DE102004017165B4

DE102004017165B4 - Schaltung zur Erhöhung der Transitfrequenz eines Verstärkerelements

Info

Publication number: DE102004017165B4
Application number: DE102004017165A
Authority: DE
Inventors: Dr. Joodaki Mojtaba; Dr. Berntgen Jürgen; Peter Brandl; Brigitte Kraus; Christoph Bromberger
Original assignee: Atmel Automotive GmbH
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2004-04-01
Filing date: 2004-04-01
Publication date: 2012-09-06
Anticipated expiration: 2024-04-02
Also published as: US20050218995A1; JP2005295568A; DE102004017165A1; CN1677847A; US7154340B2

Abstract

Schaltung (10) mit einem Steuereingang (18), einem ersten Stromanschluss (20) und einem zweiten Stromanschluss (22), sowie mit einem Eingangsverstärker (12) und einem zweiten Verstärker (14), wobei der Eingangsverstärker (12) einen ersten Stromanschluss (32), einen zweiten Stromanschluss (28) und einen mit dem Steuereingang (18) der Schaltung (10) gekoppelten Steuereingang (16) aufweist, und wobei der zweite Verstärker (14) dazu eingerichtet ist, für eine gegenüber einer Transitfrequenz des Eingangsverstärkers (12) erhöhte Transitfrequenz der Schaltung (10) zu sorgen, und der einen ersten Stromanschluss (30) aufweist, der über einen Knoten (26) an den zweiten Stromanschluss (28) des Eingangsverstärkers (12) angeschlossen ist, wobei die Schaltung (10) einen weiteren Verstärker (24) aufweist, der mit dem zweiten Verstärker (14) in Reihe zwischen dem ersten Stromanschluss (20) der Schaltung (10) und dem zweiten Stromanschluss (22) der Schaltung (10) liegt und der von dem ersten Stromanschluss (32) des Eingangsverstärkers (12) gesteuert wird, wobei der weitere...

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung mit einem Eingangsverstärker und einem zweiten Verstärker, der für eine gegenüber einer Transitfrequenz des Eingangsverstärkers erhöhte Transitfrequenz der Schaltung sorgt, wobei die Schaltung einen mit einem Steuereingang des Eingangsverstärkers gekoppelten Steuereingang und einen ersten Stromanschluss und einen zweiten Stromanschluss aufweist.
Unter der Transitfrequenz eines Verstärkerelements wird der Frequenzwert verstanden, bei dem seine frequenzabhängige Verstärkung, also beispielsweise der Quotient aus Ausgangsstromstärke und Eingangsstromstärke, auf den Wert Eins abgesunken ist. Eine solche, auch als Transitfrequenz-Vervielfacher oder Transitfrequenz-Verdoppler bezeichnete Schaltung, ist per se bekannt. Dabei ist der Begriff des Vervielfachers so zu verstehen, dass auch Erhöhungen der Transitfrequenz um nicht ganzzahlige Faktoren < 1 als Vervielfachung verstanden werden.
Als Beispiel einer solchen per se bekannten Schaltung wird auf eine Kaskode verwiesen, wie sie in Tietze-Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik, 9. Auflage, Springer-Verlag, Seite 492 dargestellt ist. Diese Kaskode weist einen Eingangsverstärker in Form eines als Emitterschaltung angeschlossenen Bipolartransistors auf, dessen Kollektor mit dem Emitter eines zweiten Transistors, der als Basisschaltung angeschlossen ist, gekoppelt ist. Durch die Kopplung mit dem zweiten Transistor in Basisschaltung wird der Miller-Effekt eliminiert.
Ein weiteres Beispiel ist aus der US 4,236,119 bekannt, demzufolge ein Darlington-Transistorpaar durch einen zu einer Diode geschalteten dritten Transistor ergänzt wird. Der sich daraus ergebende 3-Pol verhält sich wie ein Breitbandverstärker mit ungefähr dem doppelten Verstärkungsfaktor eines Einzeltransistors.
Transitfrequenz-Vervielfacher können jedoch auch durch andere Schaltungstopologien realisiert sein, die normale Bipolar-Transistoren, SiGe-Heterojunction-Bipolartransistoren (SiGe-HBT), HBT's aus III/V-Halbleitern, Feldeffekt-Transistoren und/oder Operationsverstärkern aufweisen, wobei diese Aufzählung der Transistortypen ohne Anspruch auf Vollständigkeit erfolgt und daher nicht als abschließend zu verstehen ist.
