DE1958620A1 - Differentialverstaerker - Google Patents
DifferentialverstaerkerInfo
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Description
8 MÜNCHEN 7t. 21. NOV. 1969 MelchiorstraBe 42
Mein Zeichen: M62P-299
Motorola, Inc.
94-01 West Grand Avenue
Franklin Park, Illinois
V.St.A.
Differentialverstärker
Die Erfindung "betrifft im allgemeinen einen Operationsverstärker
und im speziellen einen monolithischen Differentialverstärker, der NPN Eingangstransistoren mit schmaler Bandbreite und laterale PNP Ausgangstransistoren umfasst.
Operationsverstärker mit nur zwei in Kaskade geschalteten Differential-Transistorstufen sind bekannt. Bei der Verwendung
aktiver Stromquellen für ^ede Transistorstufe, wobei derartige
Stromquellen sehr leicht in Form monolithischer integrierter Schaltkreise hergestellt werden können, ist es möglich, Verstärker
mit einer hohen Verstärkung zu schaffen, ohne dass zusätzliche Transistorstufen benötigt werden. Die erwähnten aktiven
Stromquellen ersetzen die jeweiligen Kollektorwiders bände, die bisher bei aus diskreten Bauteilen aufgebauten Transistorstufen
verwendet werden.
009847/1S3S
J, M62P-299
Beim Übergang von einem dreistufigen Kaskaden-Transistorverstärker
auf die einfache erwähnte zweistufige Schaltung ergeben sich viele Vorteile. Der grösste Vorteil besteht darin, dass
in einer zweistufigen Schaltung eine Hochfrequenzkompensation sehr viel leichter vorzunehmen ist, da das Eliminieren der
dritten Transistorstufe die Signalverzögerung innerhalb der Schaltung verringert. Beinah alle modernen integrierten Operationsverstärker
sind in dem einfachen zweistufigen Aufbau ausgeführt und erzielen eine Verstärkung von über 100 000 in Kombination
mit einem Wiederkehrverhältnis von ungefähr 0,5 Volt/
/U see. Unter Wiederkehrverhältnis wird die maximale Änderung
^ der Ausgangsspannung, bezogen auf die Zeit, verstanden, d.h.
das maximale Verhältnis von dV /dt.
Die vorausstehend erwähnten bekannten Verstärker besitzen zwei wesentliche, bisher nicht zu überwindende Nachteile. Der erste
Nachteil besteht darin, dass diese bekannten Verstärker einen verhältnismässig hohen Eingangsstrom benötigen, der so gross
ist, dass diese Verstärker häufig nicht zusammen mit hohen Quellimpedanzen verwendet werden können. Der zweite Nachteil
dieser bekannten Operationsverstärker besteht in der begrenzten Bandbreite und dem charakteristischen Verhalten bezüglich
des Wiederkehrverhältnisses. Obwohl die Bandbreiten von Verstärkern
in integrierter Schaltkreistechnik gegenwärtig so
P breit sind wie die konventioneller, in diskreter Bauweise aufgebauter
Verstärker, sind Verstärker mit sehr viel grösserer Bandbreite erwünscht, wodurch sich neue Verkaufsmärkte erschliessen
lassen, für die hohe Geschwindigkeiten wichtig sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Operationsverstärker unter Verwendung von lateralen PNP Transistoren
zu schaffen, wobei diese lateralen PNP Transistoren derart angeschlossen sind, dass ihre Ärbeitspunkte völlig unabhängig
von der nicht voraussagbaren Eaitter-Basis-Stromverstärkung
(beta-Verstärkung) der lateralen PNP Transistoren sLnd.
- 2 - Ferner
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*-■
Ferner soll der Operationsverstärker einen extrem niederen Eingangsstrom aufweisen und einfach in monolithischer integrierter
Schaltkreistechnik herstellbar sein, wobei das charakteristische Verhalten bezüglich der Verstärkung in Abhängigkeit
von der Frequenz und dem Wiederkehrverhältnis im Vergleich zu bekannten Verstärkern besser sein soll.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass der
Kollektor eines ersten Eingangstransistors mit dem Emitter eines ersten Ausgangstransistors von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp
in einem ersten Verbindungspunkt und der Emitter des ersten Eingangstransistors mit der Basis des ersten Ausgangstransistors
in einem ersten Vorspannungspunkt gleichstrommässig gekoppelt sind, dass der Kollektor eines zweiten
Eingangstransistors mit dem Emitter eines zweiten Ausgangstransistors von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem
zweiten Verbindungspunkt und der Emitter des zweiten Eingangstransistors mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors in
einem zweiten Vorspannungspunkt gleichstrommässlg gekoppelt
sind, und dass mit den Kollektoren des ersten und zweiten Ausgangstransistors Einrichtungen zum Ableiten eines verstärkten
Ausgangssignals verbunden sind.
Bei einem nach den Merkmalen der Erfindung aufgebauten Verstärker, bei dem die lateralen PNP Ausgangstransistoren mit
eine schmale Basisbreite aufweisenden IiPN Eingangstransistoren verbunden sind, wird in vorteilhafter Weise erreicht, dass der
Eingangstransistor mit extrem niederen Strömen arbeitet und der laterale PNP Ausgangstransistor unabhängig von seinem beta-Wert
ist.
Erfindungsgemäss besitzen die NPN Eingangstransistoren des in integrierter ochaltkreistechnik ausgeführten Operationsverstärkers
eine niedere Durchbruchsspannung und einen hohen beta-Wert.
Die NFN Eingangstransistoren werden mit einem tiefdiffun-dierten
Emitterbereich und einer sehr schmalen Basisbreite
- ? - hergestellt
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M62P-299
hergestellt, so dass sie eine extrem hohe Stromverstärkung und einen sehr niederen Eingangsstrom aufweisen.
