JPH04160914A - アイソレータ回路 - Google Patents
アイソレータ回路Info
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- JPH04160914A JPH04160914A JP2287989A JP28798990A JPH04160914A JP H04160914 A JPH04160914 A JP H04160914A JP 2287989 A JP2287989 A JP 2287989A JP 28798990 A JP28798990 A JP 28798990A JP H04160914 A JPH04160914 A JP H04160914A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、カーコンポーネント等のオーディオシステム
機器におけるノニイズ除去を行うためのアイフレー９８
フ回路に関する。
機器におけるノニイズ除去を行うためのアイフレー９８
フ回路に関する。
（従来の技術）
従来より、カーコンポーネント等においては、ＣＤプレ
ーヤやチューナ等のソース源とアンプとのアース経路に
インピーダンスがある場合、自動車から発生するイグニ
ツシ式ン等のノイズがオーディオ信号経路に入込んでし
まう。
ーヤやチューナ等のソース源とアンプとのアース経路に
インピーダンスがある場合、自動車から発生するイグニ
ツシ式ン等のノイズがオーディオ信号経路に入込んでし
まう。
つまり、たとえば第６図に示すように、ソース源Ａとア
ンプＢとは、シールド線Ｌ１等によって接続されている
。ここで、アース経路Ｌ２にインピーダンスがあると、
この経路にオルタネータ、イグニッシ式ン、ホーン等か
らのノイズが入込む。
ンプＢとは、シールド線Ｌ１等によって接続されている
。ここで、アース経路Ｌ２にインピーダンスがあると、
この経路にオルタネータ、イグニッシ式ン、ホーン等か
らのノイズが入込む。
そのため、ソース源Ａの出力端Ｅ ＯＵＴとアンプＢの
入力端ＥＩＮとの間には、等価的に雑音電圧ｅｎが印加
され、この雑音電圧ｅｎに相当する信号がアンプＢによ
って増幅されるため、スピーカ（図示省略）からノイズ
音が発生してしまう。
入力端ＥＩＮとの間には、等価的に雑音電圧ｅｎが印加
され、この雑音電圧ｅｎに相当する信号がアンプＢによ
って増幅されるため、スピーカ（図示省略）からノイズ
音が発生してしまう。
このため、たとえばソース源Ａの出力端Ｅ ＯＵＴとア
ンプＢの入力端ＥＩＮとの間には、たとえば第７図に示
すようなアイソレー２回路が介在されている＝ つまり、第７図に示すアイソレータ回路には、オペアン
プ１が備えられており、その反転入力端子には抵抗Ｒ１
及びコンデンサＣＩを介してソース源Ａの出力端子Ｅｌ
が接続されている。また、その非反転入力端子には抵抗
Ｒ３及びコンデンサＣ３を介してソース源Ａの出力端子
Ｅ２が接続されている。更に、その反転入力端子と出力
端との間には、抵抗Ｒ２が介在されており、またその出
力端はアンプＢの入力端Ｅ３に接続されている。
ンプＢの入力端ＥＩＮとの間には、たとえば第７図に示
すようなアイソレー２回路が介在されている＝ つまり、第７図に示すアイソレータ回路には、オペアン
プ１が備えられており、その反転入力端子には抵抗Ｒ１
及びコンデンサＣＩを介してソース源Ａの出力端子Ｅｌ
が接続されている。また、その非反転入力端子には抵抗
Ｒ３及びコンデンサＣ３を介してソース源Ａの出力端子
Ｅ２が接続されている。更に、その反転入力端子と出力
端との間には、抵抗Ｒ２が介在されており、またその出
力端はアンプＢの入力端Ｅ３に接続されている。
更にまた、その非反転入力端子には、抵抗Ｒ４及びコン
デンサＣ４を介してアンプＢの入力端Ｅ４が接続されて
いる。なお、図中Ｒ５は基準電圧に寄与する抵抗を示し
ている。
デンサＣ４を介してアンプＢの入力端Ｅ４が接続されて
いる。なお、図中Ｒ５は基準電圧に寄与する抵抗を示し
ている。
そして、このような構成のアイソレータ回路では、ソー
ス源Ａ側のアース点Ｅ５とアンプＢ側のＥ６との間に雑
音電圧ｅｎｌが発生した場合、アース点Ｅ５を基準とし
て考えると、オペアンプ１０反転入力端に印加される電
