DE1958620A1 - Differentialverstaerker - Google Patents

Description

DIPL-ING. LEO FLEUCHAUS

8 MÜNCHEN 7t. 21. NOV. 1969 MelchiorstraBe 42

Mein Zeichen: M62P-299

Motorola, Inc.

94-01 West Grand Avenue

Franklin Park, Illinois

V.St.A.

Differentialverstärker

Die Erfindung "betrifft im allgemeinen einen Operationsverstärker und im speziellen einen monolithischen Differentialverstärker, der NPN Eingangstransistoren mit schmaler Bandbreite und laterale PNP Ausgangstransistoren umfasst.

Operationsverstärker mit nur zwei in Kaskade geschalteten Differential-Transistorstufen sind bekannt. Bei der Verwendung aktiver Stromquellen für ^ede Transistorstufe, wobei derartige Stromquellen sehr leicht in Form monolithischer integrierter Schaltkreise hergestellt werden können, ist es möglich, Verstärker mit einer hohen Verstärkung zu schaffen, ohne dass zusätzliche Transistorstufen benötigt werden. Die erwähnten aktiven Stromquellen ersetzen die jeweiligen Kollektorwiders bände, die bisher bei aus diskreten Bauteilen aufgebauten Transistorstufen verwendet werden.

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Beim Übergang von einem dreistufigen Kaskaden-Transistorverstärker auf die einfache erwähnte zweistufige Schaltung ergeben sich viele Vorteile. Der grösste Vorteil besteht darin, dass in einer zweistufigen Schaltung eine Hochfrequenzkompensation sehr viel leichter vorzunehmen ist, da das Eliminieren der dritten Transistorstufe die Signalverzögerung innerhalb der Schaltung verringert. Beinah alle modernen integrierten Operationsverstärker sind in dem einfachen zweistufigen Aufbau ausgeführt und erzielen eine Verstärkung von über 100 000 in Kombination mit einem Wiederkehrverhältnis von ungefähr 0,5 Volt/ /U see. Unter Wiederkehrverhältnis wird die maximale Änderung ^ der Ausgangsspannung, bezogen auf die Zeit, verstanden, d.h. das maximale Verhältnis von dV /dt.

Die vorausstehend erwähnten bekannten Verstärker besitzen zwei wesentliche, bisher nicht zu überwindende Nachteile. Der erste Nachteil besteht darin, dass diese bekannten Verstärker einen verhältnismässig hohen Eingangsstrom benötigen, der so gross ist, dass diese Verstärker häufig nicht zusammen mit hohen Quellimpedanzen verwendet werden können. Der zweite Nachteil dieser bekannten Operationsverstärker besteht in der begrenzten Bandbreite und dem charakteristischen Verhalten bezüglich des Wiederkehrverhältnisses. Obwohl die Bandbreiten von Verstärkern in integrierter Schaltkreistechnik gegenwärtig so P breit sind wie die konventioneller, in diskreter Bauweise aufgebauter Verstärker, sind Verstärker mit sehr viel grösserer Bandbreite erwünscht, wodurch sich neue Verkaufsmärkte erschliessen lassen, für die hohe Geschwindigkeiten wichtig sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Operationsverstärker unter Verwendung von lateralen PNP Transistoren zu schaffen, wobei diese lateralen PNP Transistoren derart angeschlossen sind, dass ihre Ärbeitspunkte völlig unabhängig von der nicht voraussagbaren Eaitter-Basis-Stromverstärkung (beta-Verstärkung) der lateralen PNP Transistoren sLnd.

- 2 - Ferner

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*-■

Ferner soll der Operationsverstärker einen extrem niederen Eingangsstrom aufweisen und einfach in monolithischer integrierter Schaltkreistechnik herstellbar sein, wobei das charakteristische Verhalten bezüglich der Verstärkung in Abhängigkeit von der Frequenz und dem Wiederkehrverhältnis im Vergleich zu bekannten Verstärkern besser sein soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der Kollektor eines ersten Eingangstransistors mit dem Emitter eines ersten Ausgangstransistors von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem ersten Verbindungspunkt und der Emitter des ersten Eingangstransistors mit der Basis des ersten Ausgangstransistors in einem ersten Vorspannungspunkt gleichstrommässig gekoppelt sind, dass der Kollektor eines zweiten Eingangstransistors mit dem Emitter eines zweiten Ausgangstransistors von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem zweiten Verbindungspunkt und der Emitter des zweiten Eingangstransistors mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors in einem zweiten Vorspannungspunkt gleichstrommässlg gekoppelt sind, und dass mit den Kollektoren des ersten und zweiten Ausgangstransistors Einrichtungen zum Ableiten eines verstärkten Ausgangssignals verbunden sind.

Bei einem nach den Merkmalen der Erfindung aufgebauten Verstärker, bei dem die lateralen PNP Ausgangstransistoren mit eine schmale Basisbreite aufweisenden IiPN Eingangstransistoren verbunden sind, wird in vorteilhafter Weise erreicht, dass der Eingangstransistor mit extrem niederen Strömen arbeitet und der laterale PNP Ausgangstransistor unabhängig von seinem beta-Wert ist.

Erfindungsgemäss besitzen die NPN Eingangstransistoren des in integrierter ochaltkreistechnik ausgeführten Operationsverstärkers eine niedere Durchbruchsspannung und einen hohen beta-Wert. Die NFN Eingangstransistoren werden mit einem tiefdiffun-dierten Emitterbereich und einer sehr schmalen Basisbreite

- ? - hergestellt

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hergestellt, so dass sie eine extrem hohe Stromverstärkung und einen sehr niederen Eingangsstrom aufweisen.

Der Verstärker gemäss der Erfindung lässt sich in verschiedenen Konfigurationen aufbauen, wobei die NPN Eingangstransistoren direkt mit lateralen PNP Ausgangstransistoren in einer solchen Weise gekoppelt sind, dass man einen sehr breitbandigen Übertragungsfrequenzgang erhält.

Nach einem weiteren Merkmal weisen die NPN Eingangstransistoren eine sehr niedere Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung auf. Der NPN Eingangstransistor wird in Verbindung mit einem lateralen PNP Ausgangstransistor für eine hohe Spannung betrieben, so dass dieser zusammengesetzte Verstärker eine grosse eingangsseitige und ausgangsseitige Aussteuerung verträgt.

Die Erfindung ist in der Zeichnung beispielsweise dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 ein Pfinzipschaltbild eines monolithischen Schaltungsaufbaus für die eine Hälfte eines Differentialverstärkers mit einem NPN Transistor und einem lateralen PNP Transistor;

Fig. 2 ein Schaltbild eines DifferentialVerstärkers gemäss der Erfindung mit zwei Stromquellen und einer Stromsenke ;

Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung mit einer Stromquelle und zwei Stromsenken;,.

Fig. 4 ein Schaltbild einer weiteren, der Ausführungsform gemäss Fig. 2 ähnlichen Ausführungsform der Erfindung, wobei Emitterwiderstände zwischen den Verstärkertransistoren und der einzigen Stromsenke der Verstärkerschaltung angeordnet sind;

- 4- - Fif. r,

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Fig. 5 eine Schaltung einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, die ähnlich wie die Ausführungsform gemäss. Fig. 3 aufgebaut ist und zwei Widerstände umfasst, die zwischen der einzigen Stromquelle und den stromquellenseitigen Verbinduhgspunkten der Verstärkertransistoren angeordnet sind;

Fig. 6 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung' mit Emitterwiderständen für die lateralen PNP Ausgangstransistoren;

Fig. 7 ein Schaltbild eines ausgeführten kompletten Operationsverstärkers gemäss der Erfindung, der eine eingangsseitige Differentialverstärkerstufe, eine ausgangsseitige Verstärkerstufe, Vorspannungsschaltkreise und eine komplementäre ausgangsseitige Stromtreiberstufe aufweist, die mit der ausgangsseitigen Verstärkerstufe verbunden ist.

Die Stromquellen und Stromsenken in den Ausführungsformen gemäss den Fig. 1 bis 6 können häufig auch durch Widerstände ersetzt werden, an denen eine verhältnismässig grosse Spannung liegt, ohne dass dadurch das Funktionsverhalten wesentlich beeinträchtigt wird.

Der in monolithisch integrierter Schaltungsweine aufgebaute Differentialverstärker gemäss der Erfindung umfasst je ein Paar Eingangs- und Ausgangstransistoren. Die Eingangstransistoren besitzen eine tiefdiffundierte Emitterzone, einen hohen beta-Wert und eine niedere Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung. Die Ausgangstransistoren sind als laterale PIiP Transistoren ausgeführt, Diese lateralen PNP AusgangtraaMistören sind mit den NPN Eingangs transistoren derart verbunden, dass die Kollektor-Basißspaimungen der NPN T ran λ Lat-->r -u\ in etwa auf einem Spannungswert UuLi f^st^ehaLteu werden» Ui:!π ^ Festhalten

- s ■■■ der

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der KollektorSpannungen der NPN Eingangstransistoren ermöglicht die Verwendung einer verhältnismässig niederen Durchbruchsspannung sowie Eingangstransistoren mit hohem beta-Wert, wobei hohe Spannungen an den Verstärker angelegt werden können, da der Kollektor-Basisübergang der lateralen PNP Transistoren eine hohe Durchbruchsspannung aufweist. Überdies werden die Leckströme am Kollektor-Basisübergang der NPN Transistoren auf nahezu Null reduziert infolge der Null-Volt-Vorspannung an dem Kollektor-Basisübergang. Ferner sind die Ausgangsströme der lateralen PNP Ausgangstransistoren unabhängig von deren Stromverstärkungen, d.h. von deren beta-Werten, da Basisstromänderungen in den PNP Transistoren automatisch von den Emittern der NPN Transistoren auf Grund der verwendeten Rückkopplung absorbiert werden.

In Fig. 1 ist die eine Hälfte eines DifferentialVerstärkers gemäss der Erfindung stückweise dargestellt. Jede Hälfte des Differentialverstärkers umfasst einen tiefdiffundierten NPN Eingangstransis-fcor und einen lateralen PNP Ausgangstransistor, die in der dargestellten Weise miteinander verbunden sind. Gemäss Fig. 1 ist der NPN Eingangstransistor 10 mit einer Konstantstromsenke 22 und einem Kollektorbelastungswiderstand 18 verbunden, wogegen die Basis mit der Eingangsklemme 15 in Verbindung steht. Der Kollektorbelastuiigswiderstand 18 ist an eine erste Spannungsversorgung 20 angeschlossen. Der Emitter des lateralen PFP Ausgangstransistors 12 liegt an einem Verbindungspiuikt 13, wogegen dessen Basis mit dem Emitter des NPN Eingangs transistors 10 im Vorspannungspunkt 17 verbunden ist. Das Aus gangs signal wird vom Kollektor des lateralen PiTP xiusgangstransistor;; 12 abgegriffen und bildet sich an dem nicht darges teil tan Kai !«kborbelasbuiigswidors band aua.

Unter üblichen G-liji.uhiifc.f'ombedingimg-m f 1 L-:;r;:it Ln der Schalbung gemäOH E'¹ ig» λ .'Ln .'.tr-om durch "den v/i .l.VfiL'ind IB in. der sß von .^:;.I, ♦ H ^;i. ;i.;i.?r grwsijfm iitt'oniyßr.·*; täi'kung -Uni HIN

;f;n^B nraziB Lstors 9847/ 1 ^i-JS.

BAD CRiCiMAL

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Eingangstransistors (beta-Stromverstärkung) kann angenommen werden, dass der Basisstrom des NPN Eingangstransistors 10 etwa Null und der Kollektorstrom Ip desjPNP Aus gangs trans is tors 12 gleich der Differenz zwischen dem Emitterstrom des PNP Transistors 12 und dem den Verbindungspunkt 13 verlassenden Strom ist. Der Kollektorstrom I2 des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 kann daher durch folgenden Ausdruck beschrieben werden:

V-V

_T ~· cc de _T

I_{2 =} _ _±l

¹⁸ oder

I₂ * 2I₁ - I₁ - I₁

wobei V_dc gleich der Gleichspannung an der Basis des NPN Eingangstransistors 10 ist, wobei diese Spannung auch am Emitter des NPN Transistors 10 liegt, wenn die Transistoren 10 und 11 identische Basis-Emitter-Umschaltspannungen aufweisen. Daher ist der Kollektorstrom I₂ des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 unabhängig von seiner eigenen Emitter-Basisstromverstärkung (beta-Stromverstärkung). Dies ist ein sehr wichtiges Merkmal der Schaltung, da es bekannt ist, dass die beta-Werte der lateralen PNP Transistoren wegen der lateralen PNP Verarbeitung sehr stark schwanken. Derartige beta-Werte können z.B. zwischen eins und zwanzig liegen, wenn PNP und NPN Transistoren in einem einzigen Arbeitsprozess hergestellt werden. Für eine integriere Schaltkreisfabrikation ermöglichen die vorausstehenden Merkmale die Verwendung von lateralen PIiP Transistoren, die einfach in monolithischer Form hergestellt werden können.

Sin weiteres wichtiges Merkmal der neuen Schaltung gemäss Fig. 1 besteht darin, dass das Gleichspannungsniveau V^ an der Basis des NFN Eingangstransistors 10 nahezu identisch mit dem Spannungsniveau V, am Emitter des lateralen PNF Ausgangstran- ' sistors 12 ist. Auf Grund dieser Tatsache kann der NPN

- " - Einpangstransistor

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Eingangs trans is tor 10 immer mit einer Spannung von etwa ,Null Volt am Kollektor-Basisübergang arbeiten. Diese Sicherheit, dass an der Kollektor-Basisstrecke des Transistors 10 immer etwa eine Spannung von Null Volt liegt, ermöglicht es, diesen NPN Eingangstransistor 10 bei der Fabrikation mit einer tiefen Emitterdiffusion herzustellen und somit einen Transistor mit einer sehr schmalen Basisbreite und einem sehr hohen beta-Wert in der Grössenordnung von etwa 1 000 zu erhalten. Dieser hohe beta-Wert bewirkt, dass der Basisstrom des Eingangstransistors 10 sehr niedrig ist. Bei einer typischen Schaltung unter Verwendung der Schaltungskonfiguration gemäss Fig. 1 liegt der Kollektorstrom des Eingangstransistörs 10 in der Grössenord-™ nung von etwa 5/uA, wogegen der Basisstrom in der Grössenordnung von etwa 5/uA/lOOO oder näherungsweise 5nA liegt_o Die zuletzt genannte Grosse liegt um zwei Grössenordnungen unterhalb des Eingangsstromes eines typischen bipolaren Transistor-Differential Verstärkers bekannter Art.

■ Eine weitere wichtige Folge der Spannung Null an der Kollektor-Basisstrecke des Eingangstransistors IO ergibt sich bezüglich des Leckstroms an der Kollektor-Basisstrecke, der in diesem Fall ebenfalls Null sein muss. Dies ist der Fall, da an einem Grenzschichtübergang kein Strom beim Fehlen einer entsprechenden Spannung am Grenzschichtübergang fliesst. Das ^ Unterdrücken dieses Stromes ist besonders wichtig, da er so gross wie der normale Basisstrom bei hohen Temperaturen sein kann.

Bei einem Betrieb mit einem kleinen Wechselstromsignal kann der Kollektorstrom I~ des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 durch nachfolgenden Ausdruck beschrieben werden:

in in

τ ¹^ in (j f in pnp

^{2 = r}e___ P¹¹P ^{= r}e_ ' ITK

npn npn <ö«_pnp

- B (=09847/1535

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wobei S der Operator der Laplace-Transformation, iC die PNP Stromverstärkung ist. Diese PNP Stromverstärkung ist als Kurzschluss-Basisstromverstärkung des PNP Transistors gleich do /(I + Q/U)0i__n_). Ferner ist r der Emitterwiderstand

■^ " " " npn

des NPN Eingangstransistors für das kleine Signal. Damit liegt die erste Eckfrequenz der frequenzabhang!gen Verstärkercharakteristik eines DifferentialVerstärkers aus zwei der Konfiguration gemäss Fig. 1 bestehenden Teilen bei der Grenzfrequenz des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 für eine geerdete Basis und istfoaL . Viele bekannte Verstärker besitzen eine Grenzfrequenz, die um den Faktor beta des PNP Transistors unterhalb dieser Frequenz liegt.

Eine vollständige Differentialverstärkerschaltung mit den Merkmalen gemäss der Erfindung ist in Fig· 2 dargestellt und umfasst den ersten tiefdiffundierten NPN Eingangstransistor und den ersten PNP Ausgangstransistor 12. Ferner enthält die Schaltung^ einen zweiten tiefdiffundierten NPN Eingangstransistor 16 sowie einen zweiten lateralen PNP Ausgangstransistor 14. Ein Differenzsignal wird an die Basis des ersten und zweiten NPN Eingangstransistors 10 und 16 angelegt. Zwei Kollektorbelastungswiderstände 28 und 32 sind zwischen die Kollektoren des ersten und zweiten lateralen PNP Ausgangstransistors 12 und 14 sowie eine zweite Spannungsversorgung 40 geschaltet.

Eine erste Stromquelle 34 und eine zweite Stromquelle 36 sind zwischen die erste Versorgungsspannung 38 und den ersben bzw. zweiten Verbindungspunkt 21 bzw. 23 geschaltet» Vorspannungspunkte 25 und 2? für die Transistorpaare gemäss Fig, 2 liegen an einem gemeinsamen Verbindungspunkt 29, der über eine Konstanbstromsenke 30 mit der zweiten Spannungsversorgung 40 verbunden ist. Alle vorteilhaften Eigenschafben, die Lm Zusammenhang mit Fig. 1 erwähnt wurden, treffen auch für die Schaltung gemäos Fig. 2 zu.

- 9 - D_l_e

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Die Schaltung gemäss Fig. 2 wird mit einer grossen gleichlaufenden Aussteuerung betrieben, welche ungefähr gleich der Spannungsdifferenz zwischen der ersten und zweiten Stromversorgung 38 und 4-0 ist. Die Stromquellen 34- und 36 können unter Verwendung von lateralen PNP Transistoren in bekannter Weise aufgebaut sein. Wie bereits bemerkt besteht ein hauptsächlicher Vorteil des DifferentialVerstärkers gemäss Fig. 2 darin, dass die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 mit einer Kollektor-Basis-Spannung von etwa Null Volt arbeiten. Durch dieses Merkmal wird ein Leckstrom, in den Eingangstransistoren 10 und 16 eliminiert und die Verwendung von Transistoren mit einer sehr niederen Durchbruchsspannung und einem hohen beta-Wert ermöglicht, die mit sehr niederen Basisströmen arbeiten. Die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 werden mit Hilfe eines Emitter-Doppelschrittverfahrens hergestellt, das zu hohen beta-Werten für die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 führt, die eine tiefe Emitterzone und eine sehr schmale Basisbreite aufweisen. Die auf derselben Halbleiterscheibe vorhandenen NPN Transistoren für hohe Spannungen mit einem normalen beta-Wert werden mit einem Emitter-Einfachschrittverfahren hergestellt und besitzen eine normale Basisbreite.

Wenn die Stromquellen 34- und 36 sowie die Stromsenke 30 einen konstanten Strom in der Grosse von 21-, führen, sind die EiaitterstrÖme der NPN Eingangstransistoren 10 und 16 gleich (I, - I-u), wobei I, gleich dem Basisstrom des PNP Transistors ist. Unter den zuvor gegebenen Bedingungen führen die BeIastungswiderstände 28 und 32 einen Strom in der Grössenordnung von etwa I·, unabhängig von dem beta-Wert der PiIP Transistoren.

In Fig. 3 ist eine Schaltung ausgeführt, die sich gegenüber der Schaltung gemäss Fig. 2 darin unterscheideb, dass nur eine einzige Konstantstromquelle 46 Verwendung findet, die zwischen der ersten Spannungsversorgung 38 und einem gemeinsamen zwischen dem ersten und zweiten Verbindungspunkb 21 und 23

- 10 - L Lebenden

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BAD

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liegenden Verbindungspunkt 31 liegt. Es finden ferner zwei Konstantstromsenken 48 und 54 Verwendung, die die Jeweilige Summe des zugeordneten NPN Emitterstroms und des PNP Basisstroms festlegen und entsprechend zwischen den Vorspannungspunkt 25 bzw. 27 und eine zweite Spannungsversorgung 40 geschaltet sind. Die Schaltung gemäss Fig. 3 ist in integrierter Schaltkreistechnik etwas leichter auszuführen als die Schaltung gemäss Fig. 2, da sie nur eine einzige PNP Spannungsquelle 46 benötigt. Ausserdem besitzt die Schaltung gemäss Fig. 3 eine höhere Signalstromverstärkung, so dass als Folge davon der Strom I, kleiner als der Strom Ip und der Eingangs-Basisstrom kleiner als bei der Schaltung gemäss Fig. 2 sein kann.

In der gleichen Weise wie bei den Schaltungen gemäss Fig. 1 und 2 sind die Kollektorströme I2 der lateralen PNP Transistoren gemäss Fig. 3 unabhängig von dem beta-Wert des jeweiligen PNP Transistors. Die PNP Transistoren dieser Schaltung gemäss Fig. 3 sind im wesentlichen in einer Emitter-Basisschaltung betrieben, wobei eine Spannungsansteuerung über die Emitter der NPN Transistoren erfolgt und der erste Resonanzpol nahe bei der Frequenz f_m der lateralen PNP Ausgangstransistoren 12 und 14 liegt. Die Frequenz f_m ist diejenige Frequenz, bei welcher die Stromverstärkung der PNP Transistoren in Emitter-Basisschaltung den Wert Eins annimmt. Die PNP Transistoren gemäss Fig. 2 werden andererseits mit einem Strom von den Kollektoren der NPN Eingangstransistoren angesteuert und arbeiten nach einem Schaltungstyp mit geerdeter Basis. Die Eckpunkte für hohe Frequenzen liegen bei den Schaltungen gemäss Fig. 2 und 3 etwa an derselben Stelle, da die Grenzfrequenz f^ für den Schaltungstyp mit geerdeter Basis ungefähr bei der Frequenz f„, liegt, wobei diese Frequenz sich aus dem Produkt aus der Emitter-Basisstromverstärkung und der Bandbreite mit der Dimension Schwingungen pro Sekunde ergibt. In anderen Worten bedeutet das, dass die Schaltung gemäss Fig. 2 einen ersten Eckpunkt für hohe Frequenzen bei ungefähr der Frequenz f_T

- 11 - auf v/ei st

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aufweist und andererseits die Schaltung gemäss Fig. 3 einen ersten Eckpunkt für hohe Frequenzen bei ungefähr der Frequenz besitzt.

Die Schaltung gemäss Fig. 4 ist in ähnlicher Weise wie die Schaltung gemäss Fig. 2 aufgebaut und besitzt eine erste Stromquelle 34 sowie eine zweite Stromquelle 36, die zwischen der ersten Spannungsversorgung 38 und dem jeweils zugehörigen ersten Verbindungspunkt 21 oder zweiten Verbindungspunkt 23 angeordnet sind. Der Unterschied zwischen diesen beiden Schaltungen besteht darin, dass in der Schaltung gemäss Fig. 4 Emitterwiderstände 60 und 62 vorgesehen sind, um die Signalausbreitungsverzögerung im Verstärker zu verringern. Diese Signalausbreitungsverzögerung wird durch eine geringe positive Rückkopplung verringert, die über die Emitterwiderstände 60 und 62 bewirkt wird. Diese positive Rückkopplung unterdrückt jedoch in erster Linie die Abhängigkeit der Verstärkung der Stufe von den beta-Werten der PNP Transistoren. Letzteres wird durch das Zurückführen des'PNP Basisstromes, der sonst verloren ginge, in den Emitter der NPN Transistoren bewirkt, wo dieser Basisstrom zu dem Signal addiert wird. Damit wird der Einfluss des ersten Frequenzpoles bei der Frequenz f^, des lateralen PNP Transistors ausgeschaltet.

Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung besitzt gegenüber der Schaltung gemäss Fig. 3 eine geringe Veränderung, indem nämlich die Emitterwid.erstände 70 und 72 zwischen die Stromquelle 46 und entweder den ersten Verbindungspunkt 21 bzw. den zweiten Verbindungspunkt 23 geschaltet sind. Der primäre Zweck der Widerstände 70 und 72 gemäss Fig. 4 besteht darin, einen geringen Betrag positiver Rückkopplung zu liefern, um die Signalausbreitungsverzögerung zu verringern. Es gibt einen optimalen Wert der Widerstände 70 und 72, bei welchem sich eine minimale Signalausbreitungsverzögerung in der Schaltung ergibt. Ein zu grosser Smitterwiderstand verursacht komplexe Pole in

- ¹² - . eier

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il

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der jcOAchse in dem <3 + J^ Diagramm des Verstärkers, wobei diese Pole ein Überschwingen bei Impulsansteuerung bewirken. Im Gegensatz dazu liefern zu kleine Widerstände 70 und 72 keine Basisstromunterdrückung in der Schaltung, und die Frequenz fm der lateralen PNP Transistoren verschlechtert den Frequenzgang der Schaltung.

Die Schaltung gemäss Fig.-6 unterscheidet sich von der Schaltung gemäss Fig. 5 dadurch, dass dritte und vierte Emitterwiderstände 82 und 84 in die Emitterschaltung der lateralen PNP Transistoren 12 und 14 eingefügt wurden. Die ersten und zweiten Widerstände 70 und 72 werden zum Verringern des Überschwingens und zum Verbessern der Anstiegszeit benutzt. Die Widerstände 82 und 84 sind derart ausgewählt, dass der Ausdruck

1 ₌ 1
^R70 + ^R82 ^S72 ^{+ E}84

gleich der gewünschten Steilheit der Stufe ist, Das Hinzufügen der Widerstände 82 und 84 ermöglicht damit eine unabhängige Optimierung der Signalausbreitungsverzögerung sowie eine optimale Abstimmung der Verstärkung.

Die Schaltungen gemäss den Fig. 1 bis 6 wurden mit lateralen PNP Ausgangstransistoren 12 und 14 hergestellt, die beide eine Emitter-Basisstromverstärkung von ungefähr 15 bei 50/uA bzw. ungefähr eine Emitter-Basisstromverstärkung von 5 bei 500 /uA aufweisen. Die beta-Werte der NPW Eingangstransistoren 10 und 16 sind ungefähr gleich 1 000 bei 10/uA. Die schaltungen gemäss Fig. 1, 2 und 3 besitzen nahezu identisch gleiche hochfrequente Eckfrequenzen bei der Frequenz fm der lateralen PNP Ausgangstransistoren 12 und IA, wobei diese Frequenz f,n ungefähr bei 5MHz liegt.

Das Hinzufügen der Eniitterwulernt-ände gemäai den Flg. 4, 5 und β verringert die oignalausbreitungsverzögerung um ungefähr.¹

- 13 - . 3£L

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an dem - 3db Eckpunkt der frequenzabhängigen Verstärkungscharakteristik. Eine derartige Verbesserung ist ganz erheblich, da sie eine ganz wesentliche Verringerung der Kapazität des Phasenkompensationskondensators (Kondensator 136 gemäss Fig. 7) zulässt und dies wiederum zu einer Verbesserung des Wiederkehrverhältnisses führt.

In Fig. 7 ist ein Schaltbild eines kompletten monolithischen Operationsverstärkers gemäss der Erfindung dargestellt;, in dem ein der Darstellung gemäss Fig. 6 entsprechender Differentialverstärker Verwendung findet. Ausser der gemäss Fig. 6 beschriebenen Schaltung umfasst der Operationsverstärker gemäss Fig. 7 zwei Hochspannungsdioden 85 und 87» die mit den Widerständen 70 und 72 verbunden sind und aus Transistoren mit einer kurzgeschlossenen Kollektorbasisstrecke bestehen. Ein als Stromquelle wirksamer Transistor 86 liegt zwischen dem gemeinsamen Verbindungspunkt 89 der Dioden 85 und 87 sowie einem Widerstand 88, der an die Spannungsversorgung 38 angeschlossen ist.

Die Hochspannungsdioden 85 und 87 sind ebenfalls aus lateralen PNP Transistoren aufgebaut, deren Kollektor-Basisstrecke, wie bereits erwähnt, kurzgeschlossen ist. Diese Dioden 85 und werden als Überspannungsschutz benutzt für den Fall, dass die eingangsseitige Differenzspannung V. die 7 Volt Durchbruchsspannung in Sperrichtung der NPN Eingangstransistoren 10 und 16 übersteigt;. Da die Basis-Emitterübergänge der laberalen PNP Tx'ansistorenjdie für die Dioden 85 und 87 Verwendung finden, durch leichte DiffusLonen hergestellt sind, liegt die üurchbruchnspannung dieaer Dioden normalerweise über SO Volt» Diese Durehbruehsspannuüg reicht aus, ma den Verstärker vor einer Zerstörung infolge eingangsaeitigar Differentspannungen V. au bewahren, die grosser oder gleich der Differenz der 7ersurgungsspannungen V^ und V^, sind, Da die Strom-3paimungs~ Charakteristik der beiden Dioden 85 und 87 genau aneinander

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sad cr.:G-:.NAL

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angepasst sein muss, um eine eingangsseitige Spannungsversetzung für die Schaltung zu verhindern, ist dieser Überspannungsschutz nur zweckmässig, wenn die Schaltung als monolithisch integrierte' Schaltung aufgebaut wird«.

Die eingangsseitige Differentialverstärkerstufe 19 umfasst eine Umformerschaltung 101 anstelle des Kollektorbelastungswiderstandes gemäss Fig. 6, die ein Differentialsignal in ein Einzelsignal umwandelt. Diese Umformerschaltung besteht aus Transistoren 98, 100 und 102 sowie Widerständen 104, 105 und 106. Die Rückkopplungstransistoren 98 und 100 der Umformerschaltung 101 führen den Strom vom Kollektor des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 und erzeugen eine Spannung an der Basis des Transistors 102, die die gewünschte Vorspannung darstellt. Die Emitterspannung des Transistors 98 spannt den Transistor 102 in der Weise vor, dass der Kollektorstrom dieses Transistors 102 gleich dem vom Kollektor des Ausgangstransistors 12 gelieferten Strom ist. Auf diese Weise akzeptiert die Umformerschaltung symmetrische Ströme von den Kollektoren der Ausgangstransistören 12 und 14.

Der ausgangsseitige Strom der Umforaerschaltung 101 wird der Basis eines Transistors 128 in einer zweiten Verstärkerstufe 23 zugeführt und ist gleich der Differenz der Kollektorströme "der Ausgangstransistoren 12 und 14. Auf diese Weise spricht die Verstärkerschaltung nur auf differentielle Eingangssignale an und ist in einem hohen Hasse unempfindlich gegen eine Ansteuerung mit gleichlaufenden Eingangsspannungen.

Ein weiteres Merkmal der Umformerschaltung 101 ist die niedere Impedanz, mit der sie sich dem Kollektor des Ausgangstransistors 12 präsentiert, was auf den als Emitterfolger geschalteten Transistor 98 zurückzuführen ist, der zwischen den Kollektor des Ausgangstransistor 12 und den Emitterwiderstand 105 geschaltet ist. Auf Grund dieses letzteren Merkmals wird der Ausgangs-

- 15 *· transistor

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transistor 12 kollektorseitig breitbandiger. Gleichzeitig bewirkt jedoch die Umformerschaltung 101, dass sich dem Kollektor des Ausgangstransistors 14 eine hohe Impedanz präsentiert, wobei sich durch diese hohe Impedanz eine hohe Spannungsverstärkung für die erste Stufe ergibt.

Die zweite Verstärkerstufe 23 des Operationsverstärkers umfasst Transistoren 128 und 130, die imEintakt als Kollektorbasis-Emitterbasis-Kaskade zusammengeschaltet sind. Eine Stromquellenlast, bestehend aus einem PNP Transistor 118 und einem Widerstand 116,legt das Gleichstromniveau der zweiten Verstärkerstufe 23 fest. In dieser Zweitverstärkerstufe 23 ist ferner ein frequenzkompensierender Kondensator 136 vorgesehen, der zwischen der Basis des Emitterfolgertransistors 128 und dem Kollektor des in Emitterbasisschaltung geschalteten Transistors 130 liegt. Der Kondensator 136 erzeugt einen Hauptpol der Ubergangsfunktion des Verstärkers an der Basis des Transistors 128 und bewirkt gleichzeitig eine Bandverbreiterung an dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 129 des in Emitterbasisschaltung geschalteten Transistors I30. Der Hauptpol an der Basis des Transistors 128 wird durch eine Miller-Multiplikation des Kompensationskondensators 136 erzeugt, wodurch eine grosse wirksame Kapazität zwischen der Basis des Transistors 126 und der Versorgungsspannung V^g erscheint. Die Bandbreitenvergrösserung an dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 129 der in Emitterbasisschaltung geschalteten Verstärkerstufe 133 ist die Folge einer Parallel-ßückkopplungswirkung des Kondensators 136. Durch diese Rückkopplung wird der Ausgangswiderstand der in Emitterbasisschaltung geschaltete Verstärkerstufe 23 bei hohen Frequenzen verringert.

Die ausgangsseitige Stufe 25 des Operationsverstärkers besteht aus einer komplementären Eaitterfolgerschaltung der Klasse AB und umfasst Transistoren 142, 15^ und I56. Zwei Widerstände 148 und 152 verbinden den Emitter des NPN Transistors 142 mit

- 16 - dem

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dem Emitter des FEiP Transistors 154 sowie mit dem Ausgang des Operationsverstärkers im Verbindungspunkt 149. Der Arbeitspunkt des Operationsverstärkers für den AB-Betrieb wird in den ausgangsseitigen Transistoren 142, 154 und 156 dadurch eingestellt, dass sie von einem Netzwerk, bestehend aus den Tran- · sistoren 122, 124 und 126 sowie einem Widerstand 120,angesteuert werden. Die in Darlington-Schaltung miteinander verbundenen Transistoren 124 und 126 besitzen eine Stromspannungscharakteristik, die die ausgangsseitigen PNP Transistoren 154 und 156 bei einer Änderung der Umgebungstemperatur anpassen und einander nachführen. Der Transistor 122 und der zugeordnete Widerstand 120 bilden zusammen ein Netzwerk, das einen Spannungsabfall an der Basis des Transistors 142 bewirkt, welcher gleich dem Spannungsabfall an der Basis-Emitterstrecke einer Diode, verringert um den geringen Spannungsabfall am Widerstand 120, ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 120 bewirkt, dass der leerlaufende Ruhestrom der Ausgangstransistoren-142 und I54 etwa um den Faktor 5 kleiner ist als der leerlaufende Buhestrom durch die Vorspannungstransistoren 122, 124 und 126. Dadurch wird die Leerlaufleistung des Operationsverstärkers erheblich verringert.

Die Vorspannungsschaltung 21, von der alle Betriebsströme des Operationsverstärkers abgeleitet werden, umfasst einen vei— hältnismäs$lg grössen Belastungswiderstand 112, der zwischfti eine* Diode 110 Ad einer Diode 114 liegfc· Da der Operation^- versttrltStf-iÄ Wsm einer mönölitMäeh inijSgiiirfcen SöÄäl%^fi§ ^" aufgebaut ist, ist die Stromspannungsoharakteristik der Diode 110 an den jeweiligen Basis-Smitteriibergang, der als Stromquelle wirksamen Transistoren 118 und 86 angepasst* Damit tee* finden sich die Ströme durch die Transistoren 186 und 118 im Gleichlauf mit dem Strom durch den Widerstand 112. Die .Widerstände 88, 116 und 108 sind derart ausgewählt, dass sie das; gewünschte Verhältnis der Ströme durch die Transistoren 86 und 118 zu* Ströit durch den Transistor 110 bewirken, Ferner {"""'-■

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sind die als Stromquelle dienenden Transistoren 92 und 90 in der eingangsseitigen Differentialverstärkerstufe 19 derart vorgespannt, dass sie einen kleinen Strom in Abhängigkeit von dem Verhältnis des Spannungsabfalls an der Diode 114 und der Summe der Basis-Emitterspannungen der Transistoren 90 und 92,vergrössert um den Spannungsabfall an den Widerständen 94 und 96, liefern. Diese Widerstände 94 und 96 dienen der Erzeugung eines geringeren Stromes in den Stromquellen 90 und 92 als dem Strom durch den Belastungswiderstand 112, ohne dass hierfür Widerstände mit hohen Widerstandswerten verwendet werden müssen. Derartige Widerstände mit einem hohen Widerstandswert sind in integrierten Schaltkreisen schwer herzustellen.

Das ausgangsseitige Kurzschluss-Schutznetzwerk der Verstärkerschaltung umfasst Dioden 144 und 146, Widerstände 148 und 1·>2, einen Transistor 134 und einen Widerstand 140. Die Funktionsweise des Kurzschluss-Schutznetzwerkes ist wie folgt: Wenn der Ausgang V„„_e nach Masse bzw. zur Spannungsversorgung kurzge-

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schlossen wird und gleichzeitig ein Eingangssignal anliegt, neigt der Verstärker dazu, einen unbegrenzten Strom zu liefern, so dass die Transistoren 142 und 144 überlastet werden. Bei einer positiven Aussteuerung durch das Eingangssignal und einem geerdeten Verbindungspunkt 149 wird die Diode 146 leitend, wenn der Strom einen Betrag von ungefähr 12 mA übersteigt· Wenn dagegen bei einem geerdeten Verbindungspunkt 149 die Aussteuerung des Eingangseignale negativ ist, denn leitet die Diode 144 beim Übersteigen eine« Strome« von u»g«fähr 12 mit» Aucb 4ie Ströme durch die Dioden werden begrenzt, um eine Überlastung zu vermeiden, da nämlich die Transistoren 142 und 154 sonst einen sehr grossen Strom liefern wurden, da diese Transistoren keine Einrichtung zur Begrenzung des Stromes aufweisen. Dieser Überlastungsschutz wird durch die strombegrenzende Funktion der Dioden 144 und 146 bewirkt. Wenn der ausgangsseitige Strom durch die Widerstände 148 und 152 gross genug ist, um einen Spannungsabfall am Verbindungspunkt 149 hervorzurufen, der dem

- 18 - Sp annungs ab fal1

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Spannungsabfall der Basis-Emitterstrecke entspricht, wird entweder die Diode 144 oder die Diode 146 leitend, so dass der gesamte der Last zugeführte Strom über nur eine dieser beiden Dioden fliesst. Der gesamte Ausgangsstrom über den Verbindungspunkt 149 ist gleich einem Basis-Emitterspannungsabfall, dividiert durch den Wert des Widerstandes 148 oder 152, zu dem der Strom über die Diode 144 oder 146 addiert wird. Die Diode wird leitend bei einem Kurzschluss während eines positiven Signals, während die Diode 144 leitend wird bei einem Kurzschluss während eines negativen Signals. Bei positiv ansteigenden Ausgangssignalen wird der Strom durch die Diode 146 auf den Wert des Stromes begrenzt, der über die Stromquelle 118 gezogen wird, wobei dieser Strom jedoch vernachlässigbar ist im Vergleich mit dem Ausgangsstrom des ausgangsseitigen NPN Transistors 142. Wenn eine Kurzschlussituation mit einem negativen Signal auftritt, wird der Strom durch die Diode durch den Kollektorstrom des Transistors 130 festgelegt. Dieser Strom könnte gross genug sein, um den Transistor 130 zu überlasten, jedoch wird er von einem Widerstand 140 und einen Abschalttransistor 134 begrenzt. Wenn der über die Diode 144 in den Transistor 130 fliessende Strom gross genug wird, so dass der. Spannungsabfall am Widerstand 140 die Einschaltspan- $* nung der Basis-Emitterdiode des Transistors 134 erreicht, wird dieser Transistor stromführend und übernimmt den Steuerstrom vom Transistor 128· Durch diese Punktion wird der Transistor 130 im Zustand einer konstanten Stromführung gehalten, wobei dieser Strom auf den Wert begrenzt ist, der sich aus dem Spannungsabfall der Basis-Emitterdiode, dividiert durch den Wert des Widerstandes 140, ergibt. Auf diese Weise können die Ströme durch den Transistor 154 und die Diode 144 für ausgangsseitige Kurzschlüsse nit negativen Signal getrennt begrenzt und der Verstärker gegen eine Beschädigung geschützt werden.

Nachfolgend wird in einer Tabelle der Wert der Elenente für einen in der Praxis ausgeführten Operationsverstärker angegeben. Diese Angaben werden jedoch nicht in Sinne einer Einschränkung gemacht.

- 19 - Tabelle

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	70	to	Wert
	72 -	TABELLE	500 Ohm
	74		500 Ohm
	76		1500 Ohm
Schaltkreiselement	88		1500 Ohm
Widerstände: R	94		4000 Ohm
R	96		1000 Ohm
R	104		1000 Ohm
R	105		1000 Ohm
R	106		39OOO Ohm
R	108		1000 Ohm
R	112		1000 Ohm
R	116		56000 Ohm
R	120		1000 Ohm
R	138		340 Ohm
R	140		39OOO Ohm
R	148		51 Ohm
R	152		40 Ohm
R	136		50 Ohm
R		35 PF
R
R
R
Kondensator: C

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Patentansprüche

Claims (8)

PIPL-ING. LEO FLEUCHAUS Xi 8 MÖNCHEN 71, 21. NOV. 1969 MelchlorttraBe 42 Mein Zeichen: M62P-299 Patentansprüche

1. Differentialverstärker, dadurch gekennzeichnet, dass der Kollektor eines ersten Eingangstransistors (10) mit dem Emitter eines ersten Ausgangstransistors (12) von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem ersten Verbindungspunkt (21) und der Emitter des ersten Eingangstransistors mit der Basis des ersten Ausgangstransistors in einem ersten Vorspannungspunkt (25) gleichstrommässig gekoppelt sind, dass der Kollektor eines zweiten Eingangstransistors (16) mit dem Emitter eines zweiten Ausgangstransistors (14) von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem zweiten VerMndungspunkt (23) ■ und der Emitter des zweiten Eingangstransistors mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors in einem zweiten Vorspannungspunkt (27) gleichstrommässig gekoppelt sind_? und dass mit den Kollektoren des ersten und zweiten Ausgangstransistors (12, 14) Einrichtungen zum Ableiten eines verstärkten Ausgangssignals verbunden sind.

2, Bif£§r§ntialverstärker nach Anspruch 1, dadurch g e ->

kennzeichnet, dass eine erste Stromquelle (34) 4§η ersten Verbindungspunkt (21) und eine erste,

(38) geschaltet ist, dass eine zweit© (36) zwischen den zweiten Verbindungspunkt

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(23) und die erste Spannungsversorgung (38) geschaltet ist, dass eine Konstantstromsenke (30) zwischen einen zwischen dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt (25, 27) liegenden Verbindungspunkt (29) und eine zweite Spannungsversorgung (40) geschaltet ist, und dass erste und zweite aus gangs s.ei ti ge Impedanzeinrichtungen (28, 32) zwischen die entsprechenden Kollektoren des ersten bzw. zweiten ausgangsseitigen Transistors (12, 14) und die Spannungsversorgung (40) geschaltet sind, an welchen in Abhängigkeit von einer an die Eingangsklemmen des ersten bzw. zweiten Eingangstransistors (10, 16) angelegten Differenzspannung Ausgangsspannungen entstehen.

3. Differentialverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Stromquelle (46) zwischen einen zwischen dem ersten und zweiten Verbindungspunkt (21, 23) liegenden Verbindungspunkt (31) und eine erste Spannungsversorgung (38) geschaltet ist, dass eine erste Konstantstromsenke (48) zwischen den ersten Vorspannungspunkt (25) und eine zweite Spannungsversorgung (40) sowie eine zweite Konstantstromsenke (54) zwischen den zweiten Vorspannungspunkt (27) und die zweite SpannungsVersorgung (40) geschaltet ist, und dass erste und zweite ausgangsseitige Impedanzeinrichtungen (28, 32) zwischen dem ersten bzw. zweiten Ausgangstransistor (12, 14) und der zweiten Spannungsversorgung (40) vorgesehen sind, an welchen Ausgangsspannungen in Abhängigkeit von einer an den ersten und zweiten Eingangstransistor (10, 16) angelegten Differenzspannung abgreifbar sind.

4. Differential verstärker nach Anspruch 2, dadurch g e kennz eichnet, dass eine erste Impedanz (60) zwischen dem ersten Vorspannungspunkt (25) und dem zwischen dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt liegenden Verbindungspunkt (29) sowie ferner eine zweite Impedanz

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(62) zwischen dem zweiten Vorspannungspunkt (2?) und dem zwischen dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt liegenden Verbindungspunkt (29) vorgesehen ist, und dass die erste und zweite Impedanz die Signalausbreitungsverzögerung im Verstärker durch eine kleine positive Rückkopplung verringert, welche in erster Linie die schädliche Wirkung der Basisströme auf die frequenzabhängige Verstärkungscharakteristik des Verstärkers verringerte

5. Differentialverstärker nach Anspruch 3» dadurch g e kennze ichnet, dass eine erste Schaltkreisimpedanz (70) zwischen der Konstantstromquelle (46) und dem ersten Verbindungspunkt sowie eine zweite Schaltkreisimpedanz (72) zwischen der Konstantstromquelle (46) und dem zweiten Verbindungspunkt (23) vorhanden ist, und dass die erste sowie zweite Schaltkreisimpedanz je einen Wert besitzen, der die Signalausbreitungsverzögerung im Verstärker verringert und damit die Charakteristik der frequenzabhängigen Verstärkung verbessert·

6. Differentialverstärker nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass eine dritte Schaltkreisimpedanz (82) zwischen dem ersten Verbindungspunkt (21) und dem Emitter des ersten Ausgangstransistors (12) sowie eine vierte Schaltkreisimpedanz (84) zwischen dem zweiten Verbindungspunkt (23) und dem Emitter des zweiten Ausgangstransistors (14) vorgesehen ist, und dass die dritte und vierte Schaltkreisimpedanz derart ausgewählt sind, dass der Verstärker eine gewünschte Steilheit besitzt.

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