Der Verstärker gemäss der Erfindung lässt sich in verschiedenen Konfigurationen aufbauen, wobei die NPN Eingangstransistoren
direkt mit lateralen PNP Ausgangstransistoren in einer
solchen Weise gekoppelt sind, dass man einen sehr breitbandigen Übertragungsfrequenzgang erhält.
Nach einem weiteren Merkmal weisen die NPN Eingangstransistoren eine sehr niedere Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung auf.
Der NPN Eingangstransistor wird in Verbindung mit einem lateralen PNP Ausgangstransistor für eine hohe Spannung betrieben,
so dass dieser zusammengesetzte Verstärker eine grosse eingangsseitige und ausgangsseitige Aussteuerung verträgt.
Die Erfindung ist in der Zeichnung beispielsweise dargestellt. Es zeigen:
Fig. 1 ein Pfinzipschaltbild eines monolithischen Schaltungsaufbaus
für die eine Hälfte eines Differentialverstärkers mit einem NPN Transistor und einem lateralen
PNP Transistor;
Fig. 2 ein Schaltbild eines DifferentialVerstärkers gemäss
der Erfindung mit zwei Stromquellen und einer Stromsenke ;
Fig. 3 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung
mit einer Stromquelle und zwei Stromsenken;,.
Fig. 4 ein Schaltbild einer weiteren, der Ausführungsform
gemäss Fig. 2 ähnlichen Ausführungsform der Erfindung,
wobei Emitterwiderstände zwischen den Verstärkertransistoren und der einzigen Stromsenke der Verstärkerschaltung
angeordnet sind;
- 4- - Fif. r,
Ü0984 7/153S
BAD ORIGINAL
ς . Μ62Ρ-299
Fig. 5 eine Schaltung einer weiteren Ausführungsform der
Erfindung, die ähnlich wie die Ausführungsform gemäss.
Fig. 3 aufgebaut ist und zwei Widerstände umfasst, die zwischen der einzigen Stromquelle und den stromquellenseitigen
Verbinduhgspunkten der Verstärkertransistoren angeordnet sind;
Fig. 6 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der
Erfindung' mit Emitterwiderständen für die lateralen PNP Ausgangstransistoren;
Fig. 7 ein Schaltbild eines ausgeführten kompletten Operationsverstärkers
gemäss der Erfindung, der eine eingangsseitige Differentialverstärkerstufe, eine ausgangsseitige
Verstärkerstufe, Vorspannungsschaltkreise und eine komplementäre ausgangsseitige Stromtreiberstufe
aufweist, die mit der ausgangsseitigen
Verstärkerstufe verbunden ist.
Die Stromquellen und Stromsenken in den Ausführungsformen
gemäss den Fig. 1 bis 6 können häufig auch durch Widerstände ersetzt werden, an denen eine verhältnismässig grosse Spannung
liegt, ohne dass dadurch das Funktionsverhalten wesentlich beeinträchtigt wird.
Der in monolithisch integrierter Schaltungsweine aufgebaute
Differentialverstärker gemäss der Erfindung umfasst je ein
Paar Eingangs- und Ausgangstransistoren. Die Eingangstransistoren besitzen eine tiefdiffundierte Emitterzone, einen hohen
beta-Wert und eine niedere Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung. Die Ausgangstransistoren sind als laterale PIiP Transistoren
ausgeführt, Diese lateralen PNP AusgangtraaMistören
sind mit den NPN Eingangs transistoren derart verbunden, dass
die Kollektor-Basißspaimungen der NPN T ran λ Lat-->r -u\ in etwa auf
einem Spannungswert UuLi f^st^ehaLteu werden» Ui:!π ^ Festhalten
- s ■■■ der
0 0 0Ui U 7 / 15 3 5
BAD ORIGINAL
fi - M62P-299
der KollektorSpannungen der NPN Eingangstransistoren ermöglicht
die Verwendung einer verhältnismässig niederen Durchbruchsspannung sowie Eingangstransistoren mit hohem beta-Wert,
wobei hohe Spannungen an den Verstärker angelegt werden können, da der Kollektor-Basisübergang der lateralen PNP Transistoren
eine hohe Durchbruchsspannung aufweist. Überdies
werden die Leckströme am Kollektor-Basisübergang der NPN Transistoren
auf nahezu Null reduziert infolge der Null-Volt-Vorspannung an dem Kollektor-Basisübergang. Ferner sind die
Ausgangsströme der lateralen PNP Ausgangstransistoren unabhängig
von deren Stromverstärkungen, d.h. von deren beta-Werten, da Basisstromänderungen in den PNP Transistoren automatisch
von den Emittern der NPN Transistoren auf Grund der verwendeten Rückkopplung absorbiert werden.
In Fig. 1 ist die eine Hälfte eines DifferentialVerstärkers
gemäss der Erfindung stückweise dargestellt. Jede Hälfte des Differentialverstärkers umfasst einen tiefdiffundierten NPN
Eingangstransis-fcor und einen lateralen PNP Ausgangstransistor,
die in der dargestellten Weise miteinander verbunden sind. Gemäss Fig. 1 ist der NPN Eingangstransistor 10 mit einer
Konstantstromsenke 22 und einem Kollektorbelastungswiderstand
18 verbunden, wogegen die Basis mit der Eingangsklemme 15 in Verbindung steht. Der Kollektorbelastuiigswiderstand 18 ist an
eine erste Spannungsversorgung 20 angeschlossen. Der Emitter des lateralen PFP Ausgangstransistors 12 liegt an einem Verbindungspiuikt
13, wogegen dessen Basis mit dem Emitter des NPN Eingangs transistors 10 im Vorspannungspunkt 17 verbunden
ist. Das Aus gangs signal wird vom Kollektor des lateralen PiTP xiusgangstransistor;; 12 abgegriffen und bildet sich an dem
nicht darges teil tan Kai !«kborbelasbuiigswidors band aua.
