。同図において、４５は、差動対トラ
ンジスタ４．５０差動増幅モードを被制御電流源で表示
したもので、即ち差動相互コンダクタンスを意味し、４
１．５１．は同じく同相増幅モードを表示したもので、
即ち同相相互コンダクタンスを意味する。同相コンダク
タンス４１で生じた信号電流は、カレントミラーで反転
されて、同じく同相コンダクタンス５１で生じた信号電
流と逆相で可算されて相殺されるものであるが、トラン
ジスタ４．７のコレクタとアース間の寄生各賞１３及び
トランジスタ（８）のコレクタ・ベース間ｅｆｔ（１５
）の影伽を受け′て、カレントミラーを経由した信号の
尚周波成分が減擬し、尚周波での上記相殺効果が薄れる
。
符に、コレクターベース間容量（１５）はミラー効果に
よシ周波数特性を大幅に悪化させるので影響が大きい。
よシ周波数特性を大幅に悪化させるので影響が大きい。
トランジスタ５．８のコレクタとアース間の寄生容量１
４は、カレントミラーを経由するものとそうでないもの
の相方に作用するので前記相殺効果の悪化の要因とはな
らない。
４は、カレントミラーを経由するものとそうでないもの
の相方に作用するので前記相殺効果の悪化の要因とはな
らない。
以上のように、従来の平衡・不平衡変換回路は高周波で
の同相成分除去性能が不十分であったＯ 〔発明の目的〕 本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を改善し、広
帯域にわたって良好な同相成分除去性能が得られる平衡
・不平衡変換回路を提供することである。
の同相成分除去性能が不十分であったＯ 〔発明の目的〕 本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を改善し、広
帯域にわたって良好な同相成分除去性能が得られる平衡
・不平衡変換回路を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、差動増幅トランジ
スタなどで発生した差動信号電流と同相信号電流を含む
２つの信号ｔｉの一方をカレントミラーで反転してペー
ス接地増幅トランジスタのエミッタ電極に注入し、他方
の信号電流を直接まだは抵抗を介して上記ベース撮地増
幅トランジスタのエミッタ電極に注入し、これにより前
記同相信号電流を相殺せしめ、該ペース接ｍ増１１１ｍ
＋）ランジスタのコレクタ′に他より前記差動信号電流
を取９出すものである。
スタなどで発生した差動信号電流と同相信号電流を含む
２つの信号ｔｉの一方をカレントミラーで反転してペー
ス接地増幅トランジスタのエミッタ電極に注入し、他方
の信号電流を直接まだは抵抗を介して上記ベース撮地増
幅トランジスタのエミッタ電極に注入し、これにより前
記同相信号電流を相殺せしめ、該ペース接ｍ増１１１ｍ
＋）ランジスタのコレクタ′に他より前記差動信号電流
を取９出すものである。
発明の実施例〕
以下、実施例により、本発明の詳細な説明する。本発明
の第１の実施例を第３図に示す。
の第１の実施例を第３図に示す。
同図において、１．２は信号入力端子、３は信号出力端
子、４．５は差動増幅トランジスタ、６は吸込み電流源
の役割をする抵抗、７．８．９．１０はカレントミラー
を構成する要素、１１は負荷抵抗、１３、１’５．２１
．２２．２３は寄生容量、１７はベース接地増幅トラン
ジスタなどである。
子、４．５は差動増幅トランジスタ、６は吸込み電流源
の役割をする抵抗、７．８．９．１０はカレントミラー
を構成する要素、１１は負荷抵抗、１３、１’５．２１
．２２．２３は寄生容量、１７はベース接地増幅トラン
ジスタなどである。
差動増幅トランジスタの一方のトランジスタ（４）のコ
レクタ電流は、電流を反転するカレントミラーを介して
ペース接地増幅トランジスタ（１７）のエミッタ電極に
注入されている。差動増幅トランジスタの他方のトラン
ジスタ（５）のコレクタ電流は、抵抗（１６）を介して
同じくペース接地増幅トランジスタ（１７）のエミッタ
電極に注入されている。これによシ、差動増幅トランジ
スタ（４゜５）の両方のコレクタ電流に同位相で含まれ
る同相成分は相殺され、トランジスタ１７のコレクタに
差動成分のみを得る。
レクタ電流は、電流を反転するカレントミラーを介して
ペース接地増幅トランジスタ（１７）のエミッタ電極に
注入されている。差動増幅トランジスタの他方のトラン
ジスタ（５）のコレクタ電流は、抵抗（１６）を介して
同じくペース接地増幅トランジスタ（１７）のエミッタ
電極に注入されている。これによシ、差動増幅トランジ
スタ（４゜５）の両方のコレクタ電流に同位相で含まれ
る同相成分は相殺され、トランジスタ１７のコレクタに
差動成分のみを得る。
この回路を半導体ＩＯで作る場合を考えると、この回路
の周波数特性に関係する寄生容量は、おおむね、各トラ
ンジスタのコレクタ電極とアース間にあると考えられる
。寄生容量（１３）は、カレントミラーを経由する信号
電流の高周波成分を減衰させる。寄生容量（２１）はカ
レントミラーを経由しない信号電流の高域成分を減衰さ
せる。寄生容量（２２）は、ベース接地増幅トランジス
タ（１７）のエミッタのインピーダンスが、抵抗（９）
や（１６）の値に比べて十分低いので高周波成分の減衰
の要因にはほとんどならない。
の周波数特性に関係する寄生容量は、おおむね、各トラ
ンジスタのコレクタ電極とアース間にあると考えられる
。寄生容量（１３）は、カレントミラーを経由する信号
電流の高周波成分を減衰させる。寄生容量（２１）はカ
レントミラーを経由しない信号電流の高域成分を減衰さ
せる。寄生容量（２２）は、ベース接地増幅トランジス
タ（１７）のエミッタのインピーダンスが、抵抗（９）
や（１６）の値に比べて十分低いので高周波成分の減衰
の要因にはほとんどならない。
寄生容量（２３）は、カレントミラーを経由した電流と
そうでない電流の相方に同じたけ作用するので、同相成
分の相殺の良否に関与しない寄生容！ （１５）は、ト
ランジスタ（８）のコレクタがベース接地増幅トランジ
スタ（１７）のエミッタによシ低インピーダンスに固定
されていることから、第１図で説明したようなミラー効
果の原因とはならないから、寄生容ｆｔ：（１５）と等
価な働きをする。しかし、一般に、コレクタベース問答
ｔ（１５）はコレクタアース間容量（１３）に比べて１
／１０程度に小さいから、寄生容量（１５）による高周
波成の減衰は、無視できる程度に少ない。
そうでない電流の相方に同じたけ作用するので、同相成
分の相殺の良否に関与しない寄生容！ （１５）は、ト
ランジスタ（８）のコレクタがベース接地増幅トランジ
スタ（１７）のエミッタによシ低インピーダンスに固定
されていることから、第１図で説明したようなミラー効
果の原因とはならないから、寄生容ｆｔ：（１５）と等
価な働きをする。しかし、一般に、コレクタベース問答
ｔ（１５）はコレクタアース間容量（１３）に比べて１
／１０程度に小さいから、寄生容量（１５）による高周
波成の減衰は、無視できる程度に少ない。
以上のことから、寄生容量（１３）の答量埴とカレント
ミラーのトランジスタ（８）のペース側につながる抵抗
（抵抗９とトランジスタ７０ベース・エミッタ間抵抗の
和で、第４図等価回路における抵抗（９１）に相当）の
積が、寄生＊ｋ（２１）のをを値と抵抗（１６）の抵抗
値との積がおおむね等しくなるように抵抗（１６）の抵
抗値を設定すると、カレントミラーを経由する信号電流
と経由しない信号電流は、ともにほぼ等しいだけの高周
波減衰を受けるので、同相成分の相殺が高周波において
も良好に推持される。また、トランジスタ（８）のコレ
クタ・ベース間谷！ （１５）がミｊラー効λ 朱を起さないことから、抵抗（１６）を省略（短絡）し
た場合においても従来回路よシすぐれた同相成分除去性
能が得られる。第４図は、以実の説明を補足するために
、交流信号に対する等価回路を描いたものである。ここ
で、１７ｏはペース接地トランジスタ（１７）の等価回
路であシ、エミッタは低インピーダンス故に、接地に等
価であるとしている。第４図で表わされる等価回路より
、各信号電流に対する尚周波減衰特性が前記説明のとお
りであることが理解されよう。
ミラーのトランジスタ（８）のペース側につながる抵抗
（抵抗９とトランジスタ７０ベース・エミッタ間抵抗の
和で、第４図等価回路における抵抗（９１）に相当）の
積が、寄生＊ｋ（２１）のをを値と抵抗（１６）の抵抗
値との積がおおむね等しくなるように抵抗（１６）の抵
抗値を設定すると、カレントミラーを経由する信号電流
と経由しない信号電流は、ともにほぼ等しいだけの高周
波減衰を受けるので、同相成分の相殺が高周波において
も良好に推持される。また、トランジスタ（８）のコレ
クタ・ベース間谷！ （１５）がミｊラー効λ 朱を起さないことから、抵抗（１６）を省略（短絡）し
た場合においても従来回路よシすぐれた同相成分除去性
能が得られる。第４図は、以実の説明を補足するために
、交流信号に対する等価回路を描いたものである。ここ
で、１７ｏはペース接地トランジスタ（１７）の等価回
路であシ、エミッタは低インピーダンス故に、接地に等
価であるとしている。第４図で表わされる等価回路より
、各信号電流に対する尚周波減衰特性が前記説明のとお
りであることが理解されよう。
次に本発明の第２の実施例を第５図にょシ説明する。前
記第１の実施例とのちがいは、差動増幅トランジスタ（
４，５）のコレクタ側に、ペース接地増幅形の表側増幅
段を設けたことである。ξれにょシ、差動増幅トランジ
スタのコレクタ側が低インピーダンスで固建されるため
入力端子（１，２）への寄生容量を介しての＃超電圧が
減じられ、安定した特性を得易いという利点が生ずる。
記第１の実施例とのちがいは、差動増幅トランジスタ（
４，５）のコレクタ側に、ペース接地増幅形の表側増幅
段を設けたことである。ξれにょシ、差動増幅トランジ
スタのコレクタ側が低インピーダンスで固建されるため
入力端子（１，２）への寄生容量を介しての＃超電圧が
減じられ、安定した特性を得易いという利点が生ずる。
次に本発明の第３の実施例をＭ４６図によシ説明する・
前記第１の実施例とのちがいは、第２の実施例と同様ペ
ース接地増幅形の表側増幅段を設けたことと、差動増幅
段をＮＰＮ形トランジスタで構成したことでろる。緩衝
増幅トランジスタ（２４，２５）のエミッタ例は低イン
ピーダンスである故、差動増幅トランジスタ（４，５）
のコレクタ信号電流は、抵抗２７．２８にはほとんど分
流されることなくほぼ全部が緩衝増幅トランジスタに注
入される。この回路は、電源電圧を第１の実施例より低
くできること、ＮＰＮ形トランジスタで増幅するため高
周波特性がすぐれていることなどの長所を持つ・ 同相成分除去性能について控：、＃１１、第２、第３の
実施例ともにほぼ同等である。
前記第１の実施例とのちがいは、第２の実施例と同様ペ
ース接地増幅形の表側増幅段を設けたことと、差動増幅
段をＮＰＮ形トランジスタで構成したことでろる。緩衝
増幅トランジスタ（２４，２５）のエミッタ例は低イン
ピーダンスである故、差動増幅トランジスタ（４，５）
のコレクタ信号電流は、抵抗２７．２８にはほとんど分
流されることなくほぼ全部が緩衝増幅トランジスタに注
入される。この回路は、電源電圧を第１の実施例より低
くできること、ＮＰＮ形トランジスタで増幅するため高
周波特性がすぐれていることなどの長所を持つ・ 同相成分除去性能について控：、＃１１、第２、第３の
実施例ともにほぼ同等である。
以上説明したように、本発明により、低周波から高周波
までの広帯域にわたって良好な同相成分除去性能が推持
された改善された平衡・不平衡変換回路が得られる。
までの広帯域にわたって良好な同相成分除去性能が推持
された改善された平衡・不平衡変換回路が得られる。
第１図は従来の平衡、不平衡変換回路の回路図、第２図
は第１図の交流信号に対する等価回路図、第３図は本発
明の平衡、不平衡変換回路の第１の実施例を示す回路図
、弗４図は第３図の反流信号等価回路図、第５図は本発
明の平衡、不平衡変換回路の第２の実施例を示す回路図
、第６図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。 １．２・・・・・・信号入力端子 ３・・・・・・信号出力端子 ４．５・・・・・・差動増幅トランジスタ７、８．９．
１０・・・・・・カレントミラーを構成する要素 １３、１５．２１．２２．２３．１４・・・・・・寄生
容量第１月 第２０ ８３０ 第４囚 ？・
は第１図の交流信号に対する等価回路図、第３図は本発
明の平衡、不平衡変換回路の第１の実施例を示す回路図
、弗４図は第３図の反流信号等価回路図、第５図は本発
明の平衡、不平衡変換回路の第２の実施例を示す回路図
、第６図は本発明の第３の実施例を示す回路図である。 １．２・・・・・・信号入力端子 ３・・・・・・信号出力端子 ４．５・・・・・・差動増幅トランジスタ７、８．９．
１０・・・・・・カレントミラーを構成する要素 １３、１５．２１．２２．２３．１４・・・・・・寄生
容量第１月 第２０ ８３０ 第４囚 ？・
Claims (1)
- 差動信号電流と同相信号電流を混合して含む２つの信号
電流の一方をカレントミラーで反転してベース接地増幅
トランジスタのエミッタ電極に注入し、′他方の信号電
流を直接又は抵抗を介して該ベース接地増幅トランジス
タのエミッタ電極に注入し、該ベース接地増幅トランジ
スタのコレクタ′成他から前記差動信号電流を取り出す
ことを特徴とした平衡・不平衡変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58194299A JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58194299A JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6086905A true JPS6086905A (ja) | 1985-05-16 |
| JPH0310244B2 JPH0310244B2 (ja) | 1991-02-13 |
Family
ID=16322284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58194299A Granted JPS6086905A (ja) | 1983-10-19 | 1983-10-19 | 平衡・不平衡変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6086905A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6090407A (ja) * | 1983-10-24 | 1985-05-21 | Toshiba Corp | 差動増幅器 |
| US6028468A (en) * | 1994-04-15 | 2000-02-22 | Stmicroelectronics S.R. L. | Voltage-level shifter |
| JP2001036187A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-02-09 | Sony Corp | レーザーダイオードの駆動回路及び光情報処理装置 |
| JP2006295374A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 増幅回路、電圧電流変換回路および送信装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5988922U (ja) * | 1982-12-06 | 1984-06-16 | パイオニア株式会社 | 差動アンプ |
-
1983
- 1983-10-19 JP JP58194299A patent/JPS6086905A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5988922U (ja) * | 1982-12-06 | 1984-06-16 | パイオニア株式会社 | 差動アンプ |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6090407A (ja) * | 1983-10-24 | 1985-05-21 | Toshiba Corp | 差動増幅器 |
| US6028468A (en) * | 1994-04-15 | 2000-02-22 | Stmicroelectronics S.R. L. | Voltage-level shifter |
| JP2001036187A (ja) * | 1999-07-22 | 2001-02-09 | Sony Corp | レーザーダイオードの駆動回路及び光情報処理装置 |
| JP2006295374A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Sony Corp | 増幅回路、電圧電流変換回路および送信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0310244B2 (ja) | 1991-02-13 |
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