Ganz allgemein besteht der Hauptvorteil von Transitfrequenz-Vervielfachern darin, dass sie in einem Hochfrequenz-Schaltkreisentwurf als separate Elemente Verstärkerelemente und insbesondere Einzeltransistoren ersetzen können.
Trotz fortschreitender Entwicklungen von Hochfrequenz-Technologien und ihrer vielfältigen Anwendungen in Millimeter- und Submillimeter-Wellenlängenbereichen (Frequenzen in Größenordnung zwischen Gigs- und Tera-Hertz) gibt es viele Mikrowellen- und Optoelektronik-Anwendungen, die weitere Verbesserungen der Hochfrequenz-Eigenschaften und weiterer elektrischer Eigenschaften, insbesondere Erhöhungen der Transitfrequenz, Verbesserungen der Form der Verstärkungskurve sowie Erhöhungen der Durchbruchspannung und der Leistungsflüsse über Verstärkerelemente erfordern.
Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe einer Schaltung, die Hochfrequenzeigenschaften, wie die Transitfrequenz und/oder die Form der Verstärkungskurve und/oder weitere elektrische Eigenschaften, wie die Durchbruchspannung eines Verstärkerelementes, weiter verbessert.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Bevorzugte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Bevorzugt ist insbesondere, dass der Eingangsverstärker und der zweite Transistor jeweils als Bipolartransistor mit einer Basis als Steuereingang, einem Emitter als erstem Stromanschluss und einem Kollektor als zweitem Stromanschluss realisiert ist und dass das zweite Verstärkerelement wenigstens einen Transistor aufweist.
Allgemein wird die Transitfrequenz sowohl durch die Laufzeit der Ladungsträger durch Bauelemente als auch durch parasitäre Kapazitäten der Bauelemente begrenzt. Die Erfindung entfaltet ganz allgemein immer dann ihre Vorteile, wenn die Transitfrequenzbegrenzung weniger durch Laufzeiteffekte und mehr durch die parasitären Kapazitäten dominiert wird. Da dies bei Bipolartransistoren in der Regel der Fall ist, führt die Erfindung bei diesen Bauelementen zu einer besonders ausgeprägten Erhöhung der Transitfrequenz. Es versteht sich aber, dass die Erfindung nicht auf eine Realisierung mit Bipolartransistoren beschränkt ist sondern auch Realisierungen mit anderen Transistortypen erlaubt, von denen ohne Anspruch auf Vollständigkeit MOSFET, JFET (Junction-FET), HFET (Heterostructure-FET), etc. als Beispiele dienen können.
Ferner ist bevorzugt, dass der Eingangsverstärker und der zweite Transistor jeweils als SiGe-Heterojunction Transistor realisiert ist.
Ein solcher SiGe-Heterojunction-Transistor zeichnet sich durch eine dünne, p-dotierte SiGe-Schicht als Basisschicht aus. Dadurch kann die aktive Basisschicht sehr dünn gehalten werden, was die Durchtrittszeit von Ladungsträgern verringert und damit die Transitfrequenz erhöht. Si-Ge-Heterojunction-Transistoren eignen sich also besonders zur Erhöhung der Transitfrequenz in Verbindung mit der Erfindung. Es versteht sich aber, dass die Erfindung auch in Verbindung mit anderen Transistortypen ihre Vorteile entfaltet.
Bevorzugt ist außerdem eine Ausgestaltung mit einer Realisierung des dritten und des vierten Transistors als SiGe-Heterojunction Transistor.
Diese Ausgestaltung zeichnet sich durch eine besonders hohe Ausgangsspannungsamplitude aus, die für verschiedene Anwendungen nützlich ist. Weiter ergibt sich der Vorteil, dass der Verlauf des MSG über der Frequenz eine Steigung besitzt, die der Steigung eines Einzelstufenverstärkers ähnelt. Dies ermöglicht Strukturen mit höherer Gleichstromverstärkung, höherem Ausgangsleitwert, höherer Durchbruchspannung, höherem steuerbaren Leistungsfluss und hoher Transitfrequenz, welche einfach anstelle eines Einzeltransistors verwendet werden können.
