DE19708007C2 - Mischerschaltung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Mischerschal­ tung gemäß dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 2, 5 bzw. 12.

Fig. 16 zeigt ein Schaltbild des Aufbaus einer bekannten Mi­ scherschaltung vom Gilbert-Zellen-Typ. Unter Bezugnahme auf Fig. 16 kennzeichnet das Bezugszeichen 1G einen Differenzver­ stärker zum Verstärken einer Eingangspannung v1 und das Be­ zugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangs­ signals des Differenzverstärkers 1G mit einer Eingangsspan­ nung v2. Die bekannte Mischerschaltung wird durch den Mi­ scherteil 4A und den Differenzverstärker 1G gebildet, zum Ausgeben erster und zweiter Ausgangsströme i1 und i2 an er­ sten und zweiten Ausgabeanschlüssen 19 bzw. 20.

Der Differenzverstärker 1G wird gebildet durch einen NPN- Bipolartransistor Q27, der eine an einen nicht invertierenden Eingangsanschluß 150 angeschlossene Basis und einen an einen ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 des Mischer­ teils 4A angeschlossenen Kollektor und einen Emitter auf­ weist, durch einen NPN-Bipolartransistor Q28 mit einer an ei­ nen invertierenden Eingangsanschluß 151 angeschlossenen Basis und einen an einen ersten invertierenden Eingangsanschluß 18 des Mischerteils 4A angeschlossenen Kollektor und einen Emit­ ter, durch Stromquellen 152 und 153 zum Extrahieren festge­ legter Gleichströme IEE von einem Knoten, der den Emitter des Transistors Q27 und einen Widerstand 154 miteinander verbin­ det, bzw. von einem Knoten, der den Emitter des Transistors Q28 und den Widerstand 154 miteinander verbindet, wobei der Widerstand 154 die Emitter der Transistoren Q27 und Q28 mit­ einander verbindet.

Andererseits wird der Mischerteil 4A gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q3 mit einer Basis, einem Kollektor und ei­ nem Emitter, die mit einem zweiten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 15, dem ersten Ausgangsanschluß 19 bzw. dem er­ sten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 verbunden sind, einem NPN-Bipolartransistor Q4 mit einer Basis, einem Kollek­ tor und einem Emitter, die mit einem zweiten invertierenden Eingangsanschluß 16, dem zweiten Ausgangsanschluß 20 bzw. dem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 verbunden sind, einem NPN-Bipolartransistor Q5 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten invertieren­ den Eingangsanschluß 16, dem ersten Ausgangsanschluß 19 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 18 verbunden sind, und einem NPN-Bipolartransistor Q6 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten nicht inver­ tierenden Eingangsanschluß 15, dem zweiten Ausgangsanschluß 20 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 18 verbun­ den sind.

Die eingegebene erste Eingangsspannung v1 wird durch eine Emitter-Differenzpaarschaltung, die durch die Transistoren Q27 und Q28 gebildet wird, verstärkt und erscheint als eine Differenz zwischen entsprechenden Kollektorströmen der Tran­ sistoren Q27 und Q28. Die entsprechenden Kollektorströme der Transistoren Q27 und Q28 definieren Schwanzströme einer aus den Transistoren Q3 und Q4 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung und der aus den Transistoren Q5 und Q6 gebildeten. Die zweite Eingangsspannung v2 wird durch diese aus den Transistoren Q3, Q4, Q5 und Q6 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltungen verstärkt.

Die vorgenannten Beziehungen werden in den folgenden numeri­ schen Formeln ausgedrückt. Wird der Widerstandswert des Wi­ derstand 154 vernachlässigt, so werden die entsprechenden Kollektorströme ic27 und ic28 der Transistoren Q27 und Q28 gemäß den nachfolgenden numerischen Formeln 1 und 2 ausge­ drückt:

Unter der Annahme, daß ic3, ic4, ic5 und ic6 entsprechende Kollektorströme der Transistoren Q3 bis Q6 darstellen, erge­ ben sich diese Kollektorströme ic3 bis ic6 aus den nachste­ henden numerischen Formeln 3 bis 6:

Ausgehend von den numerischen Formeln 1 bis 6 ergeben sich für die Kollektorströme ic3 bis ic6 der Transistoren Q3 bis Q6 und die ersten und zweiten Eingangsspannungen v1 und v2 die durch die nachstehenden numerischen Gleichungen 7 bis 10 bestimmten Beziehungen auf:

Ausgehend von den numerischen Gleichungen 7 bis 10 ergibt sich ein Differenzausgangsstrom (i1 - i2) aus der nachfolgenden numerischen Gleichung 11:

Im allgemeinen kann tanhx in folgender Weise als eine Reihe erweitert werden:

Ist x in der numerischen Gleichung 11 ausreichend kleiner als 1, so kann die numerische Gleichung 12 in die nachfolgende numerische Gleichung 13 umgewandelt werden, und daher ergibt sich eine Beziehung zwischen den Eingangsspannungen v1 und v2 und den Ausgangssignalen i1 und i2 gemäß der nachfolgenden numerischen Gleichung 14 ausgedrückt:

Somit ist diese Mischerschaltung derart ausgestaltet, daß die erste Eingangsspannung v1 mit der zweiten Eingangsspannung v2 multipliziert wird. Handelt es sich bei der ersten und zwei­ ten Eingangsspannung v1 und v2 um zwei Signale mit unter­ schiedlichen Frequenzen f1 und f2, so multipliziert die Mi­ scherschaltung diese beiden Signale miteinander, wodurch Si­ gnale ausgegeben werden mit Frequenzkomponenten der Summe |f1 + f2| und der Differenz |f1 - f2| der Frequenzen der beiden Signale.

Die Emitter der Transistoren Q27 und Q28 sind über den Wider­ stand 154 miteinander verbunden, wodurch sich eine negative Rückkopplungswirkung in der aus den Transistoren Q27 und Q28 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung ergibt. Die Misch­ verstärkung Gc der Mischerschaltung ist nämlich umgekehrt proportional zu dem Widerstandswert des eine negative Rück­ kopplungsschaltung bildenden Widerstands 154. Die nachfolgen­ de numerische Gleichung 15 drückt die Beziehung zwischen der Mischverstärkung Gc und dem Widerstandswert RE des Wider­ stands 154 aus:

Um die Verstärkung der bekannten Mischerschaltung mit dem vorgenannten Aufbau zu erhöhen, muß der Widerstandswert RE des Widerstands 154 verringert werden. Wird jedoch der Wider­ standswert RE des Widerstands 154 verringert, so wird die Nichtlinearität der Schaltung in unvorteilhafter Weise er­ höht, was zu übermäßigen Harmonischen oder Intermodulations­ störungen führt.

Die Druckschrift DE 44 10 030 A1 zeigt eine Mischerschaltung gemäß dem Oberbegriff der Patentansprüche 1, 2, 5 und 12. Dort ist ein Verstärkerteil mit einem frequenzabhängigen Ge­ genkopplungsnetzwerk mit vorbestimmter Frequenzcharakteristik vorgesehen, das im Zusammenspiel mit einem eingangsseitig se­ riell eingefügten induktiven Element eine schmalbandige Ein­ gangsanpassung bewirken soll. Durch diese Maßnahme soll das thermische Rauschen der Schaltung unter Beibehaltung der Schaltungslinearität im interessierenden Frequenzband mini­ miert werden.

Somit wird die Frequenzcharakteristik des Gegenkopplungsnetz­ werks so vorbestimmt, daß sich eine Eingangsimpedanz ergibt, die zu einer selektiven Eingangsanpassung bei einer vorbe­ stimmten Frequenz führt. Die Filterwirkung des Verstärkers basiert demnach auf der Frequenzabhängigkeit der Eingangsim­ pedanz und deren Verhältnis zu der Quellenimpedanz. Der of­ fenbarte Mischerteil weist dagegen keine vorbestimmte Fil­ tercharakteristik auf.

Ferner sind aus den Druckschriften US 35 50 040 und DE 41 14 943 A1 Mischerschaltungen mit Gilbert-Zellen bekannt, die aber keine Netzwerke bzw. Mischerteile mit vorbestimmter Fil­ tercharakteristik aufweisen.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Mischerschal­ tung mit hoher Mischverstärkung und verbesserter Linearität bereitzustellen.

Diese Aufgabe wird in alternativer Weise gelöst durch eine Mischerschaltung gemäß Patentanspruch 1, 2, 5 bzw. 12.

Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen an­ gegeben.

In der Mischerschaltung gemäß Patentanspruch 1 bzw. 2 weist das Gegenkopplungsnetzwerk des Eingangsverstärkerteils eine Bandpaßcharakteristik oder Tiefpaßcharakteristik höherer Ord­ nung zum Durchlassen des Eingangssignals ohne Filterwirkung auf, wodurch eine hohe Mischverstärkung erzielt wird, während unnötige Frequenzkomponenten geringer verstärkt werden, so daß beispielsweise Intermodulationsstörungen einer Summen- oder Differenzfrequenz der beiden in die ersten und zweiten Eingangsanschlüsse eingegebenen Signale reduziert werden und Störungen des Ausgangssignals der Mischerschaltung wirksam reduziert werden können.

In der Mischerschaltung gemäß Patentanspruch 5 bzw. 12 weist der Mischerteil eine festgelegte Paßcharakteristik auf zum Passieren des Eingangssignals ohne Filterwirkung bezüglich des in den ersten Eingangsanschluß eingegebenen Signals, wo­ durch eine hohe Mischverstärkung erzielt wird, während unnö­ tige Frequenzkomponenten in ihrer Verstärkung reduziert wer­ den, so daß beispielsweise Intermodulationsstörungen der Sum­ men- oder Differenzfrequenz der beiden in den ersten und zweiten Eingangsanschluß eingegebenen Signale reduziert wer­ den und Ausgangsverzerrungen der Mischerschaltung wirksam verringert werden können.

In der Mischerschaltung kann der Rückkopplungsgrad einer aus einem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenzpaar­ schaltung durch ein zwischen zweite Stromelektroden der die Differenzpaarschaltung bildenden ersten und zweiten Transi­ storen geschaltete Tiefpaßfilter mit steigender Frequenz er­ höht werden, wodurch eine Mischerschaltung mit hoher Misch­ verstärkung und geringer Ausgangsverzerrung mit einfachem Aufbau wirksam erzielt werden kann.

In der Mischerschaltung kann die negative Rückkopplung der aus dem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenz­ paarschaltung durch ein erstes und zweites Tiefpaßfilter ge­ bildet sein, die seriell zwischen die zweiten Stromelektroden der die Differenzpaarschaltung bildenden ersten und zweiten Transistoren geschaltet sind, wodurch eine Mischerschaltung mit hoher Mischverstärkung und geringen Ausgangsverzerrungen mit einfachem Aufbau wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung weist das Gegenkopplungsnetzwerk des Eingangsverstärkerteils eine Bandpaßcharakteristik auf, wo­ durch unnötig Frequenzkomponenten, die nicht die Frequenzen der Eingangssignale darstellen, und Ausgangsverzerrungen der Mischerschaltung wirksam reduziert werden können.

In der Mischerschaltung kann der Rückkopplungsgrad der aus dem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenzpaar­ schaltung durch ein erstes und zweites Bandpaßfilter, die zwischen die zweiten Stromelektroden der die Differenzpaar­ schaltung bildenden ersten und zweiten Transistoren geschal­ tet sind, bei unnötigen Frequenzkomponenten erhöht werden, wodurch eine Mischerschaltung mit hoher Mischverstärkung und geringen Ausgangsverzerrungen bei einfachem Aufbau wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung kann der Rückkopplungsgrad der aus dem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenzpaar­ schaltung durch ein zwischen den zweiten Stromelektroden der die Differenzpaarschaltung bildenden ersten und zweiten Tran­ sistoren geschaltetes Bandpaßfilter bei unnötigen Frequenz­ komponenten erhöht werden, wodurch eine Mischerschaltung mit hoher Mischverstärkung und geringer Ausgangsverzerrung bei einfachem Aufbau wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung kann ein Filter mit einer festgeleg­ ten Paßcharakteristik bei einfachem Aufbau realisiert werden, wodurch eine exzellente Charakteristik auf einfache Weise er­ zielt werden kann.

In der Mischerschaltung kann das Gegenkopplungsnetzwerk des Mischerteils eine Tiefpaßcharakteristik aufweisen, wodurch eine harmonische Komponente beim Mischen der Signale und eine Verzerrung des Ausgangssignals der Mischerschaltung wirksam verringert werden können.

In der Mischerschaltung kann eine negative Rückkopplung einer aus einem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenz­ paarschaltung durch ein erstes und zweites Tiefpaßfilter, die seriell zwischen den zweiten Stromelektroden der ersten und zweiten Transistoren geschaltet sind, bestimmt werden, und eine negative Rückkopplung einer durch einen dritten und vierten Transistor gebildeten Differenzpaarschaltung durch ein drittes und viertes Tiefpaßfilter, die seriell zwischen die zweiten Stromelektroden des dritten und vierten Transi­ stors geschaltet sind, wodurch eine Mischerschaltung mit ho­ her Mischverstärkung und geringen Ausgangsverzerrungen bei einfachem Aufbau wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung kann das Gegenkopplungsnetzwerk des Mischerteils eine Bandpaßcharakteristik aufweisen, wodurch sich von den Frequenzen der Eingangssignale unterscheidende, unnötige Frequenzkomponenten reduziert und Ausgangsverzerrun­ gen der Mischerschaltung reduziert werden können.

In der Mischerschaltung kann eine negative Rückkopplung einer aus einem ersten und zweiten Transistor gebildeten Differenz­ paarschaltung durch ein erstes und zweites Bandpaßfilter, die seriell zwischen die zweiten Stromelektroden des ersten und zweiten Transistors geschaltet sind, bestimmt werden, und ei­ ne negative Rückkopplung einer durch einen dritten und vier­ ten Transistor gebildeten Differenzpaarschaltung durch ein drittes und viertes Bandpaßfilter, die seriell zwischen die zweiten Stromelektroden der dritten und vierten Transistoren geschaltet sind, wodurch eine Mischerschaltung mit hoher Mischverstärkung und geringen Ausgangsverzerrungen bei einfa­ chem Aufbau wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung weist das Tiefpaßfilter höherer Ord­ nung eine höhere Fähigkeit zur Elimination hoher Frequenzen auf, wodurch die Wirksamkeit der Verbesserung der Ausgangs­ nichtlinearität im Vergleich zum Einsatz eines Tiefpaßfilters erster Ordnung verbessert werden kann.

In der Mischerschaltung können eine Induktivität und ein Wi­ derstand in Serie geschaltet sein, wodurch der Platzbedarf verringert werden kann und eine für eine integrierte Schal­ tung geeignete Mischerschaltung wirksam erhalten werden kann.

In der Mischerschaltung ermöglicht ein Bandpaßfilter höherer Ordnung eine bessere Fähigkeit zum Eliminieren unnötiger Fre­ quenzkomponenten, wodurch die Ausgangsverzerrungen im Ver­ gleich zur Verwendung eines Tiefpaßfilters erster Ordnung verringert werden können.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispie­ len und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Darstellung des Aufbaus einer Mischerschaltung nach jedem der erfindungsgemäßen Ausfüh­ rungsbeispiele;

Fig. 2 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 3 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 4 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 5 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem vierten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 6 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem fünften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 7 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 8 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem siebten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 9 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem achten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 10 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem neunten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 11 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem zehnten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 12 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem elften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 13 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem zwölften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 14 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem dreizehnten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel;

Fig. 15 einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschaltung nach einem vierzehnten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel; und

Fig. 16 einen Schaltplan des Aufbaus einer bekannten Mischer­ schaltung.

Erstes Ausführungsbeispiel

Es folgt eine Beschreibung einer erfindungsgemäßen Mischer­ schaltung unter Bezugnahme auf Fig. 1 und 2. Bezugnehmend auf Fig. 1 kennzeichnet das Bezugszeichen 1 einen Verstärker mit einer solchen Charakteristik, daß die Verstärkung hin­ sichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die höher als eine Frequenz f1 einer Eingangsspannung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken eines an einem Ein­ gangsanschluß 2 eingegebenen Signals, und das Bezugszeichen 4 einen Mischerteil zum Mischen eines an einem Ausgangsanschluß 3 des Verstärkers 1 zugeführten Signals mit einem an einem Eingangsanschluß 5 eingegebenen Signal und zum Ausgeben des gemischten Signals an einem Ausgangsanschluß 6. Erste und zweite Eingangsspannung v1 und v2 stellen Signale mit unter­ schiedlichen Frequenzen f1 bzw. f2 dar.

Gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel weist der Verstärker 1 eine solche Charakteristik auf, daß die Verstärkung bezüglich einer die festgelegte Frequenz, die höher als die Frequenz f1 der Eingangsspannung v1 ist, überschreitenden Frequenz ver­ ringert ist, wodurch die Verstärkung hinsichtlich Harmoni­ scher eines in den Verstärker 1 eingegebenen Eingangssignals kleiner ist als die hinsichtlich eines gewünschten Signals und in dem Verstärker 1 kaum Harmonische erzeugt werden. So­ mit werden harmonische Komponenten eines durch den Verstärker 1 verstärkten Signals verringert. Aufgrund dieser Reduktion der harmonischen Komponenten in dem Verstärker 1 können In­ termodulationsstörungen oder dergleichen verringert werden, wodurch bei der Mischerschaltung gemäß dem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel ein Ausgangssignal mit einer geringeren Verzer­ rung als in bekannten Mischerschaltungen erzielt werden kann.

Unter der Annahme, daß f1 und f2 die Frequenzen der Eingangs­ spannungen v1 bzw. v2 darstellen und f1' die Frequenz einer Störwelle der Eingangsspannung v1, weisen in der Mischer­ schaltung erzeugte tertiäre Intermodulationsstörungen (IM3) Frequenzen {(2f1 - f1') - f2} und {(2f1' - f1) - f2} auf, wäh­ rend im Falle des Verstärkers 1 die Frequenzen (2f1 - f1') und (2f' - f) betragen. Bei einer Intermodulationsstörung handelt es sich um eine Komponente, die erzeugt wird, wenn zwei Signale (eines ist eine Störwelle) in einen einzelnen Eingang eingegeben werden.

Fig. 2 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus der Mischerschal­ tung nach dem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel. Bezugnehmend auf Fig. 2 kennzeichnet das Bezugszeichen 1A ei­ nen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteristik, daß sich die Verstärkung mit steigender Frequenz verringert, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Dif­ ferenzverstärkers 1A mit der Eingangsspannung v2. Die Mi­ scherschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist ge­ bildet aus dem Mischerteil 4A und dem Differenzverstärker 1A, zum Ausgeben erster und zweiter Ausgangsströme i1 und i2.

Der Differenzverstärker 1A ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q1 mit einer mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß 10 des Differenzverstärkers 1A verbundenen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 17 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q2 mit ei­ ner mit einem invertierenden Eingangsanschluß 11 des Diffe­ renzverstärkers 1A verbundenen Basis und einem mit einem er­ sten invertierenden Eingangsanschluß 18 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus Stromquellen 12 und 13 zum Extrahieren festgelegter Gleichströme von einem Knoten, der den Emitter des Transistors Q1 mit einem Tiefpaß­ filter 14 verbindet, bzw. einem Knoten, der den Emitter des Transistors Q2 mit dem Tiefpaßfilter 14 verbindet, wobei das Tiefpaßfilter 14 die Emittertransistoren Q1 und Q2 miteinan­ der verbindet.

Dieses Tiefpaßfilter 14 weist eine Frequenzcharakteristik auf, gemäß der die Frequenz f1 der ersten Eingangsspannung v1 nicht gedämpft wird, eine festgelegte Frequenz, die höher ist als die Frequenzen f1 und f2 ist, jedoch abgeschnitten wird.

Andererseits wird der Mischerteil 4A gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q3 mit einer Basis, einem Kollektor und ei­ nem Emitter, die mit einem zweiten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 15, einem ersten Ausgangsanschluß 19 bzw. dem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 verbunden sind, aus einem NPN-Bipolartransistor Q4 mit einer Basis, ei­ nem Kollektor und einem Emitter, die mit einem zweiten inver­ tierenden Eingangsanschluß 16, einem zweiten Ausgangsanschluß 20 bzw. dem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 verbunden sind, aus einem NPN-Bipolartransistor Q5 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten invertierenden Eingangsanschluß 16, dem ersten Ausgangsan­ schluß 19 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 18 verbunden sind, und aus einem NPN-Bipolartransistor Q6 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 15, dem zweiten Ausgangsanschluß 20 bzw. dem ersten invertierenden Eingangs­ anschluß 18 verbunden sind.

Die eingegebene erste Eingangsspannung v1 wird durch eine aus dem Transistoren Q1 und Q2 gebildete Emitter- Differenzpaarschaltung verstärkt, um als Differenz der ent­ sprechenden Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2 zu erscheinen. Die entsprechenden Kollektorströme der Transisto­ ren Q1 und Q2 definieren Schwanzströme einer aus den Transi­ storen Q3 und Q4 gebildeten Differenzpaarschaltung sowie ei­ ner aus den Transistoren Q5 und Q6 gebildeten. Die zweite Eingangsspannung v2 wird durch die aus den Transistoren Q3 und Q4 gebildete Emitter-Differenzpaarschaltung und durch die aus den Transistoren Q5 und Q6 gebildete verstärkt.

Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind miteinander über das Tiefpaßfilter 14 verbunden, wodurch sich eine negative Rückkopplungswirkung in der aus den Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung über das Tiefpaß­ filter 14 ergibt. Weiterhin ist eine zwischen den Emittern der Transistoren Q1 und Q2 bereitgestellte negative Rückkopp­ lungsschaltung durch das Tiefpaßfilter 14 gebildet, wodurch der Rückkopplungsgrad eines Signals mit einer die Grenzfre­ quenz des Tiefpaßfilters 14 überschreitenden Frequenz mit steigender Frequenz erhöht wird. Das bedeutet, daß die Ver­ stärkung der aus den Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emit­ ter-Differenzpaarschaltung bezüglich in dieser Emitter- Differenzpaarschaltung erzeugter Harmonischer geringer ist als die eines gewünschten Signals, wodurch in der durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung kaum Harmonische erzeugt werden. Daher werden harmonische Komponenten des durch die aus den Transi­ storen Q1 und Q2 gebildete Emitter-Differenzpaarschaltung verstärkten Signals verringert, wodurch die Schaltungslinea­ rität der Mischerschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbei­ spiel verbessert ist, was zu einem Ausgangssignal mit gerin­ gerer Verzerrung als bei der in Fig. 16 gezeigten, bekannten Mischerschaltung führt.

Zweites Ausführungsbeispiel

Fig. 3 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbei­ spiel. Bezugnehmend auf Fig. 3 kennzeichnet das Bezugszeichen 1Aa einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteri­ stik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die größer ist als eine Frequenz f1 einer Eingangs­ spannung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und ein Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1Aa mit einer Eingangsspannung v2. Der in Fig. 3 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist den­ selben Aufbau auf, wie der Mischerteil 4A gemäß Fig. 2. Wäh­ rend anstelle des Tiefpaßfilters 14 des in Fig. 2 gezeigten Differenzverstärkers 1A bei dem in Fig. 3 gezeigten Diffe­ renzverstärker 1Aa eine Induktivität 21 eingesetzt ist, ist der Aufbau der übrigen Teile der Differenzverstärker 1Aa und 1A identisch.

Die Induktivität 21 dient als ein Tiefpaßfilter, wodurch har­ monische Komponenten eines durch eine aus den Transistoren Q1 und Q2 gebildete Differenzpaarschaltung verstärkten Signals reduziert werden und die Linearität verbessert wird, so daß ein Ausgangssignal mit geringer Verzerrung erhalten werden kann, ähnlich der in Fig. 2 gezeigten Mischerschaltung. Der Aufbau des Tiefpaßfilters kann durch Verwenden der Induktivi­ tät 21 vereinfacht werden, wodurch eine exzellente Charakte­ ristik auf einfache Weise erzielt werden kann. Diese Wirkung wird auch bei Schaltungen mit seriell zwischen die Emitter­ transistoren Q1 und Q2 geschalteten Induktivitäten erzielt.

Drittes Ausführungsbeispiel

Fig. 4 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einen dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbei­ spiel. Bezugnehmend auf Fig. 4 kennzeichnet das Bezugszeichen 1Ab einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteri­ stik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die höher als eine Frequenz f1 einer Eingangsspan­ nung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Dif­ ferenzverstärkers 1Ab mit einer Eingangsspannung v2. Der in Fig. 4 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist denselben Aufbau auf, wie der in Fig. 2 gezeigte Mischerteil 4A. Wäh­ rend anstelle des in Fig. 2 gezeigten Tiefpaßfilters 14 des Differenzverstärkers 1A Widerstände 22 und 23 und eine Induk­ tivität 24 in dem in Fig. 4 gezeigten Differenzverstärker eingesetzt werden, sind die übrigen Teile der Differenzver­ stärker 1Ab und 1A im Aufbau miteinander identisch.

Die in Fig. 4 gezeigte Mischerschaltung unterscheidet sich von der gemäß Fig. 3 in dem Punkt, daß die Widerstände 22 und 23 mit der zwischen die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 gemäß Fig. 4 geschalteten Induktivität 24 in Serie geschaltet sind, während in Fig. 3 lediglich die Induktivität 21 zwi­ schen die Transistoren Q1 und Q2 geschaltet ist. In einer in­ tegrierten Halbleiterschaltung ist es derart problematisch, eine hohe Induktivität zu realisieren, daß es ggf. unmöglich ist, Harmonische ausschließlich unter Verwendung einer Induk­ tivitäts in ausreichender Weise zu reduzieren. Daher werden die Harmonischen durch Einfügen der Widerstände 22 und 23 weiter verringert. Aufgrund eines solchen Einfügens der Wi­ derstände 22 und 23 kann der erforderliche Induktivitätswert der Induktivität 24 verringert werden, wodurch der Anteil der die integrierte Halbleiterschaltung belegenden Fläche der In­ duktivität 24 verringert werden kann, so daß die durch das Tiefpaßfilter belegte Fläche reduziert werden kann.

Viertes Ausführungsbeispiel

Fig. 5 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einem vierten erfindungsgemäßen Ausführungsbei­ piel. Bezugnehmend auf Fig. 5 kennzeichnet das Bezugszeichen 1Ac einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteri­ stik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die höher ist als eine Frequenz f1 einer Eingangs­ spannung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1Ac mit einer Eingangsspannung v2. Der in Fig. 5 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist den­ selben Aufbau auf wie der in Fig. 2 gezeigte Mischerteil 4A. Während anstelle des in Fig. 2 gezeigten Tiefpaßfilters 14 des Differenzverstärkers 1A erste und zweite Induktivitäten 25 und 26 und ein kapazitives Element 27 in dem in Fig. 5 ge­ zeigten Differenzverstärker 1Ac eingesetzt sind, sind die üb­ rigen Teile der Differenzverstärker 1Ac und 1A im Aufbau mit­ einander identisch. Die Induktivitäten 25 und 26 sind seriell zwischen die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 geschaltet, während das kapazitive Element 27 zwischen einen Knoten zwi­ schen den Induktivitäten 25 und 26 und einen Massepotential­ punkt geschaltet ist.

Die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 sind miteinander über ein durch die beiden Induktivitäten 25 und 26 und das kapazi­ tive Element 27 gebildetes Tiefpaßfilter hoher Ordnung ver­ bunden, wodurch sich in der durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung eine negative Rück­ kopplungswirkung ergibt. Da es sich bei den zwischen die Emitter der Transistoren Q1 und Q2 geschalteten Elementen um Induktivitäten 25 und 26 handelt, steigt der Rückkopplungs­ grad mit steigender Signalfrequenz. Das durch die Induktivi­ täten 25 und 26 und das kapazitive Element 27 gebildete Fil­ ter weist jedoch eine Filtercharakteristik höher Ordnung auf, wodurch die Mischerschaltung nach dem vierten Ausführungsbei­ spiel im Vergleich zu der nach dem zweiten oder dritten Aus­ führungsbeispiel mehr Harmonische eliminieren kann. Die Ver­ stärkung der durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung ist nämlich hinsichtlich den in der Emitter-Differenzpaarschaltung erzeugten Harmonischen kleiner als die eines gewünschten Signals, wodurch in der durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung gemäß Fig. 5 kaum Harmonische erzeugt werden. Daher werden harmonische Komponenten in dem durch den Differenzverstärker 1Ac verstärkten Signal verringert, wo­ durch ein Ausgangssignal mit gegenüber der bekannten Mischer­ schaltung verringerter Verzerrung erhalten werden kann. Wäh­ rend es sich bei dem Tiefpaßfilter gemäß dem vierten Ausfüh­ rungsbeispiel um ein tertiäres Tiefpaßfilter handelt, kann die Wirkung der Elimination von Harmonischen verbessert wer­ den, wenn ein Filteraufbau höherer Ordnung eingesetzt wird. Es ist möglich, in einem Ausgangssignal der Mischerschaltung auftretende Intermodulationsstörungen durch Verringern der harmonischen Komponenten des Ausgangssignals des Differenz­ verstärkers 1Ac zu reduzieren.

Fünftes Ausführungsbeispiel

Fig. 6 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einem fünften erfindungsgemäßen Ausführungsbei­ spiel. Bezugnehmend auf Fig. 6 kennzeichnet das Bezugszeichen 1B einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteri­ stik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die höher ist als eine Frequenz f1 einer Eingangs­ spannung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1B mit einer Eingangsspannung v2. Die Mischerschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel ist gebildet aus dem Mischerteil 4A und dem Differenzverstärker 1B und gibt erste und zweite Ausgangsströme i1 und i2 an ei­ nem ersten bzw. einem zweiten Ausgangsanschluß aus.

Der Differenzverstärker 1B wird gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q7 mit einer mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß 30 verbundenen Basis und einem mit einem er­ sten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 des Mischer­ teils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q8 mit einer mit einem invertierenden Eingangsanschluß 31 verbundenen Basis und einem mit einem er­ sten invertierenden Eingangsanschluß 18 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus Tiefpaßfiltern 32 und 33, die seriell zwischen die Emitter der Transistoren Q7 und Q8 geschaltet sind, und aus einer Stromquelle 34 zum Extrahieren eines festgelegten Gleichstroms IEE von einem Knoten zwischen den Tiefpaßfiltern 32 und 33.

Die Tiefpaßfilter 32 und 33 führen zu keiner Dämpfung der Frequenz f1 der ersten Eingangsspannung v1 und weisen diesel­ be Frequenzcharakteristik auf.

Der in Fig. 6 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist denselben Aufbau auf, wie der in Fig. 2 gezeigte Mischerteil 4A.

Die Emitter der Transistoren Q7 und Q8 sind über die Tiefpaß­ filter 32 und 33 mit der Stromquelle 34 verbunden, wodurch sich eine negative Rückkopplungswirkung in der aus den Tran­ sistoren Q7 und Q8 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung ergibt. Da es sich bei den die Emitter der Transistoren Q7 und Q8 miteinander verbindenden Schaltungen um die Tiefpaß­ filter 32 und 33 handelt, ist der Rückkopplungsgrad für ein Signal mit einer die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 32 und 33 überschreitenden Frequenz mit steigender Frequenz vergrö­ ßert. Das bedeutet, daß die Verstärkung der aus den Transi­ storen Q7 und Q8 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung hinsichtlich in dieser Emitter-Differenzpaarschaltung erzeug­ ten Harmonischen geringer ist als die eines gewünschten Si­ gnals, wodurch die Linearität ähnlich dem ersten Ausführungs­ beispiel verbessert ist, so daß ein Ausgangssignal mit gegen­ über der bekannten Mischerschaltung verringerter Verzerrung erhalten werden kann.

Anstelle der Tiefpaßfilter 32 und 33 kann auch eine negative Rückkopplungsschaltung wie beispielsweise eine Schaltung be­ stehend aus der Induktivität 21 gemäß dem zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel, den Widerständen 22 und 23 und der Induktivi­ tät 24 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel oder den Induk­ tivitäten 25 und 26 und dem kapazitiven Element 27 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel eingefügt werden, um eine ähnli­ che Wirkung wie bei den vorgenannten Ausführungsbeispielen zu erzielen.

Sechstes Ausführungsbeispiel

Fig. 7 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einem sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsbei­ spiel. Bezugnehmend auf Fig. 7 kennzeichnet das Bezugszeichen 1C einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteri­ stik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer eine festgelegte Frequenz, die höher ist als eine Frequenz f1 einer Eingangs­ spannung v1 ist, überschreitenden Frequenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und ein Bezugszeichen 4B einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1C mit einer Eingangsspannung v2. Die in Fig. 7 gezeigte Mischerschaltung unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten darin, daß MOSFETs M1-M6 zur Bildung der Schaltung gemäß Fig. 7 eingesetzt werden, während zur Bildung der Mischerschaltung gemäß Fig. 2 bipolare Transisto­ ren verwendet werden. Durch die Verwendung der MOSFETs M1- M6 kann der Integrationsgrad der Schaltung weiter verbessert werden. In der erfindungsgemäßen Mischerschaltung können die bipolaren Transistoren auch in den übrigen Ausführungsbei­ spielen durch MOSFETs ersetzt werden.

Siebtes Ausführungsbeispiel

In einem siebten Ausführungsbeispiel ist die negative Rück­ kopplungsschaltung des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers 1 mit einer Bandpaßcharakteristik ausgestattet. Die negative Rück­ kopplungsschaltung des Verstärkers 1 weist eine Charakteri­ stik zum Abschneiden von Frequenzkomponenten außerhalb den im Bereich der Frequenz des an dem Eingangsanschluß 2 eingegebe­ nen Signals auf, wodurch die Verstärkung innerhalb des sich von dem in der Nähe der Frequenz des Eingangssignals des Ver­ stärkers 1 befindlichen unterscheidenden Frequenzbands ver­ ringert ist. Daher werden sich von einer gewünschten Fre­ quenzkomponente unterscheidende, unnötige Frequenzkomponenten in der Umgebung der Frequenz des Eingangssignals in dem Ver­ stärker 1 kaum erzeugt. Solche unnötige Frequenzkomponenten enthalten Intermodulationsstörungen, die sich aus der Summen- oder Differenzfrequenz der Frequenz f1 der Eingangsspannung v1 und der Frequenz f1' der beispielsweise an dem Eingangsan­ schluß 2 eingegebenen Störwelle ergeben. Mit anderen Worten ist der Verstärker 1 so ausgebildet, daß er eine Frequenzcha­ rakteristik aufweist, die eine Dämpfung solcher unnötigen Frequenzkomponenten ermöglicht. Die unnötigen Frequenzkompo­ nenten werden in dem durch den Verstärker 1 verstärkten Si­ gnal verringert, wodurch in der Mischerschaltung ein Aus­ gangssignal mit im Vergleich zum Fall der ausschließlichen Eliminierung hoher Frequenzen verringerter Verzerrung erhal­ ten werden kann.

Fig. 8 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus der Mischerschal­ tung nach dem erfindungsgemäßen siebten Ausführungsbeispiel. Bezugnehmend auf Fig. 8 kennzeichnet das Bezugszeichen 1D ei­ nen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteristik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer in der Umgebung einer Fre­ quenz f1 einer Eingangsspannung v1 befindlichen Frequenz ver­ ringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Aus­ gangssignals des Differenzverstärkers 1D mit einer Eingangs­ spannung v2. Die Mischerschaltung gemäß dem siebten Ausfüh­ rungsbeispiel wird aus dem Mischerteil 4A und dem Differenz­ verstärker 1D gebildet und gibt erste und zweite Ausgangs­ ströme i1 und i2 an ersten bzw. zweiten Ausgangsanschlüssen aus.

Der Differenzverstärker 1D ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q23 mit einer mit einem nicht invertieren­ den Eingangsanschluß 60 verbundenen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 des Mischer­ teils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q24 mit einer mit einem invertierenden Eingangsanschluß 61 verbundenen Basis und einem mit einem er­ sten invertierenden Eingangsanschluß 18 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus Stromquellen 62 und 63 zum Extrahieren festgelegter Gleichströme IEE von Kno­ ten zwischen den Emittern der Transistoren Q23 bzw. Q24 und einem Bandpaßfilter 64, wobei das Bandpaßfilter 64 die Emit­ ter der Transistoren Q23 und Q24 miteinander verbindet.

Das Bandpaßfilter 64 weist eine Frequenzcharakteristik zum Durchlassen von Signalen eines Frequenzbands in der Umgebung der Frequenzen f1 und f2 der Eingangsspannung v1 und v2 auf, während das Signal mit der Frequenz f1 nicht gedämpft wird.

Der in Fig. 8 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist denselben Aufbau auf wie der Mischerteil 4A gemäß Fig. 2.

Die Emitter der Transistoren Q23 und Q24 sind miteinander über das Bandpaßfilter 64 verbunden, wodurch sich in der aus den Transistoren Q23 und Q24 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung eine negative Rückkopplungswirkung er­ gibt. Weiterhin ist das Bandpaßfilter 64 zwischen die Emitter der Transistoren Q23 und Q24 geschaltet, wodurch der Rück­ kopplungsgrad hinsichtlich eines Signals mit einer von der Durchlaßfrequenz des Bandpaßfilters 64 verschiedenen Frequenz erhöht ist. Das bedeutet, daß die Verstärkung der aus den Transistoren Q23 und Q24 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung hinsichtlich in der Emitter- Differenzpaarschaltung erzeugter unnötiger Frequenzkomponen­ ten geringer ist als bei einem erwünschten Signal, wodurch kaum unnötige Frequenzkomponenten in der durch die Transisto­ ren Q23 und Q24 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung er­ zeugt werden. Daher sind unnötige Frequenzkomponenten in dem durch den Differenzverstärker 1D mit den Transistoren Q23 und Q24 verstärkten Signal verringert, wodurch ein Ausgangssignal mit gegenüber der bekannten Mischerschaltung verringerter Verzerrung erhalten werden kann.

Achtes Ausführungsbeispiel

Fig. 9 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischerschal­ tung nach einem achten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.

Bezugnehmend auf Fig. 9 kennzeichnet das Bezugszeichen 1Da einen Differenzverstärker mit einer solchen Charakteristik, laß die Verstärkung hinsichtlich einer nicht in der Umgebung einer Frequenz f1 einer Eingangsspannung v1 befindlichen Fre­ quenz verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1Da mit einer Ein­ gangsspannung v2. Der in Fig. 9 gezeigte Mischerteil 4A ent­ spricht und weist denselben Aufbau auf wie der Mischerteil 4A gemäß Fig. 8. Während in dem in Fig. 9 gezeigten Differenz­ verstärker 1Da anstelle des Bandpaßfilters 64 des in Fig. 8 gezeigten Differenzverstärkers 1D ein Widerstand 65, kapazi­ tive Elemente 66 und 67 und eine Induktivität 68 eingesetzt werden, sind die übrigen Teile der Differenzverstärker 1Da und 1D im Aufbau miteinander identisch.

Der Widerstand 65 ist zwischen die Emitter der Transistoren Q23 und Q24 geschaltet. Das kapazitive Element 66 weist eine erste Elektrode auf, die mit dem Emitter des Transistors 23 verbunden ist, und eine zweite Elektrode. Die Induktivität 68 weist ein erstes Ende auf, das mit der zweiten Elektrode des kapazitiven Elements 66 verbunden ist, und ein zweites Ende. Das kapazitive Element 67 weist erste und zweite Elektroden auf, die mit dem Emitter des Transistors Q24 bzw. dem zweiten Ende der Induktivität 68 verbunden sind.

Unter der Annahme, daß die erste Eingangsspannung v1 ein Si­ gnal der Frequenz f1 ist, sind der Widerstandswert RE des Wi­ derstands 65, der Induktivitätswert LE der Induktivität 68 und die Kapazitätswerte CE der kapazitiven Elemente 66 und 67 so gewählt, daß sie die nachfolgende Beziehung erfüllen, um nicht mehr als eine Impedanz RE/2 bei der Frequenz f1 zu er­ geben:

Wird die vorgenannte Beziehung in der Mischerschaltung gemäß dem achten Ausführungsbeispiel erfüllt, so wird eine hohe Verstärkung beibehalten, da der negative Rückkopplungsgrad der aus den Transistoren Q23 und Q24 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung im Bereich der Frequenz f1 verringert ist, während nicht nur Harmonisch reduziert werden, sondern auch unnötige, niedrige Frequenzkomponenten eliminiert werden können, da der Rückkopplungsgrad in den übrigen Frequenzbän­ dern erhöht ist. Eine ähnliche Wirkung kann auch erzielt wer­ den, wenn die Einstellung der Impedanz hinsichtlich der Fre­ quenz f1 verändert ist. Somit kann die Impedanz in Abhängig­ keit der erforderlichen Charakteristik in geeigneter Weise eingestellt werden.

Neuntes Ausführungsbeispiel

Fig. 10 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischer­ schaltung nach einem neunten erfindungsgemäßen Ausführungs­ beispiel. Bezugnehmend auf Fig. 10 kennzeichnet das Bezugs­ zeichen 1Db einen Differenzverstärker mit einer solchen Cha­ rakteristik, daß die Verstärkung hinsichtlich einer Frequenz in der Umgebung einer Frequenz f1 einer Eingangsspannung v1 verringert ist, zum Verstärken der Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mischerteil zum Mischen eines Aus­ gangssignals des Differenzverstärkers 1Db mit einer Eingangs­ spannung v2. Der in Fig. 10 gezeigte Mischerteil 4A ent­ spricht und weist den selben Aufbau auf wie der Mischerteil 4A gemäß Fig. 8.

Während in dem in Fig. 10 gezeigten Differenzverstärker 1Db anstelle des Bandpaßfilters 64 in dem in Fig. 8 gezeigten Differenzverstärker 1D ein Widerstand 70, kapazitive Elemente 71, 72 und 75 und Induktivitäten 73, 74 und 76 eingesetzt werden, sind die übrigen Teile der Differenzverstärker 1Db und 1D im Aufbau miteinander identisch.

Der Widerstand 70 verbindet die Transistoren 25 und 26 direkt miteinander. Das kapazitive Element 71 weist eine erste Elek­ trode auf, die mit dem Emitter des Transistors Q25 verbunden ist, und eine zweite Elektrode. Die Induktivität 73 weist ein erstes Ende auf, das mit der zweiten Elektrode des kapaziti­ ven Elements 71 verbunden ist, und ein zweites Ende. Die In­ duktivität 74 weist ein erstes Ende auf, das mit dem zweiten Ende der Induktivität 73 verbunden ist, und ein zweites Ende. Das kapazitive Element 72 weist erste und zweite Elektroden auf, die mit dem Emitter des Transistors Q26 bzw. dem zweiten Ende der Induktivität 74 verbunden sind.

Während die Mischerschaltung gemäß dem neunten Ausführungs­ beispiel nicht nur Harmonische verringern kann, sondern auch unnötige niedrige Frequenzkomponenten in ähnlicher Weise wie die Mischerschaltung gemäß dem achten Ausführungsbeispiel eliminieren kann, weist das Bandpaßfilter in dem neunten Aus­ führungsbeispiel eine höhere Ordnung auf, als das des achten Ausführungsbeispiels, und daher ist die Wirkung der Elimina­ tion unnötiger Frequenzkomponenten verbessert.

Zehntes Ausführungsbeispiel

Es folgt eine Beschreibung einer Mischerschaltung nach einem zehnten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel. Fig. 11 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus der Mischerschaltung nach dem zehnten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel. Bezugnehmend auf Fig. 11 kennzeichnet das Bezugszeichen 1E einen Diffe­ renzverstärker mit einer Bandpaßcharakteristik zum Verstärken einer Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4A einen Mi­ scherteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzver­ stärkers 1E mit einer Eingangsspannung v2. Die Mischerschal­ tung gemäß dem zehnten Ausführungsbeispiel ist gebildet aus dem Mischerteil 4A und dem Differenzverstärker 1E und gibt erste und zweite Ausgangsströme i1 und i2 an einem ersten bzw. einem zweiten Ausgangsanschluß aus.

Der Differenzverstärker 1E ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q27 mit einer mit einem nicht invertieren­ den Eingangsanschluß 80 des Differenzverstärkers 1E verbunde­ nen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 17 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q28 mit einer mit einem invertierenden Eingangsanschluß 81 des Diffe­ renzverstärkers 1E verbundenen Basis und einem mit einem er­ sten invertierenden Eingangsanschluß 18 des Mischerteils 4A verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus Bandpaßfiltern 82 und 83, die seriell zwischen die Emitter der Transistoren Q27 und Q28 geschaltet sind, und aus einer Stromquelle 84 zum Extrahieren eines festgelegten Gleichstroms IEE von einem Knoten zwischen den Bandpaßfiltern 82 und 83.

Die Bandpaßfilter 82 und 83 führen nicht zu einer Dämpfung der Signale im Bereich der Frequenzen f1 und f2 und weisen dieselben Frequenzcharakteristiken auf.

Der in Fig. 11 gezeigte Mischerteil 4A entspricht und weist denselben Aufbau auf wie der Mischerteil 4A gemäß Fig. 2.

Die Emitter der Transistoren Q27 und Q28 sind über die Band­ paßfilter 82 und 83 mit der Stromquelle 84 verbunden, wodurch sich in der aus den Transistoren Q27 und Q28 gebildeten Emit­ ter-Differenzpaarschaltung eine negative Rückkopplungswirkung ergibt. Die Schaltungen, die die Emitter der Transistoren Q27 und Q28 miteinander verbinden, sind die Bandpaßfilter 82 und 83, wodurch eine hohe Verstärkung durch geeignetes Einstellen beibehalten werden kann, zum Durchlassen des Eingangssignals der Frequenz f1 ohne Dämpfung, während nicht nur Harmonische reduziert, sondern auch unnötige, niederfrequente Komponenten eliminiert werden können, da der Rückkopplungsgrad in den üb­ rigen Frequenzbändern vergrößert ist, wodurch ein Ausgangs­ signal mit geringerer Verzerrung erzielt werden kann, ähnlich der Mischerschaltung gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel.

Elftes Ausführungsbeispiel

Es folgt eine Beschreibung einer Mischerschaltung nach einem elften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel. In dem elften Ausführungsbeispiel ist die negative Rückkopplungsschaltung des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers 1 im Gegensatz zu der Mi­ scherschaltung gemäß dem ersten oder siebten Ausführungsbei­ spiel nicht so ausgestaltet, daß sie eine Tiefpaß- oder Band­ paßcharakteristik aufweist, sondern es wird ein normaler Ver­ stärker eingesetzt. In dem elften Ausführungsbeispiel weist jedoch eine in einem Mischerteil 4 vorgesehene negative Rück­ kopplungsschaltung eine Tiefpaßcharakteristik auf.

Aufgrund der Tiefpaßcharakteristik der in dem Mischerteil 4 vorgesehenen negativen Rückkopplungsschaltung ist die Ver­ stärkung hinsichtlich Harmonischer eines in den Mischerteil 4 eingegebenen Eingangssignals im Vergleich zu der eines ge­ wünschten Signals verringert, wodurch in dem Mischerteil 4 kaum Harmonische erzeugt werden. Somit sind in den in den Mi­ scherteil 4 gemischten Signalen harmonische Komponenten ver­ ringert, wodurch ein Ausgangssignal mit geringerer Verzerrung als Ausgangssignal der Mischerschaltung erhalten werden kann.

Fig. 12 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus der Mischerschal­ tung nach dem elften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel. Bezugnehmend auf Fig. 12 kennzeichnet das Bezugszeichen 1F einen Differenzverstärker zum Verstärken einer Eingangsspan­ nung v1, und das Bezugszeichen 4C einen Mischerteil zum Mi­ schen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1F mit einer Eingangsspannung v2. Der Mischerteil 4C umfaßt eine ne­ gative Rückkopplungsschaltung mit einer Tiefpaßcharakteri­ stik. Die Mischerschaltung gemäß dem elften Ausführungsbei­ spiel ist gebildet aus dem Mischerteil 4C und dem Differenz­ verstärker 1F und gibt erste und zweite Ausgangströme i1 und i2 an einem ersten bzw. einem zweiten Ausgangsanschluß aus. Die ersten und zweiten Eingangsspannungen v1 und v2 sind Si­ gnale mit unterschiedlichen Frequenzen f1 bzw. f2.

Der Differenzverstärker 1F ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q9 mit einer mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß 90 des Differenzverstärkers 1F verbundenen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 95 des Mischerteils 4C verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q10 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem invertierenden Eingangsanschluß 91 des Differenzverstärkers 1F, einem ersten invertierenden Eingangsanschluß 96 des Mi­ scherteils 4C bzw. dem Emitter des Transistors Q9 verbunden sind, und aus einer Stromquelle 92 zum Extrahieren eines festgelegten Gleichstroms IEE von einem Knoten zwischen den Emittern der Transistoren Q9 und Q10.

Andererseits wird der Mischerteil 4C gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q11 mit einer mit einem zweiten nicht in­ vertierenden Eingangsanschluß 93 verbundenen Basis und einem mit einem ersten Ausgangsanschluß 97 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q12 mit einer mit einem zweiten invertierenden Eingangsanschluß 94 verbundenen Basis und einem mit einem zweiten Ausgangsan­ schluß 98 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q13 mit einer mit dem zweiten invertie­ renden Eingangsanschluß 94 verbundenen Basis und einem mit dem ersten Ausgangsanschluß 97 verbundenen Kollektor und ei­ nem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q6 mit einer mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 93 verbun­ denen Basis und einem mit dem zweiten Ausgangsanschluß 98 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem Tiefpaß­ filter 99, der zwischen den Emitter des Transistors Q11 und den ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 95 geschal­ tet ist, aus einem Tiefpaßfilter 100, das zwischen den Emit­ ter des Transistors Q12 und den ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 95 geschaltet ist, aus einem Tiefpaßfilter 101, das zwischen den Emitter des Transistors Q13 und den er­ sten invertierenden Eingangsanschluß 96 geschaltet ist, und aus einem Tiefpaßfilter 102, das zwischen den Emitter des Transistors Q14 und den ersten invertierenden Eingangsan­ schluß 96 geschaltet ist.

Die Tiefpaßfilter 99 bis 102 weisen Frequenzcharakteristiken auf, gemäß denen die Frequenzen f1 und f2 der ersten und zweiten Eingangsspannung v1 und v2 nicht gedämpft werden.

Die eingegebene erste Eingangsspannung v1 wird durch eine aus den Transistoren Q9 und Q10 gebildete Emitter- Differenzpaarschaltung verstärkt und erscheint als Differenz zwischen entsprechenden Kollektorströmen der Transistoren Q9 und Q10. Die entsprechenden Kollektorströme der Transistoren Q9 und Q10 definieren Schwanzströme einer aus den Transisto­ ren Q11 und Q12 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung so­ wie einer aus den Transistoren Q13 und Q14 gebildeten. Die zweite Eingangsspannung v2 wird durch die aus den Transisto­ ren Q11, Q12, Q13 und Q14 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltungen verstärkt.

Die Emitter der Transistoren Q11 und Q12 sind miteinander über die Tiefpaßfilter 99 und 100 verbunden und die Emitter der Transistoren Q13 und Q14 über die Tiefpaßfilter 101 und 102, wodurch eine negative Rückkopplungswirkung in der durch die Transistoren Q11 und Q12 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung über die Tiefpaßfilter 99 und 100 er­ zielt wird, während in der aus dem Transistoren Q13 und Q14 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung eine negative Rück­ kopplungswirkung durch die Tiefpaßfilter 101 und 102 erzielt wird.

Weiterhin sind die Tiefpaßfilter 99 und 100 zwischen die Emitter der Transistoren Q11 und Q12 geschaltet, wodurch der Rückkopplungsgrad für ein Signal mit einer die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 99 und 100 überschreitenden Frequenz mit steigender Frequenz vergrößert wird. Dies bedeutet, daß die Verstärkung der aus den Transistoren Q11 und Q12 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung hinsichtlich in dieser Emit­ ter-Differenzpaarschaltung erzeugter Harmonischer kleiner ist, als die eines gewünschten Signals, wodurch in der durch die Transistoren Q11 und Q12 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung kaum Harmonische erzeugt werden. Dies gilt auch für die aus den Transistoren Q13 und Q14 gebildete Emitter-Differenzpaarschaltung. Daher werden harmonische Kom­ ponenten der Signale reduziert, die in den aus den Transisto­ ren Q11 und Q12 und den Transistoren Q13 und Q14 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltungen gemischt werden, wie bei­ spielsweise Intermodulationsstörungen der Summe und der Dif­ ferenz der Frequenzen f1 und f2 der Eingangsspannungen v1 und v2, wodurch die Linearität der Mischerschaltung so verbessert wird, daß sich ein Ausgangssignal mit gegenüber der in Fig. 16 gezeigten bekannten Mischerschaltung verringerter Verzer­ rung erhalten werden kann.

Anstelle der Tiefpaßfilter 99 bis 102 kann alternativ eine negative Rückkopplungsschaltung wie beispielsweise eine Schaltung bestehend aus der Induktivität 21 gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel, den Widerständen 22 und 23 und der In­ duktivität 24 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel oder den Induktivitäten 25 und 26 und dem kapazitiven Element 27 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel eingefügt werden, um eine ähnliche Wirkung wie bei den vorgenannten Ausführungsbeispie­ len zu erzielen.

Zwölftes Ausführungsbeispiel

Fig. 13 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischer­ schaltung nach einem zwölften erfindungsgemäßen Ausführungs­ beispiel. Bezugnehmend auf Fig. 13 kennzeichnet das Bezugs­ zeichen 1G einen Differenzverstärker zum Verstärken einer Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4D einen Mischer­ teil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstär­ kers 1G mit einer Eingangsspannung v2. Der Mischerteil 4D um­ faßt eine negative Rückkopplungsschaltung mit einer Tiefpaß­ charakteristik. Die Mischerschaltung gemäß dem zwölften Aus­ führungsbeispiel ist gebildet aus dem Mischerteil 4D und dem Differenzverstärker 1G und gibt erste und zweite Ausgangs­ ströme i1 und i2 an einem ersten bzw. einem zweiten Ausgangs­ anschluß aus.

Der Verstärker 1G ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q15 mit einer mit einem nicht invertieren­ den Eingangsanschluß 110 des Verstärkers 1G verbundenen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Eingangsan­ schluß 116 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q17 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter die mit dem nicht invertierenden Eingangs­ anschluß 110 des Verstärkers 1G, einem ersten nicht invertie­ renden Eingangsanschluß 115 des Mischerteil 4D bzw. dem Emit­ ter des Transistor Q15 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q16 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem invertierenden Eingangsanschluß 111, einem ersten invertierenden Eingangsanschluß 117 bzw. dem Emitter des Transistors Q15 verbunden sind, aus einem NPN-Bipolartransistor Q18 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem invertierenden Eingangsan­ schluß 111, einem ersten invertierenden Eingangsanschluß 118 bzw. dem Emitter des Transistors Q15 verbunden sind, und aus einer Stromquelle 112 zum Extrahieren eines Gleichstroms IEE von einem Knoten zwischen den Emittern der Transistoren Q15 bis Q18.

Andererseits ist der Mischerteil 4D gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q19 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 113, einem ersten Ausgangsanschluß 119 des Mischerteils 4D bzw. dem ersten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 115 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q20 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 114, einem zweiten Ausgangsanschluß 120 des Mischerteils 4D bzw. dem ersten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 116 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q21 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit zweiten invertierenden Eingangsan­ schluß 114, dem ersten Ausgangsanschluß 119 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 116 verbunden sind, aus einer NPN-Bipolartransistor Q22 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 113, dem zweiten Ausgangsanschluß 120 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 118 verbunden sind, aus einem Tiefpaßfilter 121, das zwischen die Emitter­ transistoren Q19 und Q20 geschaltet ist, und aus einem Tief­ paßfilter 122, das zwischen die Emitter der Transistoren Q21 und Q22 geschaltet ist.

Die Emitter der Transistoren Q19 und Q20 sind über das Tief­ paßfilter 121 miteinander verbunden und die Emitter der Tran­ sistoren Q21 und Q22 über das Tiefpaßfilter 122, wodurch eine negative Rückkopplungswirkung in einer aus den Transistoren Q19 und Q20 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung durch das Tiefpaßfilter 121 erzielt wird, bzw. in der durch die Transistoren Q21 und Q22 gebildeten durch das Tiefpaßfilter 122.

Daher werden harmonische Komponenten der in den durch die Transistoren Q19 und Q20 und die Transistoren Q21 und Q22 ge­ bildeten Emitter-Differenzpaarschaltungen gemischten Signale ähnlich dem elften Ausführungsbeispiel verringert, wodurch die Linearität der Mischerschaltung so verbessert wird, daß ein Ausgangssignal mit gegenüber der in Fig. 16 gezeigten be­ kannten Mischerschaltung verringerter Verzerrung erhalten werden kann.

Anstelle der Tiefpaßfilter 121 und 122 kann eine negative Rückkopplungsschaltung wie beispielsweise eine Schaltung be­ stehend aus der Induktivität 21 gemäß dem zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel, den Widerständen 22 und 23 und der Induktivi­ tät 24 gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel oder den Induk­ tivitäten 25 und 26 und dem kapazitiven Element 27 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel alternativ eingefügt werden, um eine ähnliche Wirkung wie bei den vorgenannten Ausführungs­ beispielen zu erzielen.

Dreizehntes Ausführungsbeispiel

In einer Mischerschaltung gemäß einem dreizehnten Ausfüh­ rungsbeispiel weist die negative Rückkopplungsschaltung in dem in Fig. 1 gezeigten Mischerteil 4 eine Bandpaßcharakteri­ stik auf. Die negative Rückkopplungsschaltung in dem Mischer­ teil 4 weist eine Charakteristik zum Durchlassen der Frequen­ zen der an den Eingangsanschlüßen 3 und 5 eingegebenen Signa­ le auf, wodurch Signale in einem Frequenzband, das sich von dem die in den Mischerteil 4 eingegebenen Eingangssignale enthaltenden Band unterscheidet, reduziert werden. Daher wer­ den sich von einer gewünschten Frequenz unterscheidende, un­ nötige Frequenzkomponenten in dem Mischerteil 4 kaum erzeugt. Solche unnötige Frequenzkomponenten enthalten beispielsweise Intermodulationsstörungen. Mit anderen Worten ist der Mi­ scherteil 4 so aufgebaut, daß er eine Frequenzcharakteristik zum Dämpfen solcher unnötiger Frequenzkomponenten aufweist. Die unnötigen Frequenzkomponenten in den in dem Mischerteil 4 gemischten Signalen werden verringert, wodurch ein Ausgangs­ signal mit im Vergleich zum Falle des ausschließlichen Elimi­ nierens hoher Frequenzen verringerter Verzerrung erhalten werden kann.

Fig. 14 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus der Mischerschal­ tung nach dem erfindungsgemäßen dreizehnten Ausführungsbei­ spiel. Bezugnehmend auf Fig. 14 kennzeichnet das Bezugszei­ chen 1F einen Differenzverstärker zum Verstärken einer Ein­ gangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4E einen Mischerteil zum Mischen eines Ausgangssignals des Differenzverstärkers 1F mit einer Eingangsspannung v2. Die Mischerschaltung gemäß dem dreizehnten Ausführungsbeispiel wird gebildet aus dem Mi­ scherteil 4E und dem Differenzverstärker 1F und gibt erste und zweite Ausgangsströme i1 und i2 aus.

Der in Fig. 14 gezeigte Verstärker 1F entspricht und weist denselben Aufbau auf wie der Verstärker 1F gemäß Fig. 12.

Der Mischerteil 4E ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q29 mit einer mit einem zweiten nicht in­ vertierenden Eingangsanschluß 130 des Mischerteils 4E verbun­ denen Basis und einem mit einem ersten Ausgangsanschluß 134 des Mischerteils 4E verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q30 mit einer mit einem zwei­ ten invertierenden Eingangsanschluß 131 des Mischerteils 4E verbundenen Basis und einem mit einem zweiten Ausgangsan­ schluß 135 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einer NPN-Bipolartransistor Q31 mit einer mit einem zweiten inver­ tierenden Eingangsanschluß 131 verbundenen Basis und einem mit dem ersten Ausgangsanschluß 134 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q32 mit einer mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 130 verbundenen Basis und einem mit dem zweiten Ausgangsanschluß 135 verbundenen Kollektor und einem Emitter, aus einem Band­ paßfilter 136, das zwischen den Emitter des Transistors Q29 und einen ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 132 geschaltet ist, aus einem Bandpaßfilter 137 das zwischen den Emitter des Transistors Q30 und den ersten nicht invertieren­ den Eingangsanschluß 132 geschaltet ist, aus einem Bandpaß­ filter 138, das zwischen den Emitter des Transistors Q31 und einen ersten invertierenden Eingangsanschluß 133 geschaltet ist, und aus einem Bandpaßfilter 139, das zwischen den Emit­ ter des Transistors Q32 und den ersten invertierenden Ein­ gangsanschluß 133 geschaltet ist.

Die Bandpaßfilter 136 bis 139 weisen Frequenzcharakteristiken auf zum Durchlassen von Signalen in einem in der Umgebung der Frequenzen f1 und f2 befindlichen Frequenzband, wobei die Si­ gnale mit den Frequenzen f1 und f2 nicht gedämpft werden.

Die Emitter der Transistoren Q29 und Q30 sind über die Band­ paßfilter 136 und 137 miteinander verbunden, wodurch sich ei­ ne negative Rückkopplungswirkung in einer aus den Transisto­ ren Q29 und Q30 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung er­ gibt. Weiterhin stellen die Bandpaßfilter 138 und 139 gemein­ same Emitterelemente der Transistoren Q31 und Q32 dar, wo­ durch der Rückkopplungsgrad mit Ausnahme der Durchlaßfrequen­ zen der Bandpaßfilter 138 und 139 vergrößert ist. Dies bedeu­ tet, daß die Verstärkung einer aus den Transistoren Q29 und Q30 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung hinsichtlich in dieser Emitter-Differenzpaarschaltung gebildeter Harmonischer kleiner ist als hinsichtlich eines gewünschten Signals, wo­ durch unnötige Frequenzkomponenten in der durch die Transi­ storen Q29 und Q30 gebildeten Emitter-Differenzpaarschaltung kaum erzeugt werden. Daher sind unnötige Frequenzkomponenten der in dem die Transistoren Q29 und Q30 enthaltenden Mischer­ teil 4E gemischten Signale verringert, wodurch ein Ausgangs­ signal mit gegenüber der bekannten Mischerschaltung verrin­ gerter Verzerrung erhalten werden kann.

Vierzehntes Ausführungsbeispiel

Fig. 15 zeigt einen Schaltplan des Aufbaus einer Mischer­ schaltung nach einem vierzehnten erfindungsgemäßen Ausfüh­ rungsbeispiel. Das Bezugszeichen 1G kennzeichnet einen Diffe­ renzverstärker zum Verstärken einer Eingangsspannung v1, und das Bezugszeichen 4F einen Mischerteil zum Mischen eines Aus­ gangssignals des Differenzverstärkers 1G mit einer Eingangs­ spannung v2. Der Mischerteil 4F umfaßt eine negative Rück­ kopplungsschaltung mit einer Bandpaßcharakteristik. Die Mi­ scherschaltung gemäß dem vierzehnten Ausführungsbeispiel ist gebildet aus dem Mischerteil 4F und dem Differenzverstärker 1G und gibt erste und zweite Ausgangsströme i1 und i2 aus.

Der Verstärker 1G ist gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q15 mit einer mit einem invertierenden Ein­ gangsanschluß 110 des Verstärkers 1G verbundenen Basis und einem mit einem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß 143 des Mischerteils 4F verbundenen Kollektor und einem Emit­ ter, aus einem NPN-Bipolartransistor Q17 mit einer Basis, ei­ nem Kollektor und einem Emitter, die mit dem nicht invertie­ renden Eingangsanschluß 110, einem ersten nicht invertieren­ den Eingangsanschluß 142 bzw. dem Emitter des Transistors Q15 verbunden sind, aus einem NPN-Bipolartransistor Q16 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem in­ vertierenden Eingangsanschluß 111 des Verstärkers 1G, einem ersten invertierenden Eingangsanschluß 144 bzw. dem Emitter des Transistors Q15 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q18 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem invertierenden Eingangsanschluß 111, einem ersten invertierenden Eingangsanschluß 145 bzw. dem Emitter des Transistors Q15 verbunden sind, und aus einer Stromquelle 112 zum Extrahieren eines Gleichstroms IEE von einem Knoten zwischen den Emitter der Transistoren Q15 bis Q18.

Andererseits ist der Mischerteil 4F gebildet aus einem NPN- Bipolartransistor Q33 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß 140, einem ersten Ausgangsanschluß 146 des Mischerteils 4F bzw. einem ersten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 142 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q34 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit einem zweiten invertierenden Eingangs­ anschluß 141, einem zweiten Ausgangsanschluß 147 des Mischer­ teils 4F bzw. einem ersten nicht invertierenden Eingangsan­ schluß 143 verbunden sind, aus einem NPN-Bipolartransistor Q35 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten invertierenden Eingangsanschluß 141, dem er­ sten Ausgangsanschluß 146 bzw. dem ersten invertierenden Ein­ gangsanschluß 144 verbunden sind, aus einem NPN- Bipolartransistor Q36 mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter, die mit dem zweiten nicht invertierenden Ein­ gangsanschluß 140, dem zweiten Ausgangsanschluß 147 bzw. dem ersten invertierenden Eingangsanschluß 145 verbunden sind, aus einem Bandpaßfilter 148, das zwischen die Emitter der Transistoren Q33 und Q34 geschaltet ist, und aus einem Band­ paßfilter 149, das zwischen die Emitter der Transistoren Q35 und Q36 geschaltet ist.

Die Emitter der Transistoren Q33 und Q34 sind über das Band­ paßfilter 148 miteinander verbunden bzw. die Emitter der Transistoren Q35 und Q36 über das Bandpaßfilter 149, wodurch sich eine negative Rückkopplungswirkung in einer aus den Transistoren Q33 und Q34 gebildeten Emitter- Differenzpaarschaltung über das Bandpaßfilter 148 ergibt, bzw. in der durch die Transistoren Q35 und Q36 gebildeten über das Bandpaßfilter 149.

Daher werden unnötige Frequenzkomponenten der in den aus den Transistoren Q33 und Q34 und den Transistoren Q35 und Q36 ge­ bildeten Emitter-Differenzpaarschaltungen gemischten Signale ähnlich dem dreizehnten Ausführungsbeispiel verringert, wo­ durch ein Ausgangssignal mit geringerer Verzerrung als bei der bekannten Mischerschaltung erhalten werden kann.

Anstelle der Bandpaßfilter 148 und 149 kann alternativ eine negative Rückkopplungsschaltung wie beispielsweise eine Schaltung bestehend aus dem Widerstand 65, den kapazitiven Elementen 66 und 67 und der Induktivität 68 gemäß dem achten Ausführungsbeispiel oder dem Widerstand 70, den Induktivitä­ ten 73, 74 und 76 und den kapazitiven Elementen 71, 72 und 75 gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel eingefügt werden, um eine Wirkung ähnlich denen der vorgenannten Ausführungsbei­ spiele zu erzielen.

Zusammenfassend wird eine Mischerschaltung mit hoher Misch­ verstärkung und exzellenter Linearität offenbart, bestehend aus einem Verstärker zum Verstärken eines von zwei miteinan­ der zu mischenden Signalen. Der Verstärker umfaßt in einer negativen Rückkopplungsschaltung für dessen Ausgangssignal ein Tiefpaßfilter, das eine Eingangsspannung einer Frequenz nicht dämpft. Aufgrund des Tiefpaßfilters ist es durch Ver­ größerung des Rückkopplungsgrads möglich, Harmonische mit steigender Frequenz zu verringern.

Claims (12)

1. Mischerschaltung mit:

• a) einem Mischerteil (4A) mit einem ersten (17, 18) und ei­ nem zweiten (15, 16) Eingangsanschluß und einem Ausgangsan­ schluß (19, 20), zum Mischen eines in den ersten Eingangsan­ schluß eingegebenen ersten Signals mit einem in den zweiten Eingangsanschluß eingegebenen zweiten Signal, und
• b) einem Eingangsverstärkerteil (1D; 1Da; 1Db; 1E) mit ei­ nem Eingangsanschluß (60, 61; 80, 81) für ein Eingangssignal der Mischerschaltung, einem Ausgangsanschluß, der mit dem er­ sten Eingangsanschluß des Mischerteils verbunden ist, und ei­ nem Gegenkopplungsnetzwerk (64; 65-68; 70-76; 82, 83), das die Verstärkung des Eingangsverstärkerteils festlegt,

dadurch gekennzeichnet, daß

• a) das Gegenkopplungsnetzwerk eine Bandpaß-Filtercharakte­ ristik zum Durchlassen der Frequenz des Eingangssignals auf­ weist (Fig. 8, 9, 10, 11).

2. Mischerschaltung mit:

• a) einem Mischerteil (4A) mit einem ersten (17, 18) und ei­ nem zweiten (15, 16) Eingangsanschluß und einem Ausgangsan­ schluß (19, 20), zum Mischen eines in den ersten Eingangsan­ schluß eingegebenen ersten Signals mit einem in den zweiten Eingangsanschluß eingegebenen zweiten Signals, und
• b) einem Eingangsverstärkerteil (1Ac, 1Db) mit einem Ein­ gangsanschluß (10, 11; 60, 61) für ein Eingangssignal der Mi­ scherschaltung, einem Ausgangsanschluß, der mit dem ersten Eingangsanschluß des Mischerteils verbunden ist und einem Ge­ genkopplungsnetzwerk (25-27; 70-76), das die Verstärkung des Eingangsverstärkerteils festlegt,

dadurch gekennzeichnet, daß

• a) das Gegenkopplungsnetzwerk eine Tiefpaß-Filtercharakte­ ristik zweiter oder höherer Ordnung zum Durchlassen der Fre­ quenz des Eingangssignals aufweist (Fig. 5, 10).

3. Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Eingangsanschluß des Mischerteils einen ersten in­ vertierenden Eingangsanschluß (18; 48) und einen ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß (17; 47) aufweist,
der zweite Eingangsanschluß einen zweiten invertierenden Ein­ gangsanschluß (16; 46) und einen zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß (15; 45) aufweist,
der Eingangsanschluß des Eingangsverstärkerteils einen inver­ tierenden Eingangsanschluß (11; 41; 61) zum Eingeben des Ein­ gangssignals und einen nicht invertierenden Eingangsanschluß (10; 40; 60) aufweist, und
wobei der Eingangsverstärkerteil weiterhin umfaßt:
einen ersten Transistor (Q1; M1; Q23; Q25) mit einer mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers verbun­ denen Steuerelektrode, einer mit dem ersten nicht invertie­ renden Eingangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
einem zweiten Transistor (Q2; M2; Q24; Q26) mit einer mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers verbundenen Steuerelektrode, einer mit dem ersten invertierenden Ein­ gangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
einer ersten Stromquelle (12; 42; 62), die mit der zweiten Stromelektrode des ersten Transistors verbunden ist, zum Zu­ führen eines ersten Gleichstroms,
einer zweiten Stromquelle (13; 43; 63), die mit der zweiten Stromelektrode des zweiten Transistors verbunden ist, zum Zu­ führen eines zweiten Gleichstroms, und
einem Filter (14; 21; 22-24; 25-27; 44; 64; 65-68; 70-76), das zwischen die zweiten Stromelektroden des ersten und zwei­ ten Transistors geschaltet ist (Fig. 2, 3, 4, 5, 7, 8, 9, 10).

4. Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Eingangsanschluß des Mischerteils einen ersten in­ vertierenden Eingangsanschluß (18) und einen ersten nicht in­ vertierenden Eingangsanschluß (17) aufweist,
der zweite Eingangsanschluß einen zweiten invertierenden Ein­ gangsanschluß (16) und einen zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß (15) aufweist,
der Eingangsanschluß des Eingangsverstärkerteils einen inver­ tierenden Eingangsanschluß (31; 81) zum Eingeben des Ein­ gangssignals und einen nicht invertierenden Eingangsanschluß (30; 80) aufweist, und
wobei der Eingangsverstärkerteil weiterhin umfaßt:
einen ersten Transistor (Q7; Q27) mit einer mit dem nicht in­ vertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers verbundenen Steuerelektrode, einer mit dem ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
einen zweiten Transistor (Q8; Q28) mit einer mit dem inver­ tierenden Eingangsanschluß des Eingangsverstärkerteils ver­ bundenen Steuerelektrode, einer mit dem ersten invertierenden Eingangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
ein erstes Filter (32; 82) mit einem mit der zweiten Strom­ elektrode des ersten Transistors verbundenen ersten Ende, und einem zweiten Ende,
ein zweites Filter (33; 83) mit einem mit der zweiten Strom­ elektrode des zweiten Transistors verbundenen ersten Ende, und einem mit dem zweiten Ende des ersten Filters verbundenen zweiten Ende, und
einer Stromquelle (34; 84), die mit dem zweiten Ende des er­ sten Filters verbunden ist, zum Zuführen eines festgelegten Gleichstroms (Fig. 6, 11).

5. Mischerschaltung mit:

• a) einem Mischerteil (4C; 4D; 4E; 4F) mit einem ersten (95, 96; 115-118; 132, 133; 142-145) und einem zweiten (93, 94; 113, 114; 130, 131; 140, 141) Eingangsanschluß und einem Aus­ gangsanschluß (97, 98; 119, 120; 134, 135; 146, 147), zum Mi­ schen eines an dem ersten Eingangsanschluß anliegenden ersten Signals mit einem an dem zweiten Eingangsanschluß anliegenden zweiten Signal, und
• b) einem Eingangsverstärkerteil (1F; 1G) mit einem Ein­ gangsanschluß (90, 91; 110, 111; 40, 41) für ein Eingangs­ signal der Mischerschaltung und einem mit dem ersten Ein­ gangsanschluß des Mischerteils verbundenen Ausgangsanschluß, zum Verstärken des Eingangssignals und zum Ausgeben desselben an den Mischerteil als das erste Signal,

dadurch gekennzeichnet, daß

• a) der Mischerteil (4C; 4D; 4E; 4F) eine vorbestimmte Fil­ tercharakteristik zum Durchlassen der Frequenz des Eingangs­ signals aufweist (Fig. 12, 13, 14, 15).

6. Mischerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Eingangsanschluß des Mischerteils einen ersten in­ vertierenden Eingangsanschluß (96; 133) und einen ersten nicht invertierenden Eingangsanschluß (95; 132) aufweist,
der zweite Eingangsanschluß einen zweiten invertierenden Ein­ gangsanschluß (94; 131) und einen zweiten nicht invertieren­ den Eingangsanschluß (93; 130) aufweist,
der Ausgangsanschluß des Mischerteils einen ersten (97; 134) und zweiten (98; 135) Ausgangsanschluß aufweist, und
wobei der Mischerteil weiterhin umfaßt:
einen ersten Transistor (Q11; Q29) mit einer mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß verbundenen Steuerelek­ trode, einer mit dem ersten Ausgangsanschluß verbundenen er­ sten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
einen zweiten Transistor (Q12; Q30) mit einer mit dem zweiten invertierenden Eingangsanschluß verbundenen Steuerelektrode, einer mit dem zweiten Ausgangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
ein erstes Filter (99; 136) mit einem mit der zweiten Strom­ elektrode des ersten Transistors verbundenen ersten Ende, und einem mit dem ersten invertierenden Eingangsanschluß verbun­ denen zweiten Ende,
ein zweites Filter (100; 137) mit einem mit der zweiten Stromelektrode des zweiten Transistors verbundenen ersten En­ de, und einem mit dem ersten invertierenden Eingangsanschluß verbundenen zweiten Ende,
einen dritten Transistor (Q13; Q31) mit einer mit dem zweiten invertierenden Eingangsanschluß verbundenen Steuerelektrode, einer mit dem ersten Ausgangsanschluß verbundenen ersten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
einen vierten Transistor (Q14; Q32) mit einer mit dem zweiten nicht invertierenden Eingangsanschluß verbundenen Steuerelek­ trode, einer mit dem zweiten Ausgangsanschluß verbundenen er­ sten Stromelektrode, und einer zweiten Stromelektrode,
ein drittes Filter (101; 138) mit einem mit der zweiten Stromelektrode des dritten Transistors verbundenen ersten En­ de, und einem mit dem ersten nicht invertierenden Eingangsan­ schluß verbundenen zweiten Ende, und
ein viertes Filter (102; 139) mit einem mit der zweiten Stromelektrode des vierten Transistors verbundenen ersten En­ de, und einem mit dem ersten nicht invertierenden Eingangsan­ schluß verbundenen zweiten Ende (Fig. 12, 14).

7. Mischerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Filtercharakteristik eine Tiefpaßcharakteri­ stik darstellt (Fig. 12, 13).

8. Mischerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Filtercharakteristik eine Bandpaßcharakteri­ stik darstellt (Fig. 14, 15).

9. Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 3, 4 und 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Filter zweiter oder höherer Ordnung umfaßt (Fig. 5, 10).

10. Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmt Filtercharakteristik durch eine Induktivität (21; 24; 25, 26; 68; 73, 74) erzielt wird (Fig. 3, 4, 5, 9, 10).

11. Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 3, 4 und 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß
das Filter ein Tiefpaßfilter umfaßt, und das Tiefpaßfilter umfaßt:
eine Reihenschaltung mit einer Induktivität (24) und Wider­ ständen (22, 23), die zwischen die zweiten Stromelektroden des ersten (Q1) und zweiten (Q2) Transistors geschaltet sind (Fig. 4).

12. Mischerschaltung mit:

• a) einem ersten, zweiten, dritten und vierten Signalein­ gangsanschluß (15, 16, 30, 31),
• b) einem ersten und zweiten Signalausgangsanschluß (19, 20)
• c) einem ersten Transistor (Q3) mit einer mit einem ersten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode, einer mit dem er­ sten Signalausgangsanschluß (19) verbundenen zweiten Strom­ elektrode und einer mit dem ersten Signaleingangsanschluß (15) verbundenen Steuerelektrode,
• d) einem zweiten Transistor (Q4) mit einer mit dem ersten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode, einer mit dem zwei­ ten Signalausgangsanschluß (20) verbundenen zweiten Strom­ elektrode und einer mit dem zweiten Signaleingangsanschluß (16) verbundenen Steuerelektrode,
• e) einem dritten Transistor (Q5) mit einer mit einem zwei­ ten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode, einer mit dem ersten Signalausgangsanschluß (19) verbundenen zweiten Strom­ elektrode und einer mit dem zweiten Signaleingangsanschluß (16) verbundenen Steuerelektrode,
• f) einem vierten Transistor (Q6) mit einer mit dem zweiten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode, einer mit dem zwei­ ten Signalausgangsanschluß (20) verbundenen zweiten Strom­ elektrode und einer mit dem ersten Signaleingangsanschluß (15) verbundenen Steuerelektrode,
• g) einem fünften Transistor (Q7) mit einer mit dem ersten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode und einer mit dem dritten Signaleingangsanschluß (30) verbundenen Steuerelek­ trode,
• h) einem sechsten Transistor (Q8) mit einer mit dem zweiten Knoten verbundenen ersten Stromelektrode und einer mit dem vierten Signaleingangsanschluß (31) verbundenen Steuerelek­ trode,

gekennzeichnet durch

• a) eine mit einem dritten Knoten verbundene Stromquelle (34),
• b) eine zwischen eine zweite Stromelektrode des fünften Transistors und den dritten Knoten geschaltete erste Indukti­ vität,
• c) eine zwischen eine zweite Stromelektrode des sechsten Transistors und den dritten Knoten geschaltete zweite Induk­ tivität (Fig. 6).