Unter üblichen G-liji.uhiifc.f'ombedingimg-m f 1 L-:;r;:it Ln der Schalbung
gemäOH E'1 ig» λ .'Ln .'.tr-om durch "den v/i .l.VfiL'ind IB in. der
sß von .:;.I, ♦ H ;i. ;i.;i.?r grwsijfm iitt'oniyßr.·*; täi'kung -Uni HIN
;f;n^B nraziB Lstors
9847/ 1 ^i-JS.
BAD CRiCiMAL
M62P-299
Eingangstransistors (beta-Stromverstärkung) kann angenommen werden, dass der Basisstrom des NPN Eingangstransistors 10
etwa Null und der Kollektorstrom Ip desjPNP Aus gangs trans is tors
12 gleich der Differenz zwischen dem Emitterstrom des PNP Transistors
12 und dem den Verbindungspunkt 13 verlassenden Strom ist. Der Kollektorstrom I2 des lateralen PNP Ausgangstransistors
12 kann daher durch folgenden Ausdruck beschrieben werden:
V-V
T ~· cc de T
I2 = _ ±l
18 oder
I2 * 2I1 - I1 - I1
wobei Vdc gleich der Gleichspannung an der Basis des NPN Eingangstransistors
10 ist, wobei diese Spannung auch am Emitter des NPN Transistors 10 liegt, wenn die Transistoren 10 und 11
identische Basis-Emitter-Umschaltspannungen aufweisen. Daher ist der Kollektorstrom I2 des lateralen PNP Ausgangstransistors
12 unabhängig von seiner eigenen Emitter-Basisstromverstärkung (beta-Stromverstärkung). Dies ist ein sehr wichtiges Merkmal
der Schaltung, da es bekannt ist, dass die beta-Werte der lateralen
PNP Transistoren wegen der lateralen PNP Verarbeitung sehr stark schwanken. Derartige beta-Werte können z.B. zwischen
eins und zwanzig liegen, wenn PNP und NPN Transistoren in einem einzigen Arbeitsprozess hergestellt werden. Für eine integriere
Schaltkreisfabrikation ermöglichen die vorausstehenden Merkmale die Verwendung von lateralen PIiP Transistoren, die
einfach in monolithischer Form hergestellt werden können.
Sin weiteres wichtiges Merkmal der neuen Schaltung gemäss Fig.
1 besteht darin, dass das Gleichspannungsniveau V^ an der
Basis des NFN Eingangstransistors 10 nahezu identisch mit dem Spannungsniveau V, am Emitter des lateralen PNF Ausgangstran- '
sistors 12 ist. Auf Grund dieser Tatsache kann der NPN
- " - Einpangstransistor
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Eingangs trans is tor 10 immer mit einer Spannung von etwa ,Null
Volt am Kollektor-Basisübergang arbeiten. Diese Sicherheit, dass an der Kollektor-Basisstrecke des Transistors 10 immer
etwa eine Spannung von Null Volt liegt, ermöglicht es, diesen NPN Eingangstransistor 10 bei der Fabrikation mit einer tiefen
Emitterdiffusion herzustellen und somit einen Transistor mit einer sehr schmalen Basisbreite und einem sehr hohen beta-Wert
in der Grössenordnung von etwa 1 000 zu erhalten. Dieser hohe beta-Wert bewirkt, dass der Basisstrom des Eingangstransistors
10 sehr niedrig ist. Bei einer typischen Schaltung unter Verwendung der Schaltungskonfiguration gemäss Fig. 1 liegt der
Kollektorstrom des Eingangstransistörs 10 in der Grössenord-™
nung von etwa 5/uA, wogegen der Basisstrom in der Grössenordnung von etwa 5/uA/lOOO oder näherungsweise 5nA liegto Die zuletzt
genannte Grosse liegt um zwei Grössenordnungen unterhalb
des Eingangsstromes eines typischen bipolaren Transistor-Differential
Verstärkers bekannter Art.
■ Eine weitere wichtige Folge der Spannung Null an der Kollektor-Basisstrecke
des Eingangstransistors IO ergibt sich bezüglich
des Leckstroms an der Kollektor-Basisstrecke, der in diesem Fall ebenfalls Null sein muss. Dies ist der Fall, da
an einem Grenzschichtübergang kein Strom beim Fehlen einer entsprechenden Spannung am Grenzschichtübergang fliesst. Das
^ Unterdrücken dieses Stromes ist besonders wichtig, da er so gross wie der normale Basisstrom bei hohen Temperaturen sein
kann.
Bei einem Betrieb mit einem kleinen Wechselstromsignal kann der Kollektorstrom I~ des lateralen PNP Ausgangstransistors
12 durch nachfolgenden Ausdruck beschrieben werden:
in in
τ 1^ in (j f in pnp
2 = re___ P11P = re_ ' ITK
npn npn <ö«pnp
- B (=09847/1535
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wobei S der Operator der Laplace-Transformation, iC die
PNP Stromverstärkung ist. Diese PNP Stromverstärkung ist als Kurzschluss-Basisstromverstärkung des PNP Transistors gleich
do /(I + Q/U)0i_n_). Ferner ist r der Emitterwiderstand
■^ " " " npn
des NPN Eingangstransistors für das kleine Signal. Damit liegt die erste Eckfrequenz der frequenzabhang!gen Verstärkercharakteristik
eines DifferentialVerstärkers aus zwei der Konfiguration gemäss Fig. 1 bestehenden Teilen bei der Grenzfrequenz
des lateralen PNP Ausgangstransistors 12 für eine geerdete Basis und istfoaL . Viele bekannte Verstärker besitzen eine
Grenzfrequenz, die um den Faktor beta des PNP Transistors unterhalb dieser Frequenz liegt.