Weitere Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Figuren.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
1 schematisch eine Verstärkerschaltung in allgemeiner Form;
2 ein herkömmliches Ausführungsbeispiel eines weiteren Verstärkers, der bereits für eine Erhöhung der Transit-Frequenz sorgt;
3 Gummel-Darstellungen für einen Transitfrequenz-Vervielfacher aus einem Eingangsverstärker und weiterem Verstärker nach 2;
4 Gleichstromverstärkungen für einen Transitfrequenz-Vervielfacher und einen Einzeltransistor über dem logarithmisch aufgetragenen Kollektorstrom;
5 korrespondierende Verläufe der Transitfrequenz f_T über Kollektor-Strömen I_C;
6 ein herkömmliches, schaltungstechnisch konkretisiertes, Ausführungsbeispiel der Verstärkerschaltung mit einem zusätzlichen dritten Transistor als weiterem Verstärker;
7 eine Gleichstromverstärkung der Schaltung nach 6;
8 Verläufe der Transitfrequenz f_T über dem gesamten Kollektorstrom I_C für die Schaltung nach 6 im Vergleich zu einem entsprechenden Verlauf für einen Transitfrequenz-Vervielfacher aus einem Eingangsverstärker und dem Schaltkreis aus 2;
9 einen MSG/MAG-Verlauf über der Frequenz für eine Realisierung des weiteren Verstärkers durch einen dritten Transistor, und einen MSG/MAG-Verlauf für den Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker und dem Schaltkreis aus 2 (MAG = maximum available gain);
10 Verläufe des Kollektorstroms über der Kollektorspannung für die schaltungstechnische Ausgestaltung nach 6;
11 ein schaltungstechnisch konkretisiertes Ausführungsbeispiel der Erfindung;
12 eine Gleichstrom-Verstärkung für Ausgestaltungen des Ausführungsbeispiels nach 11;
13 Transitfrequenzen über dem gesamten Kollektorstrom für das Ausführungsbeispiel nach 11; und
14 die Abhängigkeit des Kollektorstroms von der Kollektor-Emitterspannung mit dem Basisstrom als Parameter für das Ausführungsbeispiel nach der 11.
1 zeigt im Teil a) eine Schaltung 10 mit einem Eingangsverstärker 12 und einem zweiten Verstärker 14, der für eine gegenüber einer Transitfrequenz des Eingangsverstärkers 12 erhöhte Transitfrequenz der Schaltung 10 sorgt, wobei die Schaltung 10 einen mit einem Steuereingang 16 des Eingangsverstärkers 12 gekoppelten Steuereingang 18, einen ersten Stromanschluss 20 und einen zweiten Stromanschluss 22 aufweist. Darüber hinaus weist die Schaltung 10 einen weiteren Verstärker 24 auf, der mit dem zweiten Verstärker 14 in Reihe liegt und der von dem Eingangsverstärker 12 gesteuert wird. Ein Knoten 26 ist mit einem zweiten Stromanschluss 28 des Eingangsverstärkers 12 und mit einem ersten Stromanschluss 30 des zweiten Verstärkers 14 gekoppelt. Ein erster Stromanschluss 32 des Eingangsverstärkers 12 ist über den weiteren Verstärker 24 mit dem ersten Stromanschluss 20 der Schaltung 10 gekoppelt und ein zweiter Stromanschluss 34 des weiteren Verstärkers 24 ist mit dem Knoten 26 verbunden.
Der Eingangsverstärker 12 weist wenigstens einen ersten Transistor 36 und/oder einen Operationsverstärker auf. 1b zeigt die Ausgestaltung mit dem ersten Transistor 36. Es versteht sich, dass der Eingangsverstärker auch ein Netzwerk von Transistoren und/oder Operationsverstärkern aufweisen kann.
In einer Ausgestaltung des zweiten Verstärkers 14, die in 1c dargestellt ist, besteht der zweite Verstärker 14 aus einem dritten Transistor 38 in Basisschaltung, dessen Basis mit einer Steuergleichspannungsquelle 40 gekoppelt ist, und dessen Emitter als erster Stromanschluss 30 und dessen Kollektor als zweiter Stromanschluss 22 der Schaltung 10 dient.
Die Schaltung 10 weist mit dem Steueranschluss 18 und dem ersten Stromanschluss 20 sowie dem zweiten Stromanschluss 22 insbesondere die gleiche Zahl von Anschlüssen wie ein Einzeltransistor auf.
2 zeigt ein bekanntes Ausführungsbeispiel des weiteren Verstärkers 24. Danach weist der weitere Verstärker 24 einen Stromspiegel 42 aus einem zweiten Transistor 44 und einer Diode 46 auf, wobei der erste Stromanschluss 32 des Eingangsverstärkers 12 aus 1 mit einem Steueranschluss 48 des zweiten Transistors 44 verbunden ist und über die Diode 46 mit einem ersten Stromanschluss 50 des zweiten Transistors 44 verbunden ist, und wobei ein zweiter Stromanschluss 52 des zweiten Transistors 44 mit dem Knoten 26 aus 1 verbunden ist. Der erste Stromanschluss 50 des zweiten Transistors 44 führt auf den ersten Stromanschluss 20 der Schaltung 10 nach 1. Eine Schaltung aus dem weiteren Verstärker 24 nach 2 in Verbindung mit einem Eingangsverstärker 12 nach 1 und/oder 1b stellt bereits eine im Vergleich zum Eingangsverstärker 12 erhöhte Transitfrequenz bereit.
Auch der zweite Transistor 44 ist zum Beispiel als Bipolartransistor mit einer Basis als Steuereingang 48, einem Emitter als erstem Stromanschluss 50 und einem Kollektor als zweitem Stromanschluss 52 realisiert.
Bei dieser Struktur des weiteren Verstärkers 24 innerhalb der Schaltung 10 nach 1 moduliert ein über den äußeren Steueranschluss 18 der Schaltung 10 eingespeistes Eingangssignal einen über den zweiten Stromanschluss 22 der Schaltung 10 fließenden Strom, dessen Stromstärke als Ausgangssignal der Schaltung 10 dient. Die Schaltung 10 verhält sich dabei wie ein Einzeltransistor mit erhöhten Werten für die Transitfrequenz und die Durchbruchspannung sowie einem verringerten Ausgangsleitwert und kann anstelle eines Einzeltransistors in einer Hochfrequenzschaltung verwendet werden.
3 illustriert Gummel-Darstellungen für einen Transitfrequenz-Vervielfacher, der aus dem Eingangsverstärker 12 und dem Stromspiegel 42 besteht. Bekanntlich entsteht die Gummel-Darstellung aus einer Messung bei einer Kollektor-Basis-Spannung = 0 und variierter Basis-Emitter-Spannung, wobei der Basisstrom I_B und der Kollektorstrom I_C in Abhängigkeit von der linear aufgetragenen Basisspannung U_B logarithmisch dargestellt werden. Der weitgehend lineare Verlauf der Kurven 54 (Steuerstrom über Anschluss 18) und 56 (Kollektorstrom über Anschluss 22) entspricht qualitativ den entsprechenden Kurvenverläufen für einen Einzeltransistor und bestätigt damit, dass die Schaltung 10 einen Einzeltransistor ersetzen kann.
4 stellt die Gleichstromverstärkungen G für einen Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker 12 und weiterem Verstärker 24 nach 2 sowie für einen Einzeltransistor über dem logarithmisch aufgetragenen Kollektorstrom I_C dar. Dabei bezeichnet die Ziffer 58 einen G-Verlauf für den Einzeltransistor, während die Ziffer 60 den entsprechenden Verlauf für den Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker 12 und weiterem Verstärker 24 nach 2 kennzeichnet. Ersichtlich verläuft die Gleichstromverstärkung dieses Transitfrequenz-Vervielfachers qualitativ ähnlich wie die des Einzeltransistors, was ebenfalls die grundsätzliche Austauschfähigkeit bestätigt. Der Transitfrequenz-Vervielfacher besitzt dabei die Eigenschaft, dass seine Gleichstromverstärkungskurve 60 deutlich oberhalb der Gleichstromverstärkungskurve 58 des Einzeltransistors verläuft.
5 zeigt korrespondierende Verläufe der Transitfrequenz f_T über Kollektor-Strömen I_C. Dabei gehört die Kurve 62 zu einem Einzeltransistor und die Kurve 64 zu einem Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker 12 und Stromspiegel 42. 5 verdeutlicht damit die im Vergleich mit einem Einzeltransistor deutlich höhere Transitfrequenz des Transitfrequenz-Vervielfachers aus Eingangsverstärker 12 und Stromspiegel 42.
6 zeigt eine an sich bekannte Schaltung 10, die sich aus den Gegenständen der 1c, 1c und 2 entsprechend der allgemeinen Darstellung nach 1a zusammensetzt.
Diese Schaltung nutzt demnach insbesondere den dritten Transistor 38 als weiteres Verstärkerelement 14 aus, dessen Basisanschluss 68 sowohl zu seinem emitterseitigen Anschluss 30 als auch zu seinem kollektorseitigen Anschluss 70 gehört und der daher eine Basisschaltung darstellt. An den Basisanschluss 68 ist die Gleichspannungsquelle 40 angeschlossen. Knoten 70 führt auf den zweiten Stromanschluss 22 der Schaltung 10.
Das Addieren des dritten Transistors 38 in Basisschaltung am Knoten 26 des Transitfrequenz-Vervielfachers aus Eingangsverstärker 12 und Stromspiegel 42 verringert die durch den Miller-Effekt vergrößerte Eingangskapazität dieses Transitfrequenz-Vervielfachers und verringert zusätzlich, da nur ein einzelner dritter Transistor 38 als Ausgang benutzt wird, die Ausgangskapazität der Gesamtschaltung 10. Darüber hinaus besitzt die Schaltung 10 eine bessere Isolation zwischen Eingang 18 und zweitem Stromanschluss 22. Wegen der Basisschaltung des Transistors 38 am Knoten 26 wird der Ausgangsleitwert der Struktur stark verbessert.
7 zeigt mit der Kurve 72 die Gleichstromverstärkung G der Schaltung 10 nach 6 über dem am Knoten 70 fließenden Kollektorstrom I_C.
8 zeigt einen korrespondierenden Verlauf 74 der Transitfrequenz f_T über dem gesamten Kollektorstrom I_C für die Schaltung 10 nach 6 im Vergleich zu einem entsprechenden Verlauf für den Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker 12 und Stromspiegel 42.
Dabei gehört die Kurve 74 zu einer Schaltung 10 mit einem drittem Transistor 38, während die Kurve 76 dem Verlauf entspricht, den der genannte Transitfrequenz-Vervielfacher aus Eingangsverstärker 12 entsprechend 1b und Stromspiegel 42 allein, also ohne dritten Transistor 38 liefert. Ersichtlich verläuft die Kurve 74 der Gesamtschaltung 10 unterhalb der Kurve 76 des genannten Transit-Frequenz-Vervielfachers allein. Dieser an sich nachteilige Effekt wird jedoch durch einen günstigeren MSG/MAG-Verlauf überkompensiert, wie im Folgenden noch ausgeführt wird. Der genannte, an sich nachteilige Effekt belegt jedoch, dass sich die gewünschten Eigenschaften einer Schaltung nicht einfach durch Ergänzen der bekannten Kaskode durch einen weiteren Transit-Frequenz-Vervielfacher ergeben.
9 zeigt einen MSG/MAG-Verlauf 78 über der Frequenz für die Ausgestaltung mit einem dritten Transistor 38 und einen MSG/MAG-Verlauf 80 für den genannten Transitfrequenz-Vervielfacher allein, also ohne dritten Transistor 38.
Nach 9 ergeben sich für die Schaltung 10 nach 6 höhere Verstärkungen (Kurve 78), also höhere Kollektorströme über der Frequenz, als sich bei dem genannten Transitfrequenz-Vervielfacher ohne dritten Transistor 38 ergeben (Kurve 80), wobei die über der Frequenz aufgetragene Verstärkung erst bei höheren Frequenzen absinkt. Dieses vorteilhafte Verhalten wird durch den verbesserten Ausgangsleitwert der Schaltung 10 nach 6 verursacht, die höher ist als bei dem genannten Transitfrequenz-Vervielfacher ohne dritten Transistor 38.
Die Ausgangscharakteristik, also der Verlauf des Kollektorstroms I_C über der Kollektorspannung U_CE, ist für die Schaltung 10 nach 6 durch die Kennlinienschar 81 in der 10 dargestellt. Ersichtlich ergibt sich für die Schaltung 10 nach 6 eine hohe Ausgangsspannungsamplitude. Damit stellt die Schaltung 10 nach 6 insgesamt ein deutlich verbessertes MSG und eine gute Ausgangsspannungsamplitude bei immer noch sehr hoher Transitfrequenz bereit.
Vorteilhaft ist auch, dass die Schaltung 10 mit einem dritten Transistor 38 in Basisschaltung eine MSG-Steigung über der Frequenz aufweist, die derjenigen eines Einzelstufenverstärkers bei niedrigen Frequenzen ähnelt. Dies ist ein großer Vorteil für Hochfrequenzanwendungen, die Frequenzbereiche kleiner als 10 GHz betreffen.
Allerdings werden diese Vorteile auf Kosten einer hohen Stromverstärkung und mit unerwünscht steileren Verläufen des MSG über der Frequenz erzielt. Obwohl das MSG bei niedrigeren Frequenzen stark verbessert wird, sinkt es, wie bei jedem anderen 2-Stufen-Verstärker auch, zweimal so schnell wie bei einem Einzelstufenverstärker. Dies begrenzt nicht nur die Frequenzantwort, sondern verursacht auch Schwierigkeiten im Schaltkreisdesign.
Zur Abhilfe ist gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen, dass der zweite Verstärker 14 durch einen weiteren Transitfrequenz-Vervielfacher 82 realisiert wird, der die gleiche Schaltungstopologie wie die Restschaltung aus Eingangsverstärker 12 und weiterem Verstärker 24 besitzt. Ein solches Ausführungsbeispiel ist in der 11 dargestellt. Im Einzelnen zeigt 11 eine Schaltung 10 mit einem Eingangsverstärker 12 in der Ausgestaltung nach 1b und einem weiteren Verstärker 24 der Ausgestaltung nach 2, also mit einem Eingangsverstärker 12 mit einem ersten Transistor 36 und einem Stromspiegel 42 aus zweitem Transistor 44 und Diode 46. Der Stromspiegel 42 ist also hier mit dem weiteren Verstärker 24 identisch.
Der zweite Verstärker 14 weist einen vierten Transistor 84, einen zweiten Stromspiegel 86 aus einem fünften Transistor 88 und einer zweiten Diode 90 auf. Ein erster Stromanschluss 92 des vierten Transistors 84 ist mit einem Steueranschluss 94 des fünften Transistors 88 verbunden und ist ferner über die zweite Diode 90 mit einem ersten Stromanschluss 96 des fünften Transistors 88 verbunden. Ein zweiter Stromanschluss 98 des vierten Transistors 84 ist mit einem zweiten Stromanschluss 100 des fünften Transistors 88 verbunden.
Für eine solche Struktur wird vorgeschlagen, dass eine Basis-Emitter-Kapazität des zweiten Verstärkers 14 gleich zwei Serien-Basis-Emitter-Kapazitäten eines Einzeltransistors ist. In diesem Fall besteht die totale Ausgangskapazität aus zwei parallelen Kollektor-Kapazitäten, was zwar das MSG verringert und an sich unerwünscht ist, aber vorteilhafterweise zu einer verringerten MSG-Steigung über der Frequenz für höhere Frequenzen führt, so dass ein insgesamt gewissermaßen kastenförmiger Verlauf mit einem ausgeprägten flachen Abschnitt resultiert.
Die 12 und 13 illustrieren resultierende Verläufe der Gleichstrom-Verstärkung G (Kurve 102) und der Transitfrequenz f_T (Kurve 104) über dem gesamten Kollektorstrom I_C für diese Ausgestaltung mit einem Transitfrequenz-Vervielfacher 82 als zweitem Verstärker 14. Wie angestrebt, weist die Ausgestaltung nach der 11 ebenfalls einen näherungsweise kastenförmigen G-Verlauf 102 mit einem ausgeprägten flachen Abschnitt 106 auf.
14 zeigt die Ausgangscharakteristiken 108, also die Abhängigkeit des Kollektorstroms I_C von der Kollektor-Emitterspannung U_CE mit dem Basisstrom als Parameter für die Ausgestaltung nach der 11. Diese Ausgestaltung stellt eine Ausgangsspannungsamplitude von über 8 Volt bereit, die für verschiedene Anwendungen nützlich ist.
Bei Vergleichen von MSG/MAG-Verläufen der Ausgestaltungen des Ausführungsbeispiels nach der 11 mit entsprechenden Verläufen von Ausführungsbeispielen mit einem einzelnen dritten Transistor 38 entsprechend 6 hat sich gezeigt, dass die Ausgestaltung nach 11 zwar bei niedrigen Frequenzen ein etwas schlechteres MSG besitzt, dafür aber eine flachere Steigung besitzt, die der Steigung eines Kurvenverlaufs für einen Einzelstufenverstärker noch stärker ähnelt als dies bei der Ausgestaltung mit dem dritten Transistor 38 der Fall ist.
Die im Vergleich mit dem Gegenstand der 11 höhere MSG-Steigung beim Gegenstand der 6 führt nicht nur zu niedrigeren MSG-Werten, sondern bereitet auch in Breitband-Schaltungen Schwierigkeiten. Diese Schwierigkeiten werden mit dem Gegenstand der 11 und seiner verallgemeinerten Topologie umgangen.
Die Erfindung ermöglicht daher höhere Gleichstromverstärkungen, höhere Ausgangsleitwerte, höhere Durchbruchspannungen, höhere Leistungsflüsse und höhere Transitfrequenzen und kann einfach anstelle eines Einzeltransistors verwendet werden, wobei dies auch für Breitband-Anwendungen gilt.
Weitere vergleichende Untersuchungen haben ergeben, dass die Ausführungsbeispiele der Erfindung nach 11 im Vergleich zu der bekannten Schaltung nach der 1 eine wesentlich höhere Gleichstromverstärkung und Transitfrequenz besitzt. Insgesamt werden durch einzelne Ausgestaltungen der Erfindung mit der verfügbaren SiGe₂-Technologie eine Transitfrequenz von über 107 GHz, eine Spannungsamplitude von über 7 Volt und ein sehr hoher Ausgangsleitwert erreicht.

Claims

Schaltung (10) mit einem Steuereingang (18), einem ersten Stromanschluss (20) und einem zweiten Stromanschluss (22), sowie mit einem Eingangsverstärker (12) und einem zweiten Verstärker (14), wobei der Eingangsverstärker (12) einen ersten Stromanschluss (32), einen zweiten Stromanschluss (28) und einen mit dem Steuereingang (18) der Schaltung (10) gekoppelten Steuereingang (16) aufweist, und wobei der zweite Verstärker (14) dazu eingerichtet ist, für eine gegenüber einer Transitfrequenz des Eingangsverstärkers (12) erhöhte Transitfrequenz der Schaltung (10) zu sorgen, und der einen ersten Stromanschluss (30) aufweist, der über einen Knoten (26) an den zweiten Stromanschluss (28) des Eingangsverstärkers (12) angeschlossen ist, wobei die Schaltung (10) einen weiteren Verstärker (24) aufweist, der mit dem zweiten Verstärker (14) in Reihe zwischen dem ersten Stromanschluss (20) der Schaltung (10) und dem zweiten Stromanschluss (22) der Schaltung (10) liegt und der von dem ersten Stromanschluss (32) des Eingangsverstärkers (12) gesteuert wird, wobei der weitere Verstärker (24) einen zweiten Transistor (44) und eine erste Diode (46) aufweist, wobei der erste Stromanschluss (32) des Eingangsverstärkers (12) mit einem Steueranschluss (48) des zweiten Transistors (44) verbunden ist und über die erste Diode (46) mit einem ersten Stromanschluss (50) des zweiten Transistors (44) verbunden ist, und wobei der zweite Stromanschluss (28) des Eingangsverstärkers (12) mit einem zweiten Stromanschluss (52) des zweiten Transistors (44) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Verstärker (14) einen dritten Transistor (84), einen vierten Transistor (88) und eine zweite Diode (90) aufweist, wobei ein erster Stromanschluss (92) des dritten Transistors (84) mit einem Steueranschluss (94) des vierten Transistors (88) verbunden ist und über die zweite Diode (90) mit einem ersten Stromanschluss (96) des vierten Transistors (88) verbunden ist, und wobei ein zweiter Stromanschluss (98) des dritten Transistors (84) mit einem zweiten Stromanschluss (100) des vierten Transistors (88) verbunden ist.
Schaltung (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsverstärker (12) wenigstens einen Transistor (36) aufweist.
Schaltung (10) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsverstärker (12) und der zweite Transistor (44) jeweils als Bipolartransistor mit einer Basis als Steuereingang (16, 48), einem Emitter als erstem Stromanschluss (32, 50) und einem Kollektor als zweitem Stromanschluss (28, 52) realisiert ist.
Schaltung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsverstärker (12) und der zweite Transistor (44) jeweils als SiGe-Heterojunction Transistor realisiert ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte (84) und der vierte Transistor (88) als SiGe-Heterojunction Transistor realisiert ist.