圧は、ａ ｎｌ ＋ ｅ ｎ２となる。但し、ｅｎ２は
オーディオ信号の電圧である。
ス源Ａ側のアース点Ｅ５とアンプＢ側のＥ６との間に雑
音電圧ｅｎｌが発生した場合、アース点Ｅ５を基準とし
て考えると、オペアンプ１０反転入力端に印加される電
圧は、ａ ｎｌ ＋ ｅ ｎ２となる。但し、ｅｎ２は
オーディオ信号の電圧である。
また、このときオペアンプ１０反転入力端からみた利得
Ｇｌは、オーディオ信号電圧ｅｎ２の信号源インピーダ
ンスが十分小さいとき、 Ｇｌ ＝Ｒ２／Ｒ１ となる。
Ｇｌは、オーディオ信号電圧ｅｎ２の信号源インピーダ
ンスが十分小さいとき、 Ｇｌ ＝Ｒ２／Ｒ１ となる。
これにより、オペアンプ１の出力Ｏｐｌは、０ｐｌ＝
−（ｅ ｎｌ＋ ｅ ｎ２）となり、ｅ ｎｌ ’ Ｒ
２／ ＲＩが雑音成分となる。
−（ｅ ｎｌ＋ ｅ ｎ２）となり、ｅ ｎｌ ’ Ｒ
２／ ＲＩが雑音成分となる。
一方、非反転入力端側からみたオペアンプｌの利得Ｇ２
は、 Ｇ２ ＝ （Ｒ１＋Ｒ２） ／Ｒ１ となる。
は、 Ｇ２ ＝ （Ｒ１＋Ｒ２） ／Ｒ１ となる。
また、雑音電圧ｅｎｌは、抵抗Ｒ３、Ｒ４に分圧されて
非反転入力端に印加されるため、この場合のオペアンプ
１の出力Ｏｐ２は、 ０ｐ２＝ｅｎｌ・（Ｒ１＋Ｒ２） ／Ｒ１＠Ｒ４／（Ｒ
３＋Ｒ４） となる。
非反転入力端に印加されるため、この場合のオペアンプ
１の出力Ｏｐ２は、 ０ｐ２＝ｅｎｌ・（Ｒ１＋Ｒ２） ／Ｒ１＠Ｒ４／（Ｒ
３＋Ｒ４） となる。
ここで、オペアンプ１の出力に雑音成分ｅｎｌの電圧が
含まれないための条件は、反転入力端からの出力Ｏｐｌ
における雑音成分−ｅｎｌ・Ｒ２／Ｒ１と非反転入力端
による出力Ｏｐ２とが等しいときである。
含まれないための条件は、反転入力端からの出力Ｏｐｌ
における雑音成分−ｅｎｌ・Ｒ２／Ｒ１と非反転入力端
による出力Ｏｐ２とが等しいときである。
したがって、
−ｅｎｌ＊ Ｒ２／Ｒ１＝ｅｎｌ・ （Ｒ１＋Ｒ２）／
Ｒ１＠Ｒ４／ （Ｒ３＋Ｒ４） より、 Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ４ となる。
Ｒ１＠Ｒ４／ （Ｒ３＋Ｒ４） より、 Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ４ となる。
このように、従来のアイソレータ回路では、オペアンプ
１に付随する抵抗を、 Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ４ としてオルタネータ、イグニッシ式ン、ホーン等による
コモンモードノイズを除去するようにしている。
１に付随する抵抗を、 Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ４ としてオルタネータ、イグニッシ式ン、ホーン等による
コモンモードノイズを除去するようにしている。
（発明が解決しようとする課題）
ところで、第８図に示すように、ソース源Ａからの信号
を、オペアンプ１の反転入力端に入力する場合、あるい
は第９図に示すように、ソース源Ａからの信号を、オペ
スンプ１の非反転入力端に入力する場合のそれぞれの周
波数特性は、たとえば第１Ｏ図に示すようになる。
を、オペアンプ１の反転入力端に入力する場合、あるい
は第９図に示すように、ソース源Ａからの信号を、オペ
スンプ１の非反転入力端に入力する場合のそれぞれの周
波数特性は、たとえば第１Ｏ図に示すようになる。
但し、第８図及び第９図に示した各素子の値は、説明の
便宜上、理解しやすい数値としてものである。
便宜上、理解しやすい数値としてものである。
つまり、第８図のアイソレータ回路における特性■にお
いては、オペアンプ１０反転入力端が仮想グランドとな
るため、抵抗及びコンデンサによってカットオフ周波数
が決定される。
いては、オペアンプ１０反転入力端が仮想グランドとな
るため、抵抗及びコンデンサによってカットオフ周波数
が決定される。
一方、第９図のアイソレータ回路における特性■におい
ては、オペアンプ１の非反転入力端のインピーダンスが
高いためにＩＫの値の抵抗を介してグランドされる。こ
れにより、抵抗及びコンデンサの積によりカットオフ周
波数が決定されるため、特性■におけるカットオフ周波
数は特性■よりも低い値とされる。
ては、オペアンプ１の非反転入力端のインピーダンスが
高いためにＩＫの値の抵抗を介してグランドされる。こ
れにより、抵抗及びコンデンサの積によりカットオフ周
波数が決定されるため、特性■におけるカットオフ周波
数は特性■よりも低い値とされる。
ところが、基準レベルＯｄＢから３ｄＢ下がった点にお
けるカットオフ周波数は、特性の及び特性■ともに、１
００〜２００Ｈｚの間とされている。したがって、特に
低域においては、オペアンプ１に対する入・出力信号レ
ベルの増幅すべきバランスが乱れるため、コモンモード
ノイズを全域にわたって除去することが不可能となって
いる。
けるカットオフ周波数は、特性の及び特性■ともに、１
００〜２００Ｈｚの間とされている。したがって、特に
低域においては、オペアンプ１に対する入・出力信号レ
ベルの増幅すべきバランスが乱れるため、コモンモード
ノイズを全域にわたって除去することが不可能となって
いる。
本発明は、このような事情に対処して成されたもので、
全域にわたりコモンモードノイズを除去することのでき
るアイソレータ回路を提供することを目的とする。
全域にわたりコモンモードノイズを除去することのでき
るアイソレータ回路を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は、上記目的を達成するために、オペアンプを有
するとともに、オーディオ機器間に介在されたアイソレ
ータ回路において、前記オペアンプの反転入力端及び非
反転入力端のそれぞれに直列に接続されたカットオフ周
波数の決定に寄与する素子と素子との間に、これら素子
相互の関わりを断つ高入力及び低出力インピーダンス特
性を有するバッファアンプが介在されていることを特徴
とする。
するとともに、オーディオ機器間に介在されたアイソレ
ータ回路において、前記オペアンプの反転入力端及び非
反転入力端のそれぞれに直列に接続されたカットオフ周
波数の決定に寄与する素子と素子との間に、これら素子
相互の関わりを断つ高入力及び低出力インピーダンス特
性を有するバッファアンプが介在されていることを特徴
とする。
（作 用）
本発明のアイソレータ回路では、オペアンプの反転入力
端及び非反転入力端のそれぞれに直列に接続されたカッ
トオフ周波数の決定に寄与する素子と素子との間に、こ
れら素子相互の関わりを断つ高入力及び低出力インピー
ダンス特性を存するバッファアンプを介在させた。
端及び非反転入力端のそれぞれに直列に接続されたカッ
トオフ周波数の決定に寄与する素子と素子との間に、こ
れら素子相互の関わりを断つ高入力及び低出力インピー
ダンス特性を存するバッファアンプを介在させた。
これにより、通過信号市域が全域にわたり略フラットな
ものとされるとともに、オペアンプの入力端側の高入力
インピーダンス化が図られる。
ものとされるとともに、オペアンプの入力端側の高入力
インピーダンス化が図られる。
したがって、たとえばソース源の出力端とアンプの入力
端とのグランドレベルのアンバランスが解消されるので
、従来発生していたｉ［！ｉ過倍信号帯域相違によって
発生するコモンモードノイズが除去される。
端とのグランドレベルのアンバランスが解消されるので
、従来発生していたｉ［！ｉ過倍信号帯域相違によって
発生するコモンモードノイズが除去される。
（実 施 例）
以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づいて説明する
。なお、以下に説明する図において、第６・図及び第７
図と共通する部分には同一符号を付し重複する説明を省
略する。
。なお、以下に説明する図において、第６・図及び第７
図と共通する部分には同一符号を付し重複する説明を省
略する。
第１図は、本発明のアイソレータ回路の一実施例を示す
ものである。
ものである。
同図に示すように、アイソレータ回路には、オペアンプ
１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４が備えられている。
１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ４が備えられている。
抵抗Ｒ１には、バッファアンプＢｌ及びコンデンサＣＩ
を介してソース源Ａの出力端子Ｅｌが接続されている。
を介してソース源Ａの出力端子Ｅｌが接続されている。
抵抗Ｒ３には、バッファアンプＢ２及びコンデンサＣ２
を介してソース源Ａの出力端子Ｅ２が接続されている。
を介してソース源Ａの出力端子Ｅ２が接続されている。
抵抗Ｒ４には、バッファアンプＢ３及びコンデンサＣ４
を介してアンプＢの入力端Ｅ４が接続されている。なお
、上記のバッファアンプＢ１〜Ｂ３は、高大力／低出力
インピーダンスとされている。また、図中Ｒ５は基準電
圧に寄与する抵抗、ｅｎｌはコモンモードノイズによる
雑音電圧を示している。
を介してアンプＢの入力端Ｅ４が接続されている。なお
、上記のバッファアンプＢ１〜Ｂ３は、高大力／低出力
インピーダンスとされている。また、図中Ｒ５は基準電
圧に寄与する抵抗、ｅｎｌはコモンモードノイズによる
雑音電圧を示している。
このような構成のアイソレータ回路では、オペアンプ１
の非反転入力端又は反転入力端にソース源Ａからの信号
が入力されると、次のような周波数特性が得られる。
の非反転入力端又は反転入力端にソース源Ａからの信号
が入力されると、次のような周波数特性が得られる。
まず、第２図は、ソース源Ａからの信号がバッファアン
プＢ２を介してオペアンプ１の非反転入力端に入力され
る状態を示すものである。
プＢ２を介してオペアンプ１の非反転入力端に入力され
る状態を示すものである。
つまり、ソース源Ａからの信号は、コンデンサＣ２を経
てバッファアンプＢ２の非反転入力端に入力される。バ
ッファアンプＢ２は、反転入力端にフィードバックされ
る帰還信号との差分を増幅し、これを抵抗Ｒ３を介して
オペアンプ１の非反転入力端側へ出力する。このとき、
オペアンプ１の非反転入力端側には、バッファアンプＢ
３からの差分増幅されたものが入力される。
てバッファアンプＢ２の非反転入力端に入力される。バ
ッファアンプＢ２は、反転入力端にフィードバックされ
る帰還信号との差分を増幅し、これを抵抗Ｒ３を介して
オペアンプ１の非反転入力端側へ出力する。このとき、
オペアンプ１の非反転入力端側には、バッファアンプＢ
３からの差分増幅されたものが入力される。
またこのとき、オペアンプ１の反転入力端側には、出力
端からフィードバックされる帰還信号が取込まれる。
端からフィードバックされる帰還信号が取込まれる。
そして、オペアンプｌは、反転入力端及び非反転入力端
に入力された信号の差分を増幅して出力する。
に入力された信号の差分を増幅して出力する。
ここで、バッファアンプＢ２．Ｂ３がそれぞれ抵抗Ｒ３
とコンデンサＣ２、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４との間に
介在されているため、抵抗及びコンデンサによって決定
されるオペアンプ１におけるカットオフ周波数の制限が
解消される。
とコンデンサＣ２、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４との間に
介在されているため、抵抗及びコンデンサによって決定
されるオペアンプ１におけるカットオフ周波数の制限が
解消される。
一方、第３図は、ソース源Ａからの信号がバッファアン
プＢｌを介してオペアンプの非反転入力端に入力される
状態を示すものである。
プＢｌを介してオペアンプの非反転入力端に入力される
状態を示すものである。
同図においては、ソース源Ａからの信号がコンデンサＣ
Ｉを経てバッファアンプＢｌの反転入力端に入力される
。バッファアンプＢｌは、反転入力端にフィードバック
される帰還信号との差分を増幅し、これを抵抗Ｒ１を介
してオペアンプｌの反転入力端側へ出力する。このとき
、オペアンプ１の非反転入力端側には、バッファアンプ
Ｂ２゜Ｂ３からの差分増幅されたものが入力される。
Ｉを経てバッファアンプＢｌの反転入力端に入力される
。バッファアンプＢｌは、反転入力端にフィードバック
される帰還信号との差分を増幅し、これを抵抗Ｒ１を介
してオペアンプｌの反転入力端側へ出力する。このとき
、オペアンプ１の非反転入力端側には、バッファアンプ
Ｂ２゜Ｂ３からの差分増幅されたものが入力される。
またこのとき、オペアンプ１の反転入力端側には、出力
端からフィードバックされる帰還信号が取込まれる。
端からフィードバックされる帰還信号が取込まれる。
そして、オペアンプ１は、反転入力端及び非反転入力端
に入力された信号の差分を増幅して出力する。
に入力された信号の差分を増幅して出力する。
ここで、オペアンプ１におけるカットオフ周波数は、バ
ッファアンプＢｌ、Ｂ２．Ｂ３がそれぞれ抵抗Ｒ１とコ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２、抵抗Ｒ４と
貴ンデンサＣ４との間に介在されているため、抵抗及び
コンデンサによって決定されるカットオフ周波数の制限
が解消される。
ッファアンプＢｌ、Ｂ２．Ｂ３がそれぞれ抵抗Ｒ１とコ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２、抵抗Ｒ４と
貴ンデンサＣ４との間に介在されているため、抵抗及び
コンデンサによって決定されるカットオフ周波数の制限
が解消される。
したがって、ソース源Ａからの信号がオペアンプｌの反
転入力端又は非反転入力端のいずれに取込まれた場合で
あっても、オペアンプｌの周波数特性は、たとえば第４
図に示すように、全域にわたりフラットなものとされる
。
転入力端又は非反転入力端のいずれに取込まれた場合で
あっても、オペアンプｌの周波数特性は、たとえば第４
図に示すように、全域にわたりフラットなものとされる
。
第５図は、第１図のアイソレータ回路によるコモンモー
ドノイズレベルのりダクションレベルを、従来のアイソ
レータ回路と対比させて示すものである。
ドノイズレベルのりダクションレベルを、従来のアイソ
レータ回路と対比させて示すものである。
同図に示すように、本実施例における特性■は、従来の
特性■に比べ中・低域において、コモンモードノイズが
著しくリダクシ四ンされていることが解る。
特性■に比べ中・低域において、コモンモードノイズが
著しくリダクシ四ンされていることが解る。
つまり、たとえば第７図に示したアイソレータ回路では
、オペアンプｌの反転入力端のレベルをみると、ソース
源Ａに対してコンデンサＣＩが直列に接続されている。
、オペアンプｌの反転入力端のレベルをみると、ソース
源Ａに対してコンデンサＣＩが直列に接続されている。
このため、これによる入力インピーダンスは周波数の低
下とともに増大するので、入力レベルが低下する。一方
、その非反転入力端のレベルは、本来そのインピーダン
スが高いため、ソース源Ａに対してコンデンサＣ２が直
列に接続されていてもその影響は殆ど受けない。
下とともに増大するので、入力レベルが低下する。一方
、その非反転入力端のレベルは、本来そのインピーダン
スが高いため、ソース源Ａに対してコンデンサＣ２が直
列に接続されていてもその影響は殆ど受けない。
また、その非反転入力端にはコンデンサＣ４が並列に接
続されているため、コンデンサＣ２，Ｃ４は互いにキャ
ンセルされ、周波数の影響を受けることはない。
続されているため、コンデンサＣ２，Ｃ４は互いにキャ
ンセルされ、周波数の影響を受けることはない。
このようなことから、従来のアイソレータ回路では、周
波数に応じたオペアンプ１によるＣＭＲＲ（同相分除去
比）は■の特性を示す。
波数に応じたオペアンプ１によるＣＭＲＲ（同相分除去
比）は■の特性を示す。
このように、本実施例では、アイソシータ回路のオペア
ンプの反転入力端及び非反転入力端のそれぞれに直列に
接続されたカットオフ周波数の決定に寄与する素子と素
子との間に、これら素子相互の関わりを断つ高入力及び
低出力インピーダンス特性を有するバッファアンプを設
けた。
ンプの反転入力端及び非反転入力端のそれぞれに直列に
接続されたカットオフ周波数の決定に寄与する素子と素
子との間に、これら素子相互の関わりを断つ高入力及び
低出力インピーダンス特性を有するバッファアンプを設
けた。
これにより、アイソレータ回路のオペアンプにおける反
転入力端及び非反転入力端共にソース源からの信号を取
込むようにした場合であっても、通過信号帯域を全域に
わたり略フラットなものとすることができる。
転入力端及び非反転入力端共にソース源からの信号を取
込むようにした場合であっても、通過信号帯域を全域に
わたり略フラットなものとすることができる。
また、オペアンプの入力端側に設けられた高入力インピ
ーダンス特性を有するバッファアンプにより、ソース源
の出力端とアンプの入力端とのグランドレベルのアンバ
ランスを解消することができる。
ーダンス特性を有するバッファアンプにより、ソース源
の出力端とアンプの入力端とのグランドレベルのアンバ
ランスを解消することができる。
したがって、従来発生していた通過信号帯域の相違によ
るコモンモードノイズを全域にわたり除去することが可
能となる。
るコモンモードノイズを全域にわたり除去することが可
能となる。
（発明の効果）
以上に説明したように、本発明のアイソレータ回路によ
れば、通過信号帯域を全域にわたり略フラットなものと
するとともに、オペアンプの入力端側の高入力インピー
ダンス化を図り、ソース源の出力端とアンプの入力端と
のグランドレベルのアンバランスを解消するようにした
ので、全域にわたりコモンモードノイズを除去すること
ができる。
れば、通過信号帯域を全域にわたり略フラットなものと
するとともに、オペアンプの入力端側の高入力インピー
ダンス化を図り、ソース源の出力端とアンプの入力端と
のグランドレベルのアンバランスを解消するようにした
ので、全域にわたりコモンモードノイズを除去すること
ができる。
第１図は本発明のアイソレータ回路の一実施例を示す回
路図、第２図は第１図のアイソレータ回路においてソー
ス源からの信号がオペアンプの非反転入力端側に入力さ
れる状態を示す回路図、第３図は第１図のアイソレータ
回路においてソース源からの信号がオペアンプの反転入
力端側に入力される状態を示す回路図、第４図は第１図
のアイソレータ回路における周波数特性を示す図、第５
図は第１図のアイソレータ回路によるコモンモードノイ
ズレベルの除去状態を従来のアイソレータ回路と対比さ
せて示す特性図、第６図は従来のカーコンポーネント等
のオーディオシステム機器における接続状態を示す図、
第７図はオーディオ機器間に介在されコモンモードノイ
ズを除去するための従来のアイソレータ回路の一例を示
す回路図、第８図及び第９図は第７図のオペアンプへの
ソース源からの信号の入力状態を示す図、第１０図は第
７図及び第８図におけるアイソレータ回路の周波数特性
を示す図である。 １・・・オペアンプ、Ｒ１コ〜Ｒ４・・・抵抗、Ｂ１〜
Ｂ３、ＣＩ、Ｃ２，Ｃ４・・・コンデンサ、Ａ・・・ソ
ース源、Ｂ・・・アンプ。 第２図 第３図 第４図 周 波 数 （ｋＨｚ） 第５図 周 波 数 （ｋＨｚ） 第６図
路図、第２図は第１図のアイソレータ回路においてソー
ス源からの信号がオペアンプの非反転入力端側に入力さ
れる状態を示す回路図、第３図は第１図のアイソレータ
回路においてソース源からの信号がオペアンプの反転入
力端側に入力される状態を示す回路図、第４図は第１図
のアイソレータ回路における周波数特性を示す図、第５
図は第１図のアイソレータ回路によるコモンモードノイ
ズレベルの除去状態を従来のアイソレータ回路と対比さ
せて示す特性図、第６図は従来のカーコンポーネント等
のオーディオシステム機器における接続状態を示す図、
第７図はオーディオ機器間に介在されコモンモードノイ
ズを除去するための従来のアイソレータ回路の一例を示
す回路図、第８図及び第９図は第７図のオペアンプへの
ソース源からの信号の入力状態を示す図、第１０図は第
７図及び第８図におけるアイソレータ回路の周波数特性
を示す図である。 １・・・オペアンプ、Ｒ１コ〜Ｒ４・・・抵抗、Ｂ１〜
Ｂ３、ＣＩ、Ｃ２，Ｃ４・・・コンデンサ、Ａ・・・ソ
ース源、Ｂ・・・アンプ。 第２図 第３図 第４図 周 波 数 （ｋＨｚ） 第５図 周 波 数 （ｋＨｚ） 第６図
Claims (1)
- （１）オペアンプを有するとともに、オーディオ機器間
に介在されたアイソレータ回路において、前記オペアン
プの反転入力端及び非反転入力端のそれぞれに直列に接
続されたカットオフ周波数の決定に寄与する素子と素子
との間に、これら素子相互の関わりを断つ高入力及び低
出力インピーダンス特性を有するバッファアンプが介在
されていることを特徴とするアイソレータ回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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