Eine vollständige Differentialverstärkerschaltung mit den
Merkmalen gemäss der Erfindung ist in Fig· 2 dargestellt und umfasst den ersten tiefdiffundierten NPN Eingangstransistor
und den ersten PNP Ausgangstransistor 12. Ferner enthält die
Schaltung^ einen zweiten tiefdiffundierten NPN Eingangstransistor
16 sowie einen zweiten lateralen PNP Ausgangstransistor
14. Ein Differenzsignal wird an die Basis des ersten und zweiten NPN Eingangstransistors 10 und 16 angelegt. Zwei Kollektorbelastungswiderstände
28 und 32 sind zwischen die Kollektoren des ersten und zweiten lateralen PNP Ausgangstransistors
12 und 14 sowie eine zweite Spannungsversorgung 40 geschaltet.
Eine erste Stromquelle 34 und eine zweite Stromquelle 36 sind
zwischen die erste Versorgungsspannung 38 und den ersben bzw.
zweiten Verbindungspunkt 21 bzw. 23 geschaltet» Vorspannungspunkte 25 und 2? für die Transistorpaare gemäss Fig, 2 liegen
an einem gemeinsamen Verbindungspunkt 29, der über eine Konstanbstromsenke
30 mit der zweiten Spannungsversorgung 40 verbunden ist. Alle vorteilhaften Eigenschafben, die Lm Zusammenhang
mit Fig. 1 erwähnt wurden, treffen auch für die Schaltung gemäos Fig. 2 zu.
- 9 - D_l_e
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Die Schaltung gemäss Fig. 2 wird mit einer grossen gleichlaufenden
Aussteuerung betrieben, welche ungefähr gleich der Spannungsdifferenz zwischen der ersten und zweiten Stromversorgung
38 und 4-0 ist. Die Stromquellen 34- und 36 können unter
Verwendung von lateralen PNP Transistoren in bekannter Weise aufgebaut sein. Wie bereits bemerkt besteht ein hauptsächlicher
Vorteil des DifferentialVerstärkers gemäss Fig. 2 darin, dass die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 mit einer Kollektor-Basis-Spannung
von etwa Null Volt arbeiten. Durch dieses Merkmal wird ein Leckstrom, in den Eingangstransistoren 10 und 16
eliminiert und die Verwendung von Transistoren mit einer sehr niederen Durchbruchsspannung und einem hohen beta-Wert ermöglicht,
die mit sehr niederen Basisströmen arbeiten. Die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 werden mit Hilfe eines Emitter-Doppelschrittverfahrens
hergestellt, das zu hohen beta-Werten für die NPN Eingangstransistoren 10 und 16 führt, die eine tiefe
Emitterzone und eine sehr schmale Basisbreite aufweisen. Die auf derselben Halbleiterscheibe vorhandenen NPN Transistoren
für hohe Spannungen mit einem normalen beta-Wert werden mit einem Emitter-Einfachschrittverfahren hergestellt und besitzen
eine normale Basisbreite.
Wenn die Stromquellen 34- und 36 sowie die Stromsenke 30 einen
konstanten Strom in der Grosse von 21-, führen, sind die EiaitterstrÖme
der NPN Eingangstransistoren 10 und 16 gleich (I, - I-u), wobei I, gleich dem Basisstrom des PNP Transistors
ist. Unter den zuvor gegebenen Bedingungen führen die BeIastungswiderstände
28 und 32 einen Strom in der Grössenordnung von etwa I·, unabhängig von dem beta-Wert der PiIP Transistoren.
In Fig. 3 ist eine Schaltung ausgeführt, die sich gegenüber
der Schaltung gemäss Fig. 2 darin unterscheideb, dass nur eine
einzige Konstantstromquelle 46 Verwendung findet, die zwischen der ersten Spannungsversorgung 38 und einem gemeinsamen zwischen
dem ersten und zweiten Verbindungspunkb 21 und 23
- 10 - L Lebenden
* 009847/1ü35
BAD
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liegenden Verbindungspunkt 31 liegt. Es finden ferner zwei Konstantstromsenken 48 und 54 Verwendung, die die Jeweilige
Summe des zugeordneten NPN Emitterstroms und des PNP Basisstroms festlegen und entsprechend zwischen den Vorspannungspunkt 25 bzw. 27 und eine zweite Spannungsversorgung 40 geschaltet
sind. Die Schaltung gemäss Fig. 3 ist in integrierter Schaltkreistechnik etwas leichter auszuführen als die
Schaltung gemäss Fig. 2, da sie nur eine einzige PNP Spannungsquelle 46 benötigt. Ausserdem besitzt die Schaltung gemäss Fig.
3 eine höhere Signalstromverstärkung, so dass als Folge davon der Strom I, kleiner als der Strom Ip und der Eingangs-Basisstrom
kleiner als bei der Schaltung gemäss Fig. 2 sein kann.
In der gleichen Weise wie bei den Schaltungen gemäss Fig. 1 und 2 sind die Kollektorströme I2 der lateralen PNP Transistoren
gemäss Fig. 3 unabhängig von dem beta-Wert des jeweiligen
PNP Transistors. Die PNP Transistoren dieser Schaltung gemäss Fig. 3 sind im wesentlichen in einer Emitter-Basisschaltung
betrieben, wobei eine Spannungsansteuerung über die Emitter der NPN Transistoren erfolgt und der erste Resonanzpol
nahe bei der Frequenz fm der lateralen PNP Ausgangstransistoren
12 und 14 liegt. Die Frequenz fm ist diejenige Frequenz,
bei welcher die Stromverstärkung der PNP Transistoren in Emitter-Basisschaltung den Wert Eins annimmt. Die PNP Transistoren
gemäss Fig. 2 werden andererseits mit einem Strom von den Kollektoren der NPN Eingangstransistoren angesteuert und
arbeiten nach einem Schaltungstyp mit geerdeter Basis. Die Eckpunkte für hohe Frequenzen liegen bei den Schaltungen gemäss
Fig. 2 und 3 etwa an derselben Stelle, da die Grenzfrequenz f^ für den Schaltungstyp mit geerdeter Basis ungefähr bei der
Frequenz f„, liegt, wobei diese Frequenz sich aus dem Produkt
aus der Emitter-Basisstromverstärkung und der Bandbreite mit der Dimension Schwingungen pro Sekunde ergibt. In anderen Worten
bedeutet das, dass die Schaltung gemäss Fig. 2 einen ersten Eckpunkt für hohe Frequenzen bei ungefähr der Frequenz fT
- 11 - auf v/ei st
0098A7/1535
M62P-299
aufweist und andererseits die Schaltung gemäss Fig. 3 einen
ersten Eckpunkt für hohe Frequenzen bei ungefähr der Frequenz besitzt.
Die Schaltung gemäss Fig. 4 ist in ähnlicher Weise wie die Schaltung gemäss Fig. 2 aufgebaut und besitzt eine erste Stromquelle
34 sowie eine zweite Stromquelle 36, die zwischen der
ersten Spannungsversorgung 38 und dem jeweils zugehörigen
ersten Verbindungspunkt 21 oder zweiten Verbindungspunkt 23 angeordnet sind. Der Unterschied zwischen diesen beiden Schaltungen
besteht darin, dass in der Schaltung gemäss Fig. 4 Emitterwiderstände 60 und 62 vorgesehen sind, um die Signalausbreitungsverzögerung
im Verstärker zu verringern. Diese Signalausbreitungsverzögerung wird durch eine geringe positive
Rückkopplung verringert, die über die Emitterwiderstände 60 und 62 bewirkt wird. Diese positive Rückkopplung unterdrückt
jedoch in erster Linie die Abhängigkeit der Verstärkung der Stufe von den beta-Werten der PNP Transistoren. Letzteres wird
durch das Zurückführen des'PNP Basisstromes, der sonst verloren ginge, in den Emitter der NPN Transistoren bewirkt, wo
dieser Basisstrom zu dem Signal addiert wird. Damit wird der Einfluss des ersten Frequenzpoles bei der Frequenz f^, des lateralen
PNP Transistors ausgeschaltet.
Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung besitzt gegenüber der
Schaltung gemäss Fig. 3 eine geringe Veränderung, indem nämlich die Emitterwid.erstände 70 und 72 zwischen die Stromquelle
46 und entweder den ersten Verbindungspunkt 21 bzw. den zweiten Verbindungspunkt 23 geschaltet sind. Der primäre Zweck der
Widerstände 70 und 72 gemäss Fig. 4 besteht darin, einen geringen
Betrag positiver Rückkopplung zu liefern, um die Signalausbreitungsverzögerung zu verringern. Es gibt einen optimalen
Wert der Widerstände 70 und 72, bei welchem sich eine minimale Signalausbreitungsverzögerung in der Schaltung ergibt.
Ein zu grosser Smitterwiderstand verursacht komplexe Pole in
- 12 - . eier
0098A 7/1538
il
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der jcOAchse in dem
<3 + J^ Diagramm des Verstärkers, wobei diese Pole ein Überschwingen bei Impulsansteuerung bewirken.
Im Gegensatz dazu liefern zu kleine Widerstände 70 und 72
keine Basisstromunterdrückung in der Schaltung, und die Frequenz fm der lateralen PNP Transistoren verschlechtert den
Frequenzgang der Schaltung.
Die Schaltung gemäss Fig.-6 unterscheidet sich von der Schaltung
gemäss Fig. 5 dadurch, dass dritte und vierte Emitterwiderstände
82 und 84 in die Emitterschaltung der lateralen PNP Transistoren 12 und 14 eingefügt wurden. Die ersten und
zweiten Widerstände 70 und 72 werden zum Verringern des Überschwingens
und zum Verbessern der Anstiegszeit benutzt. Die Widerstände 82 und 84 sind derart ausgewählt, dass der Ausdruck
1 = 1
R70 + R82 S72 + E84
R70 + R82 S72 + E84
gleich der gewünschten Steilheit der Stufe ist, Das Hinzufügen der Widerstände 82 und 84 ermöglicht damit eine unabhängige
Optimierung der Signalausbreitungsverzögerung sowie eine optimale Abstimmung der Verstärkung.
Die Schaltungen gemäss den Fig. 1 bis 6 wurden mit lateralen
PNP Ausgangstransistoren 12 und 14 hergestellt, die beide eine
Emitter-Basisstromverstärkung von ungefähr 15 bei 50/uA bzw.
ungefähr eine Emitter-Basisstromverstärkung von 5 bei 500 /uA
aufweisen. Die beta-Werte der NPW Eingangstransistoren 10 und
16 sind ungefähr gleich 1 000 bei 10/uA. Die schaltungen gemäss
Fig. 1, 2 und 3 besitzen nahezu identisch gleiche hochfrequente Eckfrequenzen bei der Frequenz fm der lateralen PNP
Ausgangstransistoren 12 und IA, wobei diese Frequenz f,n ungefähr
bei 5MHz liegt.
Das Hinzufügen der Eniitterwulernt-ände gemäai den Flg. 4, 5 und
β verringert die oignalausbreitungsverzögerung um ungefähr.1
- 13 - . 3£L
00984 7/ 1536
BAD ORIGINAL
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an dem - 3db Eckpunkt der frequenzabhängigen Verstärkungscharakteristik. Eine derartige Verbesserung ist ganz erheblich,
da sie eine ganz wesentliche Verringerung der Kapazität des Phasenkompensationskondensators (Kondensator 136 gemäss
Fig. 7) zulässt und dies wiederum zu einer Verbesserung des Wiederkehrverhältnisses führt.
In Fig. 7 ist ein Schaltbild eines kompletten monolithischen
Operationsverstärkers gemäss der Erfindung dargestellt;, in
dem ein der Darstellung gemäss Fig. 6 entsprechender Differentialverstärker Verwendung findet. Ausser der gemäss Fig. 6
beschriebenen Schaltung umfasst der Operationsverstärker gemäss Fig. 7 zwei Hochspannungsdioden 85 und 87» die mit den
Widerständen 70 und 72 verbunden sind und aus Transistoren mit
einer kurzgeschlossenen Kollektorbasisstrecke bestehen. Ein als Stromquelle wirksamer Transistor 86 liegt zwischen dem
gemeinsamen Verbindungspunkt 89 der Dioden 85 und 87 sowie einem Widerstand 88, der an die Spannungsversorgung 38 angeschlossen
ist.
Die Hochspannungsdioden 85 und 87 sind ebenfalls aus lateralen
PNP Transistoren aufgebaut, deren Kollektor-Basisstrecke, wie bereits erwähnt, kurzgeschlossen ist. Diese Dioden 85 und
werden als Überspannungsschutz benutzt für den Fall, dass die eingangsseitige Differenzspannung V. die 7 Volt Durchbruchsspannung
in Sperrichtung der NPN Eingangstransistoren 10 und 16 übersteigt;. Da die Basis-Emitterübergänge der laberalen
PNP Tx'ansistorenjdie für die Dioden 85 und 87 Verwendung finden,
durch leichte DiffusLonen hergestellt sind, liegt die
üurchbruchnspannung dieaer Dioden normalerweise über SO Volt»
Diese Durehbruehsspannuüg reicht aus, ma den Verstärker vor
einer Zerstörung infolge eingangsaeitigar Differentspannungen
V. au bewahren, die grosser oder gleich der Differenz der 7ersurgungsspannungen
V^ und V^, sind, Da die Strom-3paimungs~
Charakteristik der beiden Dioden 85 und 87 genau aneinander
0098/»7/1535
sad cr.:G-:.NAL
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angepasst sein muss, um eine eingangsseitige Spannungsversetzung für die Schaltung zu verhindern, ist dieser Überspannungsschutz
nur zweckmässig, wenn die Schaltung als monolithisch integrierte' Schaltung aufgebaut wird«.
Die eingangsseitige Differentialverstärkerstufe 19 umfasst eine
Umformerschaltung 101 anstelle des Kollektorbelastungswiderstandes gemäss Fig. 6, die ein Differentialsignal in ein Einzelsignal
umwandelt. Diese Umformerschaltung besteht aus Transistoren 98, 100 und 102 sowie Widerständen 104, 105 und 106. Die
Rückkopplungstransistoren 98 und 100 der Umformerschaltung 101 führen den Strom vom Kollektor des lateralen PNP Ausgangstransistors
12 und erzeugen eine Spannung an der Basis des Transistors 102, die die gewünschte Vorspannung darstellt. Die Emitterspannung
des Transistors 98 spannt den Transistor 102 in der Weise vor, dass der Kollektorstrom dieses Transistors 102
gleich dem vom Kollektor des Ausgangstransistors 12 gelieferten Strom ist. Auf diese Weise akzeptiert die Umformerschaltung
symmetrische Ströme von den Kollektoren der Ausgangstransistören
12 und 14.
Der ausgangsseitige Strom der Umforaerschaltung 101 wird der
Basis eines Transistors 128 in einer zweiten Verstärkerstufe 23 zugeführt und ist gleich der Differenz der Kollektorströme
"der Ausgangstransistoren 12 und 14. Auf diese Weise spricht die Verstärkerschaltung nur auf differentielle Eingangssignale
an und ist in einem hohen Hasse unempfindlich gegen eine Ansteuerung mit gleichlaufenden Eingangsspannungen.
Ein weiteres Merkmal der Umformerschaltung 101 ist die niedere
Impedanz, mit der sie sich dem Kollektor des Ausgangstransistors 12 präsentiert, was auf den als Emitterfolger geschalteten Transistor
98 zurückzuführen ist, der zwischen den Kollektor des Ausgangstransistor 12 und den Emitterwiderstand 105 geschaltet
ist. Auf Grund dieses letzteren Merkmals wird der Ausgangs-
- 15 *· transistor
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transistor 12 kollektorseitig breitbandiger. Gleichzeitig bewirkt jedoch die Umformerschaltung 101, dass sich dem Kollektor
des Ausgangstransistors 14 eine hohe Impedanz präsentiert, wobei sich durch diese hohe Impedanz eine hohe Spannungsverstärkung
für die erste Stufe ergibt.
Die zweite Verstärkerstufe 23 des Operationsverstärkers umfasst
Transistoren 128 und 130, die imEintakt als Kollektorbasis-Emitterbasis-Kaskade
zusammengeschaltet sind. Eine Stromquellenlast, bestehend aus einem PNP Transistor 118 und einem
Widerstand 116,legt das Gleichstromniveau der zweiten Verstärkerstufe
23 fest. In dieser Zweitverstärkerstufe 23 ist ferner ein frequenzkompensierender Kondensator 136 vorgesehen, der
zwischen der Basis des Emitterfolgertransistors 128 und dem Kollektor des in Emitterbasisschaltung geschalteten Transistors
130 liegt. Der Kondensator 136 erzeugt einen Hauptpol der Ubergangsfunktion des Verstärkers an der Basis des Transistors
128 und bewirkt gleichzeitig eine Bandverbreiterung an dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 129 des in Emitterbasisschaltung
geschalteten Transistors I30. Der Hauptpol an der Basis des Transistors 128 wird durch eine Miller-Multiplikation
des Kompensationskondensators 136 erzeugt, wodurch eine grosse wirksame Kapazität zwischen der Basis des Transistors
126 und der Versorgungsspannung V^g erscheint. Die Bandbreitenvergrösserung
an dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 129 der in Emitterbasisschaltung geschalteten Verstärkerstufe 133
ist die Folge einer Parallel-ßückkopplungswirkung des Kondensators
136. Durch diese Rückkopplung wird der Ausgangswiderstand der in Emitterbasisschaltung geschaltete Verstärkerstufe
23 bei hohen Frequenzen verringert.
Die ausgangsseitige Stufe 25 des Operationsverstärkers besteht aus einer komplementären Eaitterfolgerschaltung der Klasse AB
und umfasst Transistoren 142, 15^ und I56. Zwei Widerstände
148 und 152 verbinden den Emitter des NPN Transistors 142 mit
- 16 - dem
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dem Emitter des FEiP Transistors 154 sowie mit dem Ausgang des
Operationsverstärkers im Verbindungspunkt 149. Der Arbeitspunkt des Operationsverstärkers für den AB-Betrieb wird in den
ausgangsseitigen Transistoren 142, 154 und 156 dadurch eingestellt,
dass sie von einem Netzwerk, bestehend aus den Tran- · sistoren 122, 124 und 126 sowie einem Widerstand 120,angesteuert
werden. Die in Darlington-Schaltung miteinander verbundenen Transistoren 124 und 126 besitzen eine Stromspannungscharakteristik,
die die ausgangsseitigen PNP Transistoren 154
und 156 bei einer Änderung der Umgebungstemperatur anpassen und einander nachführen. Der Transistor 122 und der zugeordnete Widerstand 120 bilden zusammen ein Netzwerk, das einen
Spannungsabfall an der Basis des Transistors 142 bewirkt, welcher gleich dem Spannungsabfall an der Basis-Emitterstrecke
einer Diode, verringert um den geringen Spannungsabfall am Widerstand 120, ist. Der Spannungsabfall am Widerstand 120 bewirkt,
dass der leerlaufende Ruhestrom der Ausgangstransistoren-142
und I54 etwa um den Faktor 5 kleiner ist als der leerlaufende
Buhestrom durch die Vorspannungstransistoren 122, 124 und 126. Dadurch wird die Leerlaufleistung des Operationsverstärkers
erheblich verringert.
Die Vorspannungsschaltung 21, von der alle Betriebsströme des
Operationsverstärkers abgeleitet werden, umfasst einen vei—
hältnismäs$lg grössen Belastungswiderstand 112, der zwischfti
eine* Diode 110 Ad einer Diode 114 liegfc· Da der Operation^-
versttrltStf-iÄ Wsm einer mönölitMäeh inijSgiiirfcen SöÄäl%^fi§ ^"
aufgebaut ist, ist die Stromspannungsoharakteristik der Diode
110 an den jeweiligen Basis-Smitteriibergang, der als Stromquelle
wirksamen Transistoren 118 und 86 angepasst* Damit tee*
finden sich die Ströme durch die Transistoren 186 und 118 im Gleichlauf mit dem Strom durch den Widerstand 112. Die .Widerstände 88, 116 und 108 sind derart ausgewählt, dass sie das;
gewünschte Verhältnis der Ströme durch die Transistoren 86
und 118 zu* Ströit durch den Transistor 110 bewirken, Ferner {"""'-■
- 17 -009 8 47/15 3 S
BAD ORIGINAL
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sind die als Stromquelle dienenden Transistoren 92 und 90 in
der eingangsseitigen Differentialverstärkerstufe 19 derart vorgespannt,
dass sie einen kleinen Strom in Abhängigkeit von dem Verhältnis des Spannungsabfalls an der Diode 114 und der Summe
der Basis-Emitterspannungen der Transistoren 90 und 92,vergrössert
um den Spannungsabfall an den Widerständen 94 und 96,
liefern. Diese Widerstände 94 und 96 dienen der Erzeugung eines geringeren Stromes in den Stromquellen 90 und 92 als dem Strom
durch den Belastungswiderstand 112, ohne dass hierfür Widerstände
mit hohen Widerstandswerten verwendet werden müssen. Derartige Widerstände mit einem hohen Widerstandswert sind in
integrierten Schaltkreisen schwer herzustellen.
Das ausgangsseitige Kurzschluss-Schutznetzwerk der Verstärkerschaltung
umfasst Dioden 144 und 146, Widerstände 148 und 1·>2,
einen Transistor 134 und einen Widerstand 140. Die Funktionsweise des Kurzschluss-Schutznetzwerkes ist wie folgt: Wenn der
Ausgang V„„e nach Masse bzw. zur Spannungsversorgung kurzge-
et LX o
schlossen wird und gleichzeitig ein Eingangssignal anliegt,
neigt der Verstärker dazu, einen unbegrenzten Strom zu liefern, so dass die Transistoren 142 und 144 überlastet werden. Bei
einer positiven Aussteuerung durch das Eingangssignal und einem geerdeten Verbindungspunkt 149 wird die Diode 146 leitend, wenn
der Strom einen Betrag von ungefähr 12 mA übersteigt· Wenn dagegen
bei einem geerdeten Verbindungspunkt 149 die Aussteuerung des Eingangseignale negativ ist, denn leitet die Diode 144 beim
Übersteigen eine« Strome« von u»g«fähr 12 mit» Aucb 4ie Ströme
durch die Dioden werden begrenzt, um eine Überlastung zu vermeiden,
da nämlich die Transistoren 142 und 154 sonst einen
sehr grossen Strom liefern wurden, da diese Transistoren keine Einrichtung zur Begrenzung des Stromes aufweisen. Dieser Überlastungsschutz wird durch die strombegrenzende Funktion der
Dioden 144 und 146 bewirkt. Wenn der ausgangsseitige Strom durch die Widerstände 148 und 152 gross genug ist, um einen
Spannungsabfall am Verbindungspunkt 149 hervorzurufen, der dem
- 18 - Sp annungs ab fal1
09847/1535 ' ' '
BAD Or'-'yJl.
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Spannungsabfall der Basis-Emitterstrecke entspricht, wird entweder
die Diode 144 oder die Diode 146 leitend, so dass der gesamte der Last zugeführte Strom über nur eine dieser beiden
Dioden fliesst. Der gesamte Ausgangsstrom über den Verbindungspunkt 149 ist gleich einem Basis-Emitterspannungsabfall, dividiert durch den Wert des Widerstandes 148 oder 152, zu dem der
Strom über die Diode 144 oder 146 addiert wird. Die Diode wird leitend bei einem Kurzschluss während eines positiven
Signals, während die Diode 144 leitend wird bei einem Kurzschluss während eines negativen Signals. Bei positiv ansteigenden
Ausgangssignalen wird der Strom durch die Diode 146 auf den Wert des Stromes begrenzt, der über die Stromquelle
118 gezogen wird, wobei dieser Strom jedoch vernachlässigbar ist im Vergleich mit dem Ausgangsstrom des ausgangsseitigen
NPN Transistors 142. Wenn eine Kurzschlussituation mit einem negativen Signal auftritt, wird der Strom durch die Diode
durch den Kollektorstrom des Transistors 130 festgelegt. Dieser Strom könnte gross genug sein, um den Transistor 130 zu
überlasten, jedoch wird er von einem Widerstand 140 und einen Abschalttransistor 134 begrenzt. Wenn der über die Diode 144
in den Transistor 130 fliessende Strom gross genug wird, so
dass der. Spannungsabfall am Widerstand 140 die Einschaltspan- $*
nung der Basis-Emitterdiode des Transistors 134 erreicht, wird dieser Transistor stromführend und übernimmt den Steuerstrom
vom Transistor 128· Durch diese Punktion wird der Transistor 130 im Zustand einer konstanten Stromführung gehalten, wobei
dieser Strom auf den Wert begrenzt ist, der sich aus dem Spannungsabfall
der Basis-Emitterdiode, dividiert durch den Wert des Widerstandes 140, ergibt. Auf diese Weise können die Ströme
durch den Transistor 154 und die Diode 144 für ausgangsseitige
Kurzschlüsse nit negativen Signal getrennt begrenzt und der Verstärker gegen eine Beschädigung geschützt werden.
Nachfolgend wird in einer Tabelle der Wert der Elenente für einen in der Praxis ausgeführten Operationsverstärker angegeben.
Diese Angaben werden jedoch nicht in Sinne einer Einschränkung gemacht.
- 19 - Tabelle
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70 | to | Wert | |
72 - | TABELLE | 500 Ohm | |
74 | 500 Ohm | ||
76 | 1500 Ohm | ||
Schaltkreiselement | 88 | 1500 Ohm | |
Widerstände: R | 94 | 4000 Ohm | |
R | 96 | 1000 Ohm | |
R | 104 | 1000 Ohm | |
R | 105 | 1000 Ohm | |
R | 106 | 39OOO Ohm | |
R | 108 | 1000 Ohm | |
R | 112 | 1000 Ohm | |
R | 116 | 56000 Ohm | |
R | 120 | 1000 Ohm | |
R | 138 | 340 Ohm | |
R | 140 | 39OOO Ohm | |
R | 148 | 51 Ohm | |
R | 152 | 40 Ohm | |
R | 136 | 50 Ohm | |
R | 35 PF | ||
R | |||
R | |||
R | |||
Kondensator: C |
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- 20 009847/1535
Claims (8)
1. Differentialverstärker, dadurch gekennzeichnet,
dass der Kollektor eines ersten Eingangstransistors (10) mit dem Emitter eines ersten Ausgangstransistors
(12) von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp in einem ersten Verbindungspunkt (21) und der Emitter des
ersten Eingangstransistors mit der Basis des ersten Ausgangstransistors in einem ersten Vorspannungspunkt (25)
gleichstrommässig gekoppelt sind, dass der Kollektor eines zweiten Eingangstransistors (16) mit dem Emitter eines
zweiten Ausgangstransistors (14) von entgegengesetztem
Leitfähigkeitstyp in einem zweiten VerMndungspunkt (23) ■
und der Emitter des zweiten Eingangstransistors mit der Basis des zweiten Ausgangstransistors in einem zweiten
Vorspannungspunkt (27) gleichstrommässig gekoppelt sind?
und dass mit den Kollektoren des ersten und zweiten Ausgangstransistors (12, 14) Einrichtungen zum Ableiten
eines verstärkten Ausgangssignals verbunden sind.
2, Bif£§r§ntialverstärker nach Anspruch 1, dadurch g e ->
kennzeichnet, dass eine erste Stromquelle (34)
4§η ersten Verbindungspunkt (21) und eine erste,
(38) geschaltet ist, dass eine zweit© (36) zwischen den zweiten Verbindungspunkt
- 21 QQ9847/1S36
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(23) und die erste Spannungsversorgung (38) geschaltet ist, dass eine Konstantstromsenke (30) zwischen einen
zwischen dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt (25, 27) liegenden Verbindungspunkt (29) und eine zweite
Spannungsversorgung (40) geschaltet ist, und dass erste und zweite aus gangs s.ei ti ge Impedanzeinrichtungen (28, