JPH01195710A - バランス型フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野］ 本発明はバランス型フィルタ回路に関し、例えば、オー
ディオ機器におけるアナログフィルタ回路に適用し得る
ものである。

［従来の技術］ 従来、オーディオ機器に用いられていたバランス型フィ
ルタ回路として第７図に示すものがある。

第７図において、非反転オーディオ信号ＡＩはバッファ
増幅回路１を介して増幅された後、抵抗２を介して信号
伝送ラインＬ１に与えられ、この伝送う・インＬ１に接
続されている一段型インピーダンス変換器（ＧＩＣ）３
によってフィルタリングされた後、さらにバッファ増幅
回路４を介して増幅されて第１の出力オーディオ信号Ａ
Ｏとして出力されると共に、減算回路５に被減算入力と
して与えられる。

他方、反転オーディオ信号ＢＩはバッファ増幅回路６を
介して増幅された後、抵抗７を介して１言号伝送ライン
Ｌ２に与えられ、この伝送ラインＬ２に接続されている
一段型インピーダンス変換器８によってフィルタリング
された後、さらにバッファ増幅回路９を介して増幅され
て第２の出力オーディオ信号ＢＯとして出力されると共
に、減算回路らに減算入力として与えられる。

減算回路５は、オーディオ信号ＡＯからオーディオ信号
ＢＯを減算してその減算出力を第３の出力オーディオ信
号ＡＢＯとして出力する。

この第３のオーディオ信号ＡＢＯは、非反転オーディオ
信号ＡＯから反転オーディオ信号ＢＯを減算して得てい
るので、信号成分はそれらの２倍になる。他方、ノイズ
成分は加算してもランダムであるので２倍とはならない
。かくして上述のようにバランス型とすることでＳ／Ｎ
比が向上した出力オーディオ信号を得ることができる。

また、各インピーダンス変換器３及び８を介してアース
に流れる電流は対称的とあり、概ね相殺されてアースに
流れる電流が小さくなり、アース電位が変化し難くなり
、この点からもバランス型フィルタ回路は出力オーディ
オ信号ＡＯ１Ｂ○、ＡＢＯの音質を高めている。

このようなバランス型フィルタ回路に用いられる一段型
インピーダンス変換器３は、詳細には、信号伝送ライン
Ｌ１からアースに向かってコンデンサ１０、抵抗１１〜
１３、コンデンサ１４が直列に接続され、コンデンサ１
０の信号ライン側に演算増幅器１５の非反転入力端子が
接続され、抵抗１１及び１２の接続中点Ｂに演算増幅器
１５の反転入力端子が接続され、抵抗１２及び１３の接
続中点Ｃに演算増幅器１５の出力端子が接続され、上述
の接続中点Ｂに演算増幅器１６の反転入力端子が接続さ
れ、コンデンサ１０及び抵抗１２の接続中点Ａに演算増
幅器１６の出力端子が接続され、抵抗１３及びコンデン
サ１４の接続中点りに演算増幅器１６の非反転入力端子
が接続された構成を有する。

他方のインピーダンス変換器８も、コンデンサ１７及び
２１、抵抗１８〜２０、演算増幅器２２及び２３でなる
インピーダンス変換器３と同一の構成を有する。

「発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このように相互のインピーダンス変換器
３及び８のアースに流れる電流を相殺するようにしてい
るが、同一のプリント配線基板上に搭載されている各部
のアースに流れる電流の影響を受けてアース電位が変化
し、音質の向上はさほどではなくなる。

第６図においては、説明を簡単にするため、インピーダ
ンス変換器が一段のものを示したが、実際上、２〜５段
程度で構成されており、地膜のアースに流れる電流の影
響等を避けることができず、また、同一基板上のインピ
ーダンス変換器以外の各部の影響も受けている。

最近は、デジタルオーディオ機器の発達により求められ
ている音質もシビアであり、上述のようなアースに流れ
る電流による音質低下も無視することはできない。

本発明は、以上の点を考慮してなされたもので、入力信
号のＳ／Ｎ比を低下させることなく、フィルタリングす
ることのできるバランス型フィルタ回路を提供しようと
するものである。

［課題を解決するための手段］ かかる課題を解決するため、本発明においては、非反転
入力信号の信号伝送ラインからアースに向かって第１の
コンデンサ、第１の抵抗、第２のコンデンサ、第２の抵
抗及び第３の抵抗が直列に接続され、第１のコンデンサ
の入力側に第１の演算増幅器の非反転入力端子が接続さ
れ、第１の抵抗及び第２のコンデンサの接続中点に第１
の演算増幅器の反転入力端子及び第２の演算増幅器の反
転入力端子が接続され、第２のコンデンサ及び第２の抵
抗の接続中点に第１の演算増幅器の出力端子が接続され
、第１のコンデンサ及び第１の抵抗の接続中点に第２の
演算増幅器の出力端子が接続され、第２の抵抗及び第３
の抵抗の接続中点に第２の演算増幅器の非反転入力端子
が接続された第１の御飯型インピーダンス変換器と、非
反転入力信号の反転信号である反転入力信号をフィルタ
リングする、第１の御飯型インピーダンス変換器と同一
構成を有するものであって、そのアース側に設けられて
いる第４の抵抗が第１の御飯型インピーダンス変換器の
第３の抵抗と接続されている第２の御飯型インピーダン
ス変換器と、第３゛及び第４の抵抗の接続中点とアース
間に介挿されている第５の抵抗とを備えてなる。

［作用］ 従来の御飯型インピーダンス変換器の特性を検討すると
、所定位置に設けられている抵抗とコンデンサとを入れ
替えても同一特性を実現できることが分かった。そこで
、第１及び第２の御飯型インピーダンス変換器をアース
側の素子が抵抗になるように構成した。

そして、非反転入力信号のフィルタリング用の第１の御
飯型インピーダンス変換器におけるアース側の第３の抵
抗と、反転入力信号のフィルタリング用の第２の御飯型
インピーダンス変換器のアース側の第４の抵抗とを接続
し、各一般型インピーダンス変換器からアースに流れよ
うとする電流を相殺し、この相殺によって残った微少電
流を第５の抵抗を介してアースに流すようにした。

その結果、所定特性の入手が容易な抵抗を付加するだけ
の簡易な構成によって最終的にアースに流れようとする
電流を従来より小さくして、アース電位の変動を押さえ
、Ｓ／Ｎ比を向上させるようにした。

［実施例］ 以下、本発明をオーディオ機器に適用した一実施例を図
面を参照しながら詳述する。

第１図はこの実施例による接続構成を示すものであり、
第７図との対応部分に同一符号を付している。

第１図において、非反転オーディオ信号用の御飯型イン
ピーダンス変換器３０は、従来回路の御飯型インピーダ
ンス変換器３の抵抗１２とコンデンサ１４との接続位置
が反対になされたものである。また、反転オーディオ信
号用の御飯型インピーダンス変換器３１は、従来回路の
一般型インピーダンス変換器８の抵抗１９とコンデンサ
２１との接続位置が反対になされたものである。

一般型インピーダンス変換器３０のアース側の設けられ
ている抵抗１２の一端は、他方の御飯型インピーダンス
変換器３１のアース側の設けられている抵抗１９の一端
と接続されている。両抵抗１２及び１９の接続中点Ｅは
、抵抗３２を介してアースされている。すなわち、抵抗
１２．１９及び３２は、スター結合されている。

なお、抵抗１２とコンデンサ１４とを切り替えても、ま
た抵抗１つとコンデンサ２１とを入れ替えてもインピー
ダンス変換器の特゛性が同一になることは以下の検討か
ら明らかになった。

まず、従来の御飯型インピーダンス変換器のインピーダ
ンスを一方の変換器３について検討してみる。第７図の
変換器部分は、第２図のように変形することができる。

ここで、演算増幅器１５のオーブンゲインをＡ、演算増
幅器１６のオープンゲインをＢ、各受動素子１２．１３
．１４．１１及び１５のインピーダンスをそれぞれｚ１
〜ｚ５、演算増幅器１５の非反転入力端子に対する入力
電圧をＶＩ、演算増幅器１６の非反転入力端子に対する
入力電圧を■Ｐ、演算増幅器１５及び１６の反転入力端
子に対する入力電圧をＶＮ、演算増幅器１５の出力電圧
をＶＯ１、演算増幅器１５の出力電圧をＶＯ２とすると
、以下の（１）式〜（４）式の関係が成り立つ。

ＶＯ１＝　（ＶＩ−ＶＮ）・Ａ　　　　　　・・・（１
）ＶＯ２＝　（ＶＰ−ＶＮ）　　・Ｂ　　　　　　　・
・・（２）ＶＰ−（ｚ３／　（ｚ２＋ｚ３）ｌ　　・Ｖ
Ｏｌ・・・（３）（ＶＯＩ−ＶＮ　）　／　ｚ　Ｌ　＋ （ＶＯ２−ＶＮ）／Ｚ４＝Ｏ・＝（４）ここで、計算を
簡略化するため、使用帯域での両オープンゲインＡ及び
Ｂを０とすると、上述の（１）式及び（２）式からそれ
ぞれ（５）式及び（６）式の関１系が得られる。

ＶにＶＮ　　　　　　　　　　　　　　・・・（５）Ｖ
Ｐ＝ＶＮ　　　　　　　　　　　　　　　・・・（６）
従って、これら（５）式及び（６）式と上述の（３）式
から次式 ％式％（７） が得られ、（５）式及びこの（７）式を上述の（４）式
に代入することで次式 ％式％） これらの式を用いて整理することにより、コンデンサ１
０に流れる電流ｉ５は、次式 ％式％） で表すことができ、従って、入力電圧ＶＩから見た当該
−殻壁インピーダンス変換器３のインピーダンスｚＬは
、次式 ％式％ 第７図の従来回路においては、インピーダンスＺ１に対
応する素子は抵抗（１２）であり、インピーダンスＺ３
に対応する素子はコンデンサ（〕。

４）であるが、この（１０）式からこれら素子を入れ替
えても御飯型インピーダンス変換器のインピーダンスｚ
Ｌが同様になることが分かる。

そこで、この実施例においては、入れ替えたインピーダ
ンス変換器３０及び３１を用いるようにした。

以上の構成において、非反転オーディオ信号ＡＩは、従
来回路と同様に、バッファ増幅回路１を介して増幅され
た後、抵抗２を介して信号伝送ラインＬ１に与えられ、
インピーダンス変換器３０によってフィルタリングされ
た後、さらにバッファ増幅回路４を介して増幅されて出
力オーディオ信号Ａ○として出力されると共に、減算回
路５に被減算入力として与えられる。

他方、反転オーディオ信号ＢＩも従来回路と同様にして
バッファ増幅回路６、抵抗７を介して信号伝送ラインＬ
２に与えられ、インピーダンス変換器３１によってフィ
ルタリングされた後、さらにバッファ増幅回路９を介し
て増幅されて出力オーディオ信号ＢＯとして出力される
と共に、減算回路５に減算入力としてｊｊ−えられる。

減蜀４回路５は、オーディオ信号ＡＯからオーディオ信
号Ｂ○を減算してその減蜀：出力を第３の出力オーディ
オ信号ＡＢＯとして出力する。

かかる動作の際、インピーダンス変換器３０からアース
に流れようとする電流ｉＰは、抵抗１２及び１つが接続
されているので、インピーダンス変換（社）３１からア
ースに流れようとする電流ｉＮと相殺される。この相殺
によっても残った微少電流ｉＧは、抵抗３２を介してア
ースに流れる。

従って、この実施例によれば、アースに流す電流を従来
に比べて小さくすることができ、アース電位の変動を押
さえることができて音質を向上させることができる。か
くするにつき、抵抗のスター結合を利用しているので、
新たに設ける素子がコンデンサの場合と異なり、容易に
特性が良好なものを入手することができる。因に、オー
ディオ機器の場合、求められる特性がシビアであり、特
性の良好なコンデンサを得るためには選別作業等が煩雑
となっていた。また、コンデンサによるスター結合をす
る場合、アースに流れる電流の影響を受けやすいという
比較した場合の欠点を有していた。

このようにアースに流れる電流の変動による影響を押さ
えるようにしてもフィルタ特性が変化するならば、かか
る構成は好ましくない。

第３図及び第４図にそれぞれ従来回路及びこの実施例に
よる回路のオーディオ信号ＡＩ及びＢＩについての周波
数特性を示す。第３図及び第４図において、ＲＥＳｌ及
びＲＥＳ２は、周波数に対する利得特性を示し、これら
から明らかなようにこの実施例によっても可聴範囲（０
〜２０［ｋＨ２］）において従来と同様に一定の特性を
実現できることが分かる。ＰＨＩＩ及びＰＨ２１は、非
反転オーディオ信号の位相特性を示し、ＰＨ１２及びＰ
Ｈ２２は反転オーディオ信号の位相特性を示し、この実
施例と従来回路と同様な程度の位相特性を有することが
分かる。

なお、参考のため、第５図に第３の出力オーディオ信号
ＡＢＯについての周波数特性ＲＥＳ３及びＰＨ３を示す
。

第６図は、アースに流れる電流の比較のために、抵抗１
２（または１つ）とコンデンサ１４（または２１）とを
単に入れ替えて抵抗１２（または１９）を介してアース
した場合の抵′抗１２（または１９）の両端電圧■１と
、この実施例の回路における抵抗３２の両端電圧■２の
周波数特性を示す。

なお、電圧Ｖｌｌは、抵抗１２（または１９）の抵抗値
を抵抗３２の抵抗値に換算した場合の抵抗１２（または
１９）の両端電圧を示すものである。

電圧Ｖｌｌの応答曲線及び電圧Ｖ２の応答曲線の比較か
ら明らかなように、上述の理論通りに実施例の回路によ
ればアースに流れる電流が小さくなることが分かる。

なお、上述の実施例においては、本発明をオーディオ機
器に適用した場合を示したが、本発明の用途はこれに限
られないことは勿論である。

また、インピーダンス変換器の段数は、複数段あっても
良い。この場合、各段において、抵抗のスター結合をす
ることを要する。

［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば、非反転入力信号及び反
転入力信号をフィルタリングする各−鍛型インピーダン
ス変換器をのアース側に抵抗がくるように接続すると共
に、これら抵抗を互いに接続し、その接続中点を抵抗を
介してアースするようにしなので、アースに流れる電流
を小さくすることができ、アース電位を一定にできてＳ
／Ｎ比を向上させることのできるバランス型フィルタ回
路を得ることができる。゛

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるバランス型フィルタ回路の一実施
例を示す接続図、第２図は従来回路における御飯型イン
ピーダンス変換器の接続を変形して示す接続図、第３図
は従来回路における周波数特性を示す特性曲線図、第４
図は上記実施例の周波数特性を示す特性曲線図、第５図
は上記実施例の差分出力信号の周波数特性を示す特性曲
線図、第６図はアースに流れる電流の差異を従来と比較
して示す特性曲線図、第７図は従来回路を示す接続図で
ある。 １０．１４．１７．２１・・・コンデンサ、１１〜１３
．１８〜２０．３２・・・抵抗、１５．１６．２２．２
３・・・演算増幅器、３０．３１・・・−鍛型インピー
ダンス変換器、Ｌｌ・・・非反転オーディオ信号用伝送
ライン、Ｌ２・・・反転オーディオ信号用伝送ライン。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 非反転入力信号の信号伝送ラインからアースに向かって
   第１のコンデンサ、第１の抵抗、第２のコンデンサ、第
   ２の抵抗及び第３の抵抗が直列に接続され、上記第１の
   コンデンサの入力側に第１の演算増幅器の非反転入力端
   子が接続され、上記第１の抵抗及び上記第２のコンデン
   サの接続中点に上記第１の演算増幅器の反転入力端子及
   び第２の演算増幅器の反転入力端子が接続され、上記第
   ２のコンデンサ及び上記第２の抵抗の接続中点に上記第
   １の演算増幅器の出力端子が接続され、上記第１のコン
   デンサ及び上記第１の抵抗の接続中点に上記第２の演算
   増幅器の出力端子が接続され、上記第２の抵抗及び上記
   第３の抵抗の接続中点に上記第２の演算増幅器の非反転
   入力端子が接続された第１の一般型インピーダンス変換
   器と、上記非反転入力信号の反転信号である反転入力信
   号をフィルタリングする、上記第１の一般型インピーダ
   ンス変換器と同一構成を有するものであって、そのアー
   ス側に設けられている第４の抵抗が上記第１の一般型イ
   ンピーダンス変換器の第３の抵抗と接続されている第２
   の一般型インピーダンス変換器と、 上記第３及び第４の抵抗の接続中点とアース間に介挿さ
   れている第５の抵抗とを備えてなるバランス型フィルタ
   回路。