DE2219122A1 - Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer und HF-Verstärker mit verbesserter Intermodulationsunterdrückung - Google Patents
Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer und HF-Verstärker mit verbesserter IntermodulationsunterdrückungInfo
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Description
PATENTANWÄLTE "
DIPL.-ING. LEO FLEUCHAUS DR.-ING. HANS LEYH
München 71, 18. April 19
Melchiorstr. 42
Unser Zeichen: M265P-791
Motorola, Inc. 9401 West Grand Avenue Franklin Park, Illinois
V.St.A.'
Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer und HF-Verstärker mit verbesserter
Intermodulationsunterdrückung
Die Erfindung betrifft eine Feldeffekttransistorstufe,
insbesondere als Mischer und HF-Verstärker zur Verarbeitung von HF-Signalen bei gleichzeitiger hoher Intermodulationsunterdrückung.
Der zunehmende Bedarf von Frequenzen, insbesondere im
HF-Frequenzbereich und die entsprechend vielseitige Anwendung führt zu unerwünschten Nebeneffekten bei
HF-Nachrichtenverbindungen, wenn die Zahl der Übertragungen auf den verschiedenen Frequenzen zunimmt. Eine dieser
unerwünschten Erscheinungen ist die Intermodulation, · die sich aus der Mischung von zwei Signalen mit unterschiedlichen
Frequenzen ergibt, wenn eine dritte, bestimmte
Fs/ba BAD ORIGINAL Frequenz
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X M265P-791
Frequenz durch die Mischung erzeugt werden soll. Überdies
entstehen aus zwei Signalen ausserhalb des Übertragungskanals, die von zwei verschiedenen Sendern mit unterschiedlichen
Frequenzen herrühren können, unerwünschte Mischprodukte, wenn diese Signale in einem nichtlinearen
Schaltglied eines Empfängers, der auf die Übertragung eines dritten Signals im Überlagerungskanal abgestimmt
ist,kombiniert werden. Die Mischung von zwei Signalen ausserhalb des Übertragungskanals kann zu Mischprodukten
führen, deren Frequenzen gleich der Summe der Frequenzen der beiden Signale ausserhalb des Übertragungskanals,
der Differenz der Frequenzen der beiden Signale ausserhalb des Übertragungskanals, oder der harmonischen
der Frequenzen der beiden Signale ausserhalb des Übertragungskanals sein können. Durch.die Mischung dieser Frequenzprodukte
im Empfänger können überdies noch weitere Frequenzen entstehen. Dabei kann eines dieser Intermodulationsprodukte
der Frequenz des Signals im Übertragungskanal entsprechen. Die erwähnten Nichtlinearitäten treten in allen Schaltungen
auf, die aktive Schaltelemente enthalten, d.h. Vakuumröhren, Transistoren, Dioden usw.. Da diese Elemente Übertragungscharakteristiken haben, die in einem gewissen Umfang nicht
linear sind. Die Grössenordnung der Nichtlinearität bestimme zum Teil die Anzahl, die Amplitude und die Frequenz der
Intermodulationsprodukte.
Ein Verfahren, um die Amplitude der Intermodulationsprodukte zu 'verkleinern besteht darin, die Selektivität von Vorstufen
und HF-Verstärkern, die vor dem Mischer eines Empfängers angeordnet sind, zu vergrössern. Mit einer zunehmenden
Unterdrückung von Signalen ausserhalb des Übertragungskanals, lässt sich die Signalgrösse der Intermodulation verringern.
Diesem Verfahren sind jedoch Grenzen gesetzt, da nämlich der Verstärker mit Vorstufen versehen werden muss, z.B.
BAD ORIGINAL - 2 - abgestimmten
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Μ265Ρ-791
abgestimmten Resonanzkreisen, oder dergleichen, um die
Selektivität zu vergrössern. In diesen Vorstufen entstehen wiederum Verluste, sodass dadurch die Empfindlichkeit
des Verstärkers wieder verringert wird.
Ein weiteres Verfahren um die Amplitude von Intermodulationsprodukten
zu verringern, ist die Verwendung einer automatischen Verstärkungsregelung, um die Empfindlichkeit eines
Empfängers selektiv einzustellen. Eine automatische Verstärkungsregelung, welche die Verstärkung von HF-Stufen
proportional der Amplitude des Eingangssignals verringert, verringert auch die Amplitude der unerwünschten Signale
und damit die Amplitude der Intermodulationsprodukte. Die Verwendung einer erhöhten Selektivität und einer automatischen
Verstärkungsregelung stellen jedoch keine zufriedenstellenden Verfahren dar, um die Intermodulationsprodukte in einem
Empfänger zu verringern, wenn dieser auf Signale mit sehr niedrigem Signalpegel ansprechen soll.
Die Intermodulationsprodukte, die die meisten nachteiligen Einflüsse für das Verhalten eines Empfänger mit sich bringen,
werden im HF-Verstärker und im Mischer erzeugt. Dies ist der Fall, da die Intermodulationsprodukte der dem Mischer
folgenden Stufe durch ein Anheben ihrer Empfindlichkeit verringert werden können. Von den beiden genannten Stufen
erzeugt der Mischer üblicherweise die Intermodulationsprodukte mit den grössten Amplituden, da das vom HF-Verstärker angelegte
Eingangssignal grosser als das von der Antenne oder den Vorstufen an den HF-Verstärker angelegte Signal ist.
Um die Intermodulationsprodukte in HF-Verstärkern und Mischern zu verringern, ist es bereits bekannt Feldeffekttransistoren
zu verwenden, da sie eine Vorspannungsmöglichkeit für einen Betrieb nach einer im wesentlichen quadratischen
Gesetzmässigkeit ermöglichen.
Für solche Mischer finden Standard-Feldeffekttransistoren
- 3 - mit
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** M265P-791
mit einer Pinch-off-Spannung von nicht mehr als 8 Volt
Verwendung, wobei der Senkensättigungsstrom innerhalb eines Bereiches von 4 mA bis etwa 20 mA liegt. Diese
Mischer haben für Intermodulationsprodukte dritter Ordnung einen Unterdrückungsfaktor in der Grössenördnung
von 85 db, was etwa 20 db (10 Mal) mehr als der Unterdrückungsfaktor von bipolaren Transistoren ist. Obwohl
Feldeffekttransistor-Mischer mit einer Intermodulationsunterdrückung von etwa 85 db für viele Anwendungsfälle
ausreichend sind, genügen solche Mischer nicht den Anforderungen in sehr empfindlichen Empfängern, die in
einem HF-Frequenzbereich arbeiten, in welchem verhältnismässig viele Stationen hoher Leistung und mit nah beieinanderliegenden
Sendefrequenzen liegen. Diese Bedingungen sind jedoch zumindest in den Bändern für die HF-Übertragung
gegeben, in denen kommerzieller Verkehr stattfindet. Es gilt daher als sehr schwierig, den Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
für Mischer, insbesondere bei Empfängern, weiter zu vergrössern als dies mit Standard-Feldeffekttransistoren
bereits erzielbar ist.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Feldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer oder
HF-Verstärker zu schaffen, mit der die Intermodulationsunterdrückung sich weiter verbessern lnsst. Dabei sollen
derartige Stufen vorzugsweise als Festkörperstufen aufgebaut und für die Verwendung in sehr empfindlichen Nachrichtenempfängern
geeignet sein. Diese Nachrichtenempfänger sollen trotz der überdurchschnittlich hohen Intermodulations-Unterdrückung
unter Verwendung von Mischern und HF-Verstärkern herstellbar sein, die vorzugsweise aus Standard-Feldeffekttransistoren
herstellbar sind. Es sollen jedoch auch Wege gezeigt werden, wie spezielle Feldeffekttransistoren aufzubauen
sind, die eine wesentlich höhere Tntermodulations-
- 4 - unterdrückung
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Unterdrückung gegenüber Stufen mit der gleichen Anzahl von Standard-Feldeffekttransistoren erzielen lassen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass ein Feldeffekttransistor bestimmter Dimensionierung
und Dotierung zur Erzielung einer Tor-pinch-off-Spannung, die zumindest um 20$ grosser als die Tor-pinch-off-Spannung
eines Standard-Feldeffekttransistors,für kleine Signale ist, Verwendung findet, dass die Amplitude
des über die Quellen-Senkenstrecke 70, 74 fliessenden Stromes in Abhängigkeit von einer der Tor-pinqh-off-Spannung
gleichenden Sperrvorspannung zwischen dem Tor und der Quelle 70. im wesentlichen 0 ist, dass das
Tor über eine Eingangsschaltung an einer ersten Signalquelle liegt und die Quelle an eine zweite Schaltung
34, 38, 39 angeschlossen ist, dass über die Eingangsschaltung Eingangssignale bestimmter Frequenz anlegbar sind,
die erste und zweite unerwünschte Signale mit von der bestimmten Frequenz verschiedenen Frequenzen enthalten können, wobei
diese unerwünschten Signale zu einer Intermodulation im Feldeffekttransistor neigen und ein unerwünschtes Intermodulationssignal
mit der bestimmten Frequenz an der Quellen-Senkenstrecke erzeugen, und dass der konstruktive
Toraufbau, sowie der Aufbau der Quellen-Senkenstrecke als Folge einer erhöhten Pinch-off-Spannung derart zusammenwirken,
dass die Amplitude des Intermodulationssignals verkleinert wird.
Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Die Ziele der Erfindung lassen sich in vorteilhafter Weise bei HF-Verstärkern oder Mischern durch die Verwendung
speziell entwickelter Feldeffekttransistoren für grosse Signale und grosse Leistungen verwirklichen, die
- 5 - entweder
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entweder eine niedrige Eingangsimpedanz, eine hohe Tor-pinch-off-Spannung oder eine Kombination dieser
beiden Eigenschaften aufweisen und sich somit gegenüber Standard-Feldeffektransistoren für kleine Signale und
niedere Leistungen unterscheiden. Die niedere Eingangsimpedanz kann durch die Parallelschaltung einer Vielzahl
von Standard-Feldeffekttransistoren entweder in einer Quellen-Basisschaltung oder einer Tor-Basisschaltung
erzielt werden. Die gleichen Ergebnisse lassen sich auch mit einem speziell entwickelten Feldsffekttransistor
für grosse Leistung und grosse Signale erzielen, dessen Kanalbreite grosser als die vergleichbare Kanalbreite
von Standard-Feldeffekttransistoren ist. Durch ein Verringern der Eingangsimpedanz ist die Amplitude des Bezugssignals am Eingang des Feldeffekttransistors verkleinert,
womit sich die Intermodulationsunterdrückung für Mischer oder HF-Verstärker verbessert. Zusätzlich kann die
Pinch-off-Spannung vergrössert werden, indem das Dotierungsniveau für das Tor und die Quellen-Senkenstrecke entsprechend
eingestellt wird.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung. Es zeigen:
Fig. 1 das Schaltbild eines Mischers mit einem zusammengesetzten Feldeffekttransistor, der aus mehreren
Feldeffekttransistoren besteht, die mit gemeinsamer Quelle parallel geschaltet sind.
Fig. 2 das Schaltbild eines Mischers mit einem zusammengesetzten
Feldeffekttransistor aus einer Vielzahl von Feldeffekttransistoren, die mit gemeinsamer
Basis parallel geschaltet sind.
- 6 - Fig. 3
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Fig. 3 das Schaltbild eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor,
der im Vergleich mit Standard-Feldeffekttransistoren eine vergrösserte Kanalbreite aufweist.
Fig. 4 ein Kennlinienfeld für den Feldeffekttransistor gemäss Fig. 3.
Für HF-Verstärker- und Mischerschaltungen finden Standard-Feldeffekttransistoren
wegen des Vorteils der ihnen eigenen linearen Charakteristiken Verwendung. Bekannte Schaltungen
verwenden Feldeffekttransistoren für niedere Leistung und kleine Signale in sorgfältig ausgelegtem Schaltungsaufbau,
um die Eigenschaften möglichst optimal zu nutzen, ohne jedoch derartige Feldeffekttransistoren selbst zu optimieren.
Als Standard-Feldeffekttransistor wird ein solcher bezeichnet, der eine Pinch-off-Spannung am Tor von nicht mehr als ungefähr
8 Volt aufweist und dessen Sättigungsstrom zwischen etwa 4 bis 20 mA liegt. Die speziellen charakteristischen Eigenschaften
des Feldeffekttransistors, die zu Intermodulationsverzerrungen beitragen, wurden bisher offensichtlichnicht
ausreichend verstanden, bzw. berücksichtigt. Mischer mit Standard-Feldeffekttransistoren haben, wie sich durch Experiment
feststellen lässt, einen Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
im Bereich von etwa 80 db bis etwa 86 db.
Die nachfolgende mathematische Ableitung bestimmt das angenäherte,quantitative Verhältnis zwischen der Intermodulations-Unterdrückung
eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor, der Pinch-off-Spannung am Tor (Vp·. , der Spitzenamplitude des
Signals für den eingeschalteten Kanal.(V ), das als Bezugsniveau zur Messung der Intermodulation verwendet wird und
den Koeffizienten zweiter und vierter Ordnung der t'ayler1 sehen
Reihe der Übertragungscharakteristik des Feldeffekttransistors.
- 7 - Nachdem
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° M265P-791
Nachdem die Gleichung für die Intermodulation eines Mischers
abgeleitet ist, wird diese dazu verwendet, um mathematisch den theoretischen Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
eines Standard-Feldeffekttransistors zu bestimmen, welcher, soweit bekannt, bisher nur empirisch festgestellt wurde.
Anschliessend wird dann die Gleichung im Hinblick auf den Entwurf verbesserter Mischer mit Feldeffekttransistoren
diskutiert. Es werden auch die Ergebnisse einer entsprechenden mathematischen Analyse für einen Feldeffekttransistor
gegeben, der in einem HF-Verstärker verwendet wird, wobei diese Ergebnisse das Verhältnis zwischen der
Intermodulationsunterdrückung, der Pineh-off-Spannung am Tor, dem Bezugsniveau sowie dem ersten und dritten Koeffizienten
der tayler1sehen Reihe offenbaren und erläutern
Der Schaltungsaufbau der Eingangsstufe eines HF-Empfängers
hängt von dem gewünschten, charakteristischen Verhalten des Empfängers ab. Bei Oberlagerungsempfängern ist es bekannt,
HF-Verstärker zu benutzen, die eine Antenne oder eine HF- Eingangsstufe zur Frequenzauswahl mit einem Mischer verbinden.
Bei anderen Empfängern wird der Mischer direkt an die Antenne über eine HF-Eingangsstufe zur Frequenzauswahl oder über
andere passive frequenzselektive Netzwerke angeschlossen. Da die Selektivität grundsätzlich das Intermodulationsproblem
in den nachfolgenden Stufen verringern kann, haben die HF-Verstärker und Mischer gewöhnlich den grössten Einfluss
auf die Unterdrückung der Intermodulation bei Oberlagerungsempfängern.
Wenn sowohl ein Mischer als auch ein HF-Verstärker im Empfänger Verwendung findet, werden die
Intermodulationskomponenten in der Regel hauptsächlich im Mischer erzeugt. Der HF-Verstärker neigt weniger zur Intermodulation,
da er kleinere Signale von der Antenne oder der HF-Eingangsstufe enthält als er ausgangsseitig an den
Mischer abgibt. Überdies sind auch die Koeffizienten der
- 8 - tayler'sehen
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Taylftr'schen Reihe, die den. Anteil an Intermodulation
angeben, in der Regel geringfügig grosser für einen nach . quadratischer Gesetzmässigkeit vorgespannten Mischer
als für eine linear vorgespannte HF-Stufe.
Die von einem Feldeffekttransistor-Mischer oder einem
Feldeffekttransistor-Verstärker erzeugten Intermoduiationsprodukte sind das Ergebnis von Nichtlinearitäten dieser
Transistoren. Sowohl die Übertragungscharakteristik als auch die Eingangsgrenzschicht sowie der Ouellen-Senkenkanal
können zu der Erzeugung von Intermodulationsprodukten bei einem Verstärker oder Mischer mit einem Feldeffekttransistor
beitragen. Der unerwünschte Einfluss der Eingangsgrenzschicht oder des Tor-Quellenübergangs eines Feldeffekttransistors
auf die Intermodulation kann aus praktischen Erwägungen im wesentlichen auf die Kontrolle der Amplitude des Eingangssignals sowie das Vorspannen des Feldeffekttransistors derart
reduziert werden, dass der Tor-Quellenübergang niemals
in Durchlassrichtung vorgespannt ist. Der unerwünschte Einfluss des Quellen-Senkenkanals auf die listermodulation
kann dadurch verringert werden, dass die für den Mischer gewählte Last derart festgelegt wird, dass die Lastkennlinie
im Kennlinienfeld (Senkenstrom über der Quellen-Senkenspannung) nicht durch die gekrümmten Teile der Kennlinien verläuft»
Die NichtlinearJLtät der Übertragungscharakteristik ist der am schwierigsten zu behandelnde Faktor der zu den Inter=
modulationsverZerrungen beiträgt.
Die Übertragungscharakteristik eines Mischers oder Verstärkers kann-in Form einer" nachfolgend wiedergegebenen unendlichen
Taylor1 sehen Reihe dargestellt werden.
Y2 = a0 + al X + a2 x + a3 x a4 x ° ° ° * a x n
wobei χ der augenblickliche Eingangsparameter y2 der augenblickliche Ausgangsparameter und
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aQ, a,, &2 ... die Koeffizienten der Taylor*sehen Reihe
sind.
Die Numerischen Werte der Koeffizienten ao» ai··· a n
sind Funktionen der zu untersuchenden Anordnung und deren'Arbeitspunkt. Diese Werte können aus der Übertragungscharakteristik in herkömmlicher Weise errechnet werden.
Wenn zwei sinusförmige Signale an den Eingang einer Stufe angelegt werden, die Koeffizienten a^ und höherer Ordnung
mit nennenswerter Amplitude hat, entstehen verschiedene Mischprodukte am Ausgang dieser Stufe. Die Frequenzen
und Amplituden dieser Mischprodukte hängen von den Amplituden der verschiedenen Koeffizienten der oben angeführten Gleichung
(1) ab. Wenn die Stufe als Mischer Verwendung findet,
sollte sie im Interesse einer möglichst hohen Mischverstärkung mit einer Spannung in der Nähe von Vp/2 vorgespannt werden.
Die Spitzenamplitude des Überlagerungsoszillators kann
dann den Wert von Vp erreichen, ohne dass der Tor-Grenzschichtübergang
leitend wird. Die Stufe kann mit einer Spannung vorgespannt werden, die näher bei dem Wert Vp liegt,
wenn die Amplitude des Koeffizienten ^ im Verhältnis zur Amplitude des Koeffizienten a4 bei Aufrechterhaltung einer
angemessenen Mischverstärkung aufrechterhalten werden kann. Die Amplitude des Koeffizienten a, und anderer geradzahliger, .^
Koeffizienten sollte so klein wie möglich sein. Selbst wenn dies möglich ist, haben die Koeffizienten höherer
Ordnung von in der Praxis verwendeten Stufen,wie z.B.
Röhren, bipolaren Transistoren, Feldeffekttransistoren usw., immer noch endliche Werte, welche grundsätzlich mit der
Ordnung des Koeffizienten abnehmen.
Da das Mischprodukt eines Mischers hauptsächlich von der Nichtlinearität zweiter Ordnung abhängt, muss eine Nicht-
-1Or linearität
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linearität vierter Ordnung oder höherer geradzahliger Ordnung für ein Intermodulationsprodukt dritter Ordnung
als Folge'der Mischer-Obertragungsfunktion bei der Zwischenfrequenz (ZF) erzeugt werden. Da der Koeffizient
vierter Ordnung eine grössere Amplitude als jeder Koeffizient
der nachfolgenden höheren geradzahligen Ordnungen hat, trägt dieser Koeffizient vierter Ordnung am meisten
zur Intermodulation in einem Mischer bei. Der Koeffizient dritter Ordnung trägt am meisten zur Intermodulation
in einem HF-Verstärker bei. Ein Intermodulationsprodukt für den eingeschalteten Kanal wird in einem Mischer
wahrscheinlich von der Nichtlinearität vierter Ordnung erzeugt, wenn ein Signal v- für den abgeschalteten Kanal
l>ei einer ersten bestimmten Frequenz (delta w) neben
dem gewünschten Signal und ein anderes Signal für den abgeschalteten Kanalv2 mit einem Frequenzabstand von
dem gewünschten Kanal von zweimal der bestimmten Frequenz (2Λ w) gleichzeitig an den Eingang des Mischers angelegt
werden.
Für die analytische Betrachtung von Schaltungen werden
Feldeffekttransistoren in der Regel als Elemente« mit
quadratischer Gesetzmässigkeit betrachtet. Wenn diese Vereinfachung der Tatsache entsprechen würde und ein
Feldeffekttransistor eine exakte quadratische Charakteristik und keine Sperr-Übertragungsfunktion aufweisen
würde, ergäben sich keine störenden Intermodulationsprodukte bei der Verwendung als Mischer. Die Charakteristik
von realisierbaren Diffusions-Feldeffekttransistoren kommt einer quadratischen Gesetzmässigkeit näher als die
Charakteristiken anderer aktiver Elemente. Die Übertragungscharakteristik
eines Feldeffekttransistors aufgrund der taylor1sehen Reihe kann: wie nachfolgend angegeben werden.
gs Ygs L vgs *
P P VP
- 11 - * an
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At
M265P-791 (2)
In dieser Gleichung ist:
ij s dem augenblicklichen Senkenstrom
DSS « dem Senkenstrom bei der Torvorspannung O, vorausgesetzt
dass die Tor-Quellenspannung grosser als die Pinch-off-Spannung ist
v<tc β der augenblicklichen Tor-Quellenspannung
gs
Vp « der Torvorspannung, die für die Kanalabschnürung
(pinch-off) notwendig ist.
Die Koeffizienten a^ bis a sind nicht gleich O, wie
dies bei einer idealen* quadratischen Gesetzmä"ssigkeit
der Fall wäre. Die Ausdrücke auf der rechten Seite der
Gleichung 2 sind normalisiert bezüglich der Tar-pinchoff-Spannung.
Wenn einmal der statische Arbeitspunkt für den Feldeffekttransistor
festgelegt ist, kann die Taylor'sehe Reihe
um diesen Vorspannungspunkt herum ausgeweitet werden»
bl Cvf ) + b2
In dieser Gleichung ist:
ν . ■ ν + ν
gs1 vs ο
gs1 vs ο
t_ = V cos wt s die gewünschte Eingangssignalspannung
vQ = VQ cos wQt = die Spannung des Oberlagerungsoszillators
In der Gleichung (3) sind die Faktoren b0, b^, ^2" '
Koeffizienten der Taylor1sehen Reihe der Übertragungscharakteristik,
die um den Vorspannungspunkt herum erweitert ist. Der Koeffizient bQ bezeichnet den Ruhe-Gleichstrom
- 12 - ohne
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/13
M265P-791
ohne die Einwirkung des Überlagerungsoszillator.
Alle weiteren geradzahligen Koeffizienten b tragen zu dem Betriebs-Gleichstrom bei.
Unter Verwendung der in Gleichung (3) zum Ausdruck gebrachten normalisierten Übertragungsfunktion wird,
betrachtet, wie das Intermodulationsprodukt für den eingeschalteten Kanal odeT die ZF erzeugt wird, aufgrund
des zuvor erwähnten unerwünschten Signals V1 mit einer
bestimmten Winkelfrequenz-Abweichung (Aw) von der gewünschten oder der Bezugsfrequenz wg, sowie einee
anderen unerwünschten Signals V2 mit einem Abstand von
der gewünschten Frequenz vom zweifachen Wert der bestimmten Winkelfrequenzdifferenz (2aw). Die unerwünschten Signale
für den abgeschalteten Kanal und die zuvor erwähnten Winkelfrequenzen können wie folgt mathematisch ausgedrückt
werden:
w, = ws + Δ w (4)
W2 ■ W5 + 2 aw. (5)
V1 - V1 cos (ws + aw)t (6)
V2 = V2 cos (Wg + 2Aw)t (7)
Bei diesen Gleichungen sind alle Vorzeichen gleich entweder positiv oder negativ. Die Zwischenfrequenz w„F entspricht
dem folgenden Ausdruck:
wobei w die Frequenz des Überlagerungsoszillators ist.
Wenn das erste unerwünschte Eingangssignal V1 quadriert
und dann mit dem zweiten unerwünschten Eingangssignal V2
multipliziert wird, nimmt der Cosinus folgende Form an: cos ( (2W1 - W2) - wQ)to Aufgrund des Ausdruckes 2W1 -W2 = ws
wird ein unerwünschtes Signal erzeugt, das im Mischer auf
- 13 - die
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M265P-791
die ZF zurückgeführt wird, indem das Signal des Oberlagerungsoszillators
subtrahiert wird. Damit dies in dem Mischer sich einstellt, muss eine Nichtlinearität vierter oder höherer
geradzahliger Ordnung vorhanden sein.
Das Mischerausgangssignal in Abhängigkeit von einem Signal für den eingeschalteten Kanal oder ein gewünschtes
Signal ν entspricht
1DSS <b2 A^) + b4
Das Ausgangssignal für die zwei unerwünschten Signale v,
und V2 aufgrund des Intermodulationsproduktes entspricht
folgendem Ausdruck: .
4 6
ν-, + V7 '·+ v_ V1 + ν-, + v_
id - 1DSS <b4 ( >
+ b6 C > + ·-) <9>
Das Intermodulationsprodukt für den eingeschalteten Kanal, das aufgrund der beiden Signale V1 und V2 für den abgeschalteten
Kanal erzeugt wird, kann auch als Bezugssignal für den eingeschalteten Kanal v_ bezeichnet werden, das
am Eingang des Feldeffekttransistors wie folgt entsteht.
ν ν ν + ν
b () + b ί)
2 (yj) 4 ίγ)
V1 + V9 + Vn 4 V1 + V9 + v_ 6
■ b4 C £) + b6 CJ—if 2J * -··
Durch Gleichsetzen der Produkte für den eingeschalteten Kanal, welche mit Hilfe trigonometrischer Identitäten
abgeleitet werden, führt zu nachfolgender Gleichung:
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AS
M265P-791
3 - . 15 2 V 2 + 3 V9 2 + 3 Vn 2
- b4 + — b6 ( L. ^ °-
2 4 8 ° Vp^
VVV
2^
2^
VVV
+ ...) — 2^ cosl (2w, - W7) -wit (11)
+ ...) — 2^ cosl (2w, - W7) -wit (11)
Wie vorausstehend definiert wurde, ist die Frequenz des
zweiten Signals W2 für den abgeschalteten Kanal subtrahiert
um den zweifachen Wert der Frequenz W1 für das Signal des
ersten abgeschalteten Kanals gleich der Frequenz w für das Signal des eingeschalteten Kanals. Daher ergibt sich
für die ZF dass '.
1 ws - wo' = 12W1 - W2 - wo| ist.
Im allgemeinen haben die Amplituden der Signale für den
eingeschalteten und abgeschalteten kanal Vg, V1 und V2
einen Wert der wesentlich kleiner als 1 ist. Die Amplituden der Koeffizienten der Taylor'sehen Reihe nehmen mit zunehmender
Ordnung ab, sodass b2^ b» ^=Lb,--^ ist.
Für Intermodulationsstessungen wird die Amplitude V1 des
ersten Signals für den abgeschalteten Kanal gleich der Amplitude V2 des zweiten Signals für den abgeschalteten
Kanal gesetzt. Damit kann in erster Annäherung die Gleichung (11) auf folgende Gleichung vereinfacht werden f.
rK 3 V0 2 V5
2 2 4V^ VP »SO1
Z Vp F
Z Vp F
3 45 V 2 V1 3
* C; ^4 + β b6 rr } 73 cos I w5 - w0 I t (12)
1 VP VP
wobei V2 = V1 ist.
- 15 - Das
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M265P-791
Ab
Das Intermodulationsverhältnis ist definiert als das
Verhältnis der Amplitude des Signals V1 des abgeschalteten
Kanals zur Amplitude des Bezugssignals V . Somit ergibt sich für die Intermodulation des Mischers
3 Vo
v! b4 -2I \1/3
vs
C1A
(v! b4 -2I \
ν ι 3 , .45 , vo /
1 b4 +S b6 Γ7Ύ
VP
Dieses Intermodulationsverhältnis gemäss Gleichung (13)
kann in eine vereinfachte Form umgeschrieben werden, die lautet:
2b? Vn 2 , A,
£ . O 1/3
. /3ET + TT . \ Vc
^Mischer- (Λ , (14)
* ' 15 D6 vo ' p
15 D6 vo
V
p
p
Wenn der Koeffizient b2 der Taylor1sehen Reihe um eine
Grössenordnung der Amplitude grosser als der Koeffizient
b4 ist und dieser Koeffizient b4 wiederum um eine Grössenordnung
der Amplitude grosser als der Koeffizient bß usw.
ist, kann die Gleichung (14) wie folgt vereinfacht werden:
2 b2 1/3 V -2/3
IMMischer = ^^ ^
IMMischer = ^^ ^
Eine entsprechende Analyse kann auch für einen in einem HF-Verstärker verwendeten Feldeffekttransistor angestellt
werden, wobei die Nichtlinearitäten dritter und höherer ungeradzahliger Ordnung dazu tendieren Signale für den
eingeschalteten Kanal in Abhängigkeit von den beiden Signalen νχ und V2 für den abgeschalteten Kanal zu erzeugen.
Die Ergebnisse dieser Analyse lassen sich in
- 16 - folgender
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M265P-791
folgender Gleichung ausdrücken:
4 bx 1Z3 V '1^
(«>
^Verstärker
Um die Nützlichkeit der Gleichung (15) zu demonstrieren, wird sie zunächst zur mathematischen Bestimmung des
Intermodulations-Unterdrückungsfaktors für einen Mischer mit einem Feldeffekttransistor verwendet. Bisher wurde
dieser Faktor nur empirisch ermittelt. Die Koeffizienten der Taylor1 sehen Reihe für die Obertragungscha'rakteristik
eines Feldeffekttransistors können in bekannter, numerischer Weise errechnet werden. Die Koeffizienten für einen bestimmten,
in standardisierter Weise diffundierten Feldeffekttransistor, der etwa auf den halben Wert der Tor-pinch-off-Spannung, z.B.
0,5 Vp vorgespannt ist,und der mit einem Signal vom Überlagerungsoszillator
beaufschlagt wird, das eine Spitzenamplitude von etwa 0,5 Vp hat, nehmen damit folgende Werte an:
b0 - 0,280; bx = - 0,918; b2 = 0,70; b3 = - 0,1; b4 =0,16.
Diese Koeffizienten verändern sich geringfügig für Vorspannungen in der Grössenordnung von 0,5Vp bis 0,8Vp bei einem Feldeffekttransistor
mit gegebenem Aufbau, z.B. einem Feldeffekttransistor mit diffundierten Grenzschichtübergängeho Die
Koeffizienten der Taylor1sehen Reihe für einen Feldeffekttransistor,
der mit einer Spannung von O9OVp vorgespannt ist«,
und an den ein Signal vom Überlagerungsoszillator mit einer Amplitude von 0,4Vp angelegt wird, nehmen s.B. folgende Werte
an: bQ - 0,195; bj » -0,781; b2 » 0,67; b3 «= -■ 0s08; b^ » 0,12.
Die theoretische Intermodulation für einen Mischer mit einem
diffundierten Feldeffekttransistor kann von den oben gegebenen
Daten und Gleichungen errechnet x^rerden«. Eine 20db Ruhe-Empfindlichkeit
von 0,2 mV (bezogen auf 50 Ohsi) wird als Bezugsniveau verwendet, da ein Feldeffekttransistor mit der
Typenbezeichnung 2N4416 diese Werte bei einem Mischer für das hohe Band erreicht. Der Bereich der Pinch-off-Spannung liegt
^wischen etwa 2,5 Volt' und 6 Volt (normalerweise 4 Volt).
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- 17 - Wenn
/ii
2219722
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Wenn die Stufe auf etwa 0,6 Vp vorgespannt wird>
ergibt sich
ein Eingangswiderstand in der Grössenordnung von 10,000 Ohm.
Für ein optimales Rauschverhalten wird für die Ansteuerung ein Quellwiderstand von etwa 2.000 Ohm verwendet. Unter
diesen Bedingungen ist die Spitzenbezugsspannung am Tor des Feldeffekttransitors ungefähr
| 2 ΨΓ | 2 1/2 | (0,2 /U | /2000^ | Damit errechnet sich | -2/3 | 3X10 | -6 1 |
ίΟΛ | -2/3 | 10.000 Λ | i | S | |
| Vs" | Dieser Wert | ergibt | V)V ! | Vs | 4 | j | aus der | ( 10,000 + 2000)Λ | |||||
| Vs = | grms | sich | P | Gleichung: | 1,21 X 104 | ||||||||
| g | i | ||||||||||||
Die theoretische Intermodulation für einen Mischer mit
einem Sta*lard-Feldeffekttransistor,:.z.B. vom Typ 2N4416,
der mit 0,6V„ vorgespannt ist, errechnet sich sodann aus Gleichung (15) wie folgt:
IMMischer
Die errechnete Intermodulation des Mischers bei einer Vorspannung von etwa 0,5 Vp ist somit 0,7db kleiner.
Bisher bekannte Verstärker und Mischer, unter Verwendung von Feldeffekttransistoren, enthalten Standard-Feldeffekttransistoren
mit kleiner Leistung und für kleine Signale. Diese Feldeffekttransistoren haben eine Pinch-off-Spannung
von nicht mehr als 10 Volt und einen SenkensSttigungsstrom in einem Bereich von etwa 4 - 20mA. Es liegt nahe, für
die Eingangsstufen, die nur kleine Signale verarbeiten,
M265P-791
solche Feldeffekttransistoren für kleine Signale zu verwenden, da sie in der Regel weniger teuer sind und
auch weniger Raum beanspruchen als Feldeffekttransistoren für hohe Leistungen. Damit eine solche Stufii als Mischer
oder HF-Verstärker arbeitet, müssen diese Stufen bei den Betriebsfrequenzen eine wesentliche Verstärkung
aufweisen. In der Vergangenheit wurden grundsätzlich die Bemühungen nicht auf die Entwicklung von Leistungs-Feldeffekttransistoren
für hohe HF-Frequenzen gerichtet, da man davon ausging, dass z.B. bipolare HF-Leistungstransistoren
in der Lage sein würden, eine grössere Verstärkung für Anwendungsfälle zu liefern, bei denen
man in der Regel Feldeffekttransistoren verwenden würde. Dies trifft z.B. für Sender in Festkörperbauweise zu.
Da die meisten zut Verfügung stehenden Leistungs-Feldeffekttransistoren
für niedeie Frequenzen entwickelt sind, können sie für den Betrieb bei hohen Frequenzen, wie z.B.
100 bis 500 MHz, keine Verwendung finden. Ausserdem ziehen Feldeffekttransistoren für grosse Leistungen oder
grosse Signale in der Regel mehr Strom und erfordern eine höhere Versorgungsspannung als Feldeffekttransistoren
für niedere Leistung.
Entsprechend den Ergebnissen aufgrund der Gleichung (15) ist der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor eines Feldeffekttransistor-Mischers
direkt proportional der Tor- , pinch-off-Spannung, sowie der Amplitude des Koeffizienten
zweiter Ordnung der Taylor'sehen Reihe und umgekehrt
proportional der Amplitude des Bezugssignals sowie der Amplitude des Koeffizienten vierter Ordnung der Taylor1sehen
Reihe. Ausserdem ergibt sich aus Gleichung (16), dass der Intermodulationsunterdrückungsfaktor eines Feldeffekt-HF-Verstärkers
direkt proportional vom Koeffizienten erster Ordnung der Taylor1sehen Reihe, sowie von der Tor-pinch-
- lg - off
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off-Spannung abhängt und umgekehrt proportional zum Koeffizienten dritter Ordnung der Taylor1sehen Reihe sowie
der Amplitude des Referenzsignals ist.
Aus Gleichung 15 kann man entnehmen, dass das Intermodulationsverhältnis
um 2 db verbessert wird, wenn entweder die Amplitude des Bezugssignals V um 3 db verringert wird
oder die Tor-pinch-off-Spannung der Stufe Vp um drei db
vergrössert wird. Damit kann durch Halbieren der Eingangsimpedanz des Feldeffekttransi£ors die Eingangsspannung
des Bezugssignals um 3 db verringert und das Intermodulationsverhältnis um 2 db verbessert werden» Diese Wirkung kann
man durch Parallelschaltung identischer HF-Feldeffekttransistoren gemäss den Fig. 1 und 2 erzielen.
In Fig. 1 ist ein Mischer dargestellt, der auseiner Vielzahl
identischer HF-Feldeffekttransistoren 12, 14, 15 usw. aufgebaut ist, die mit gemeinsamer Quelle parallel geschaltet sind
und einen sogenannten zusammengesetzten Feldeffekttransistor ergeben. Eine Vorstufe kann mit der Eingangsklemme 16
verbunden sein, die das vorausstehend erwähnte, gewünschte Signal oder Bezugssignal v_ an den Mischer anlegt.
Zwischen die Eingangsklemme 16 und die zusammengefassten Toranschlüsse 20, 22, 23 usw. des zusammengesetzten Feldeffekttransistors
kann, ein Kondensator 18 zur Impedanzanpassung geschaltet sein. Ein erster Parallelresonanzkreis
mit einem Kondensator 24 und einer Induktivität 26 liegt zwischen den Toranschltissen des zusammengefassten FeIdeffekttransitors
und dem Bezugspotential. Der nicht dargestellte Überlagerungsoszillator wird an eine zweite Eingangsklemme 28 angeschlossen. Ober einen Kondensator 30 wird
das Signal des Überlagerungsoszillators an einen zweiten Parallelresonanzkreis angekoppelt, der aus einem Kondensator
32 und einer Induktivität 34 besteht. Das an einem Abgriff
- 20 - der
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der Induktivität zur Verfügung stehende Signal des Überlagerungsoszillator wird über eine Parallelschaltung
aus einem Widerstand 38 und einem Kondensator 39 an die zusammengefassten Quellen 40, 42, 43 usw. des zusammengefassten
Feldeffekttransistors angelegt. Mit dem Widerstand 38 wird die Gleichstromvorspannung für das Tor
des zusammengefassten Feldeffekttransistors festgelegt. Der Kondensator 39 stellt für alle in Frage kommenden
Frequenzen einen Kurzschluss dar. Das gewünschte Mischprodukt in Form der Zwischenfrequenz steht an der von
den zusammengefassten Senken 44, 46, 47 usw. gebildeten Ausgangsklemme des zusammengesetzten Feldeffekttransistors
zur Verfügung. Ein Kondensator 51 und eine Induktivität bilden einen Parallelresonanzkreis für die ZF, die über
einen Kondensator 48 als ZF-Signal an der Ausgangsklemme für den ZF-Verstärker zur Verfügung steht. Der Kondensator
liegt zwischen dem Senkenanschluss und Masse. Die Gleichstromversorgung ist an eine Klemme 52 angeschlossen und legt das
Gleichstrompotential über eine Induktivität 54 an die zusammengeschalteten
Senken 44, 46, 47 usw. an. Die Induktivität 54 stellt eine hohe Impedanz für das ZF-Signal dar,
sodass dieses von der Stromversorgung ferngehalten wird. Der Beipasskondensator 56 hat eine niedere Impedanz nach
Masse und leitet somit die noch über die Induktivität 54 wirksamen Anteile der ZF nach Masse ab.
Aufgrund der charakteristischen Merkmale der Feldeffekttransistoren
12, 14, 15 usw. gemäss Fig. 1 sollten der Quellen- und der Torschaltkreis des Mischers eine verhältnismässig
niedere Impedanz und der Senkenschaltkreis eine verhältnismässig hohe Impedanz für die Zwischenfrequenz haben.
Überdies soll der Torschaltkreis eine niedere Impedanz für die Frequenz des Überlagerungsoszillators darstellen.
Wenn dies nicht der Fall ist, kann eine Rückkopplung über den
- 21 - Feldeffekttransistor 2098 A5/0 862
M2 6 5 P-791
Feldeffekttransistor ein Anschwingen des Mischers auslösen. Die erwähnten Impedanzanforderungen werden durch
sorgfältige Auswahl der Werte der einzelnen Schaltkreiskomponenten sowie die Lage des Abgriffes an der Induktivität
34 für die Schaltung gemäss Fig. 1 erfüllt.
Für die Beschreibung der weiteren Figuren 2 und 3 werden, soweit gleiche Teile Verwendung finden, auch gleiche
Bezugszeichen verwendet.
Der Mischer 59 gemäss Fig. 2 ist entsprechend dem Mischer gemäss Fig. 1 aufgebaut, jedoch sind die Feldeffekttransistoren
12, 14, 15 usw. mit einem gemeinsamen Tor parallel geschalte^ wobei die Quellen 40, 42, 43 usw. zusammengefasst
die Eingangsklemme darstellen. Die zusammengefassten Senken 44, 46, 47 usw. bilden die gemeinsame Ausgangsklemme,
wogegen die zusammengefassten Tore 20, 22, 23 usw. die gemeinsame zweite Eingangsklemme darstellen. Es ist ferner
eine Parallelschaltung aus einem Kondensator 60 und einem Widerstand 62 in Serie vor die Eingangsklemme geschaltet,
über welchen das an die Eingangsklemme 16 angelegte Signal zu den Quellen 40, 42, 43 usw. übertragen wird und eine
gleichstrommässige Torvorspannung für die Feldeffekttransistoren bewirkt.
Die in Fig. 1 in dem gestrichelt- dargestellten Kästchen
64 und in Fig. 2 in dem gestrichelt dargestellten Kästchen 66 angeordneten Feldeffekttransistoren werden als zusammengefasster
Feldeffekttransistor betrachtet, dessen Senkensättigungsstrom Iqcc gleich dem Sättigungsstrom eines
Feldeffekttransistors multipliziert mit der Anzahl der in der Stufe vorgesehenen Feldeffekttransistoren ist. Die
Tor-pinch-off-Spannung des zusammengesetzten Feldeffekttransistors ist gleich der Tor-pinch-off-Spannung eines
~ 22 - einzigen
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einzigen Feldeffekttransistors. Der Scheinleitwert Y
des zusammengesetzten Feldeffekttransistors ist gleich
dem Scheinleitwert eines einzelnen Feldeffekttransistors multipliziert mit der Anzahl der verwendeten Feldeffekttransistoren.
Die Koeffizienten der Taylor'sehen Reihe für die Übertragungsfunktion
der zusammengesetzten Stufe gemäss (3), die mit bQ, b,, ^S* "^n bezeichnet sind, sind gleich
dem Koeffizienten für einen einzigen Feldeffekttransistor, .jedoch nimmt der Faktor Ijjoc um den Faktor η zu. Daraus
folgt, dass das Verhältnis von b~ und b4 entsprechend der
Gleichung (15) gleich dem eines einzelnen Feldeffekttransistors ist. Auch ist die Tor-pinch-off-Spannung Vp
ebenfalls gleich der eines einzelnen Feldeffekttransistors. Dagegen ändert sich die Amplitude des Bezugssignals Vg,
das am Eingang des zusammengesetzten Feldeffekttransistors auftritt entsprechend der Grosse, wie sie für einen einzigen
Feldeffekttransistor wirksam ist, der von einer Signalquelle mit derselben Ansteuerleistung beaufschlagt
wird. Dies ist der Fall, da der Eingangsleitwert des zusammengesetzten Feldeffekttransistors gegenüber dem
eines einzigen Feldeffekttransistors um den Faktor ή
multipliziert ist. Um dieselbe Eingangsleistung zur Ansteuerung zu erhalten, muss die Impedanz der angesteuerten
Quelle um den Faktor η verkleinert werden, womit sich auch Vs durch Vn~ verringert. Daraus ergibt sich, dass
die Intermodulationsunterdrückung durch die Zusammenschaltung
von Feldeffekttransistoren zu einem zusammengeschalteten Feldeffekttransistor gemäss den Fig. 1 und
verbessert wird. .
Theoretisch bleibt das Rauschen für den zusammengesetzten Feldeffekttransistor gleich dem für einen einzelnen FeId-
- 23 - effekttransistor
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effekttransistor, wenn ale treibenden Impedanzen und
Lastimpedanzen für die zusammengesetzte Stufe genau im Verhältnis η verändert werden. Wenn auch die Impedanzen
derart masstäblich verändert werden, wird die tatsächliche Torspannung, die in Abhängigkeit von einem
Eingangssignal gegebener Leistung erzeugt wird, um den Faktor Vn" verringert, sodass der Mischer aus dem zusammengesetzten
Feldeffekttransistor dieselbe effektive Empfindlichkeit wie ein Mischer mit nur einem Feldeffekttransistor
zeigt.
Aus Gleichung (15) lässt sich schliessen, dass die Intermodulationsunterdrückung
des Mischers ausgedrückt in db (IMjl) und die Amplitude des Bezugssignals Vg in der
nachfolgenden Weise voneinander abhängig sind:
IMdb - f (V_ ) (19)
ÜD 5 Sdb
Daraus ergibt sich, dass mit dem Halbieren der Amplitude des Bezugssignals V bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung
derselben Mischerleistung der Intermodulations-Unterdrtickungsfaktor um 4db verbessert werden kann. Die Amplitude des
Bezugssignals Vg nimmt den halben Wert an, wenn di§ Eingangsimpedanz auf ein Viertel verringert wird. Somit verbessert
sich die Intermodulationsunterdrtickung um 2db mit jeder Verdoppelung der Anzahl η der Feldeffekttransistoren. Die
aufgrund der mathematischen Ableitung ermittelten Vorhersagen lassen sich im Experiment bestätigen, indem ein zusammengesetzter
Feldeffekttransistor verwendet wird, der aus einer Vielzahl von parallel geschalteten Standard-Feldeffekttransistoren
für hohe Frequenzen, z.B. von der Type 2N 4416,hergestellt ist. Die aus dem Experiment sich ergebenden
Resultate für einen zusammengesetzten Feldeffekttransistor aus 2, 4 bzw. 8 parallel geschalteten Standard-Feldeffekttransistoren
sind in nachfolgender Tabelle aufgelistet.
- 24 - Anzahl
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IS
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| Anzahl der Feldeffekttransistoren (2N4416) |
Intermodulation für charakteristische Grosse von 1DSS |
| N=I (Standardmischer) | 84 db |
| 2 (Standardmischer) | 86 db ·-■■-. "v iCiJ*~ |
| 4 (Standardmischer) | 88 db |
| 8 (Standardmischer) | 90 db |
| Charakteristische Grosse von IDSS |
IDSSrBereich |
| 10 mA | 5 - 1.5 mA |
| 20 mA | 10 - 30 mA |
| 40 mA | 20 - 60 mA |
| 80 mA | 40 -120 mA |
Wie aus Gleichung (15) hervorgeht, kann der Intermodulationsunterdrückungsfaktor
auch durch eine Vergrösserung der Torpinch-off-Spannung
Vp vergrössert werden, welche funktionell
von dem Dotierungsniveau des Torbereiches und des Quellen-Sehkenkanals abhängt. Eine Erhöhung des Dotierungsniveaus
im Quellen-Senkenkanal bewirkt eine Vergrösserung sowohl der Tor-pinch-off-Spannung als auch des Senken-Sättigungsstromes.
Der T0rbereich ist in der Regel gegenüber dem Kanalbereich
wesentlich stärker dotiert, sodass eine weitere Erhöhung des Dotierungsniveaus die Tor-pinch-off-Spannung
und den Senkensättigungsstrom im Gegensatz zu der Änderung des Dotierungsniveaus im Kanalbereicfi nicht nennenswert beeinflusst.
Für eine gegebene Familie von Feldeffekttransistoren eines gegebenen Aufbaus ist der Senkensättigungsstrom
- 25 -
nahezu
2098 4 5/0862
M265P-791
nahezu proportional dem Quadrat der Tor-pinch-off-Spannung. Somit vergrössert entweder eine vergrösserte Kanalbreite
oder eine Anpassung der Dotierung, bzw. beides, die Intermodulationsunterdrückung wegen der Vergrösserung
der Tor-pinch-off-Spannung und/oder des Senkensättigungsstromes. Jeder der Feldeffekttransistoren im Block 64
bzw. 66 gemäss Fig. 1 oder 2, könnte die Tor-pinch-off-Spannungen gegenüber einem Standard-Feldeffekttransistor
vergrössert haben, was eine weitere Verringerung der Intermodulation bewirken würde. Die vorausstehenden
Erläuterungen bezüglich der Verbesserung der Intermodulationsunterdrückung gilt sowohl für den Sperrschicht- als auch
für den Oberflächen-Feldeffekttransistor, und zwar sowohl mit einem oder zwei Toren.
Die Verbesserung der Intermodulationsunterdrückung, wie sie durch parallel geschaltete Feldeffekttransistoren
gemäss den Fig. 1 und 2 erreichbar ist, kann auch mit Hilfe eines einzigen Elementes erzielt werden, das über eine
vergrösserte Kanalbreite oder eine grössere Tor-pinchoff-Spannung bzw. beides verfügt. In Fig. 3 ist ein
Mischer mit einem Schaltungsaufbau entsprechend der Schaltung gemäss Fig. 1 dargestellt, bei dem ein zusammengesetzter
Feldeffekttransistor 68 grosser Leistung für grosse Signale Verwendung findet (Type Motorola SL-820) der eine grössere
Kanalbreite und eine vergrösserte Tor-pinch-off-Spannung entsprechend der Lehre der Erfindung hat. Die Kanalbreite
dieses Feldeffekttransistors beträgt etwa 0, 2mm verglichen mit der Kanalbreite eines Standard-Feldeffekttransistors
vom Typ 2N4416 mit etwa 0,9mm Breite. Der Feldeffekttransistor 68 hat einen Quellenanschluss 70, einen Toranschluss 72
und einen Senkenanschluss 74. In Fig. 4 ist ein Kennlinienfeld 80 für den Feldeffekttransistor 68 gemäss Fig. 3 dargestellt.
In diesem Kennlinienfeld sind für bestimmte Werte
- 26 - der
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M265P-791
der Tor-Quellenspannung V über der Senken-Quellenspannung
V^5 auf der Abszisse 84,lie Senkenströme I« auf der
Ordinate 80 dargestellt« .
Der erwähnte Transistor vom Typ SL-820 hat einen Sättigungsstrom von tjyec *n der Grössenordnung von etwa ilO mA
gegenüber dein typischen Sättigungsstrom beim Standard-Feldeffekttransistor
vom TyP 2N4416 in der Grössenordnung von etw 11 mA. Daraus ergibt sich, dass der Feldeffekttransistor
68 einen Scheinleitwert Y in etwa gleich einem zusammengesetzten Feldeffekttransistor aus 10 Standard-Feldeffekttransistoren
vom Typ 2N4416 hat. Berücksichtigt man nur die Änderung det Amplitude des Bezugssignals Vs
an der Eingängsklemme 16 gemäss Fig. 3, so sollte der iÄtermodulations-Unterdrückungsfaktor für einen Mischer
mit einem Feldeffekttransistor SL-820 etwa um 6,7 db grosser als der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor
vom Typ 2N4416 sein. Die Pinch-off-Spannung des Feldeffekttransistors
SL-820 ist ungefähr l,95mal grosser als die des Feldeffekttransistors 2N4416. Berücksichtigt man nur
die vergrösserte Pinch-off-Spannung, so ergibt sich eine
Verbesserung der Intermodulationsunterdrückung für einen Mischer mit dem Feldeffekttransistor SL-820 um den Faktor
von etwa 3,8 db gegenüber der eines Mischers mit einem Feldeffekttransistor 2N4416. Damit würde die gesamte Intermodulationsunterdrückung
durch die Verwendung eines Elementes, das dem Feldeffekttransistor SL-820 entsprechen würde, etwa
10,5 db betragen oder 10-mal besser sein-als die Intermodulationsunterdrückung
bei einem Standard-Feldeffekttransistor. Bei diesem bevorzugten Feldeffekttransistor wurde
eine typische Intermodulationsunterdrückung für die Verwendung
als Mischer, sowohl bei 200 MHz als auch bei 500 MHz zwischen etwa 96 und 98 db gemessen.
- 27 - Wie
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«λ Μ265Ρ-791
Wie sich aus Gleichung (16) ergibt, ist der Intermodulations-Unterdrückungsfaktor
bei HF-Verstärkern mit einem Feldeffekttransistor in gleicher Weise proportional der Tor-pinch-off-Spannung
V„ und umgekehrt proportional der Amplitude des
Bezugssignals V . Aus diesem Grund gelten die vorausstehend gemachten Aussagen für die Intermodulationsunterdrückung
bei mit Feldeffekttransistoren aufgebauten Mischern grundsätzlich auch für die Intermodulationsunterdrückung bei
mit Feldeffekttransistoren aufgebauten HF-Verstärkern. Die Mischerschaltung gemäss Fig. 1 kann in eine HF-Verstärkerschaltung
umgewandelt werden, indem der Verbindungspunkt 90 mit Massepotential und nicht mit dem Oberlagerungsoszillator
verbunden wird. Dieser HF-Verstärker verstärkt sodann die Eingangssignale, die zwischen den Toranschlüssen
der Elektroden 20, 22 und 23, sowie dem Massepotential angelegt werden und liefert an den Senkenanschlüssen 44,
46 und 47 das Ausgangssignal. Die Koeffizienten b^ und b^
der Taylor'sehen Reihe für den zusammengesetzten Feldeffekttransistor
64, wie sie in Gleichung (16) auftreten, sind dieselben, wie diejenigen für einen einzigen Feldeffekttransistor.
Dementsprechend ist auch das Verhältnis b, zu b, wie es in der Gleichung (17) für die Intermodulationsunterdrückung
zum Ausdruck kommt, gleich dem eines einzigen Feldeffekttransistors. Jedoch ist die Amplitude des Bezugssignals V ,die am Eingang des zusammengesetzten Feldeffekttransistors
sich aufbaut, verkleinert gegenüber derjenigen Amplitude, wie sie sich entsprechend der vorausgehenden
Beschreibung bei einem einzigen Feldeffekttransistor ergeben würde. Somit wird durch die Verdoppelung der Anzahl der Feldeffekttransistoren
der Intermodulationsfaktor des HF-Verstärkers wegen des resultierenden Abfalls der Eingangsimpedanz und der Amplitude des Bezugssignals entsprechend
verbessert. Derselbe Effekt lässt sich durch die Verwendung des Feldeffekttransistors 68 erzielen, der einen Tor-Senken-
- 28 - kanal
2098A5/0862
M265P-791
kanal von vergrösserter Breite hat. Überdies lässt sich
durch die Vergrösserung der Tor-pinch-off-Spannung eines jeden der Feldeffekttransistoren des zusammengesetzten
Feldeffekttransistors die Intermodulationsunterdrückung für den HF-Verstärker vergrössern. Der Mischer gemäss
Fig. 2 lässt sich in einen HF-Verstärker umwandeln, indem die Leitung 92 an Masse gelegt wird. Entsprechendes
gilt für den Mischer gemäss Fig. 3 durch Erden des Ver- · bindungspunktes 90.
Die vorausstehend beschriebenen Mischer, bzw. HF-Verstärker liefern eine wesentlich verbesserte Intermodulationsunterdrückung
ohne dass dadurch andere, wichtige Eigenschaften, wie z.B. das Rauschverhalten, die Leistungsverstärkung oder die Empfindlichkeit nachteilig beeinflusst
wird.
Die in der vorstehenden Beschreibung verwendete Bezeichnung 1 Signal für den eingeschalteten Kanal1 ist als 'Signal
im Obertragungskanal1 und die Bezeichnung 'Signal für den
abgeschalteten Kanal' ist als 'Signal ausserhalb des
Übertragungskanals' zu lesen.
- 29 - Patentansprüche
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Claims (6)
- M265P-791PatentansprücheFeldeffekttransistorstufe, insbesondere als Mischer und HF-Verstärker zur Verarbeitung von HF-Signalen bei gleichzeitiger hoher Intermodulationsunterdrückung, dadurch gekennzeichnet, dass ein Feldeffekttransistor bestimmter Dimensionierung und Dotierung zur Erzielung einer Tor-pinch-off-Spannung, die zumindest um 20 % grosser als die Tor-pinch-off-Spannung eines Standard-Feldeffekttransistors für kleine Signale ist, Verwendung findet, dass die Amplitude des über die Quellen-Senkenstrecke (70, 74) fliessenden Stromes in Abhängigkeit von einer der Tor-pinch-off-Spannung gleichenden Sperrvorspannung zwischen dem Tor (72) und der Quelle (70) im wesentlichen 0 ist, dass das Tor über eine Eingangsschaltung an einer ersten Signalquelle liegt und die Quelle an eine zweite Schaltung (34, 38, 39) angeschlossen ist, dass über die Eingangsschaltung Eingangssignale bestimmter Frequenz anlegbar sind, die erste und zweite unerwünschte Signale mit von der bestimmten Frequenz verschiedenen Frequenzen enthalten können, wobei diese unerwünschten Signale zu einer Intermodulation im Feldeffekttransistor neigen und ein unerwünschtes Intermodulationssignal mit der bestimmten Frequenz an der Quellen-Senkenstrecke erzeugen, und dass der konstruktive Toraufbau209845/0862M265P-791sowie der Aufbau der Quellen-Senkenstrecke als Folge einer erhöhten Pinch-off-Spannung derart zusammenwirken, dass die Amplitude des Intermodulationssignals verkleinert ist.
- 2. Feldeffekttransistor nach Anspruch 1 mit einer zweiten an die zweite Schaltung angeschlossenen Signalquelle, die ein zweites Eingangssignal liefert, das zwischen dem Tor und der Quelle wirksam, ein Mischsignal mit konstanter Frequenz erzeugt, die von der bestimmten Frequenz verschieden ist, dadurch gekennz e ichnet, dass sich aufgrund des konstruktiven Toraufbaus sowie des Aufbaus der Quellen-Senkenstrecke im Zusammenwirken mit einer vergrösserten Pinch-off-Spannung ein verringertes Intermodulationssighal ausbildet.
- 3. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Feldeffekttransistor mit einer Tor-pinch-off-Spannung von mehr als 10 Volt Verwendung findet.
- 4. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 2 mit einer in Abhängigkeit von der Änderung des über die Quellen-SenkenStrecke fliessenden Stromes veränderbaren Intermodulationsunterdrückung, dadurch gekennzeichnet, dass der konstruktive Quellen-Senkenaufbau einen Quellen-Senkenstrom über 15 mA in Abhängigkeit von „einer Quellen-Senkenspannung zulässt, deren Amplitude die Tor-pinch-off-Spannung übersteigt, und dass der Toranschluss zum Quellenanschluss hin kurz geschlossen ist.209845/0862M265P-791
- 5. Feldeffekttransistorstufe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der konstruktive Ouellen-Senkenaufbau eine Kanalbreite in der Grössenordnune von etwa 0,2 mm (1/126 inch) aufweist, und dass der wesentliche Anteil des fuellen-Senkenstroms im Vergleich mit einem Standard-Feldeffekttransistor für kleine Signale über den Kanalbereich fliesst, wodurch eine Intermodulationsunterdrückunp in der Crösscnordnune von 90 db erzielbar ist.
- 6. Fe UIe ff 'L 11ransistorstufe nach Anspruch 1, dadurch1 c;i e ρ π r e i c h η e t, dar-s der Pol def feltt ransiiM-M" .ia? -v in r Viel-aliJ parallel pescha 1 tetcr i'e Ue ffoi 11 rap; i ? tor cn nufeebaut ist, von denen joder eine T-T-^i r.rh-of f-Spamump vor; nehr als ].n Volt mi v.ei -.·" t.BAD ORIGINAL209845/08 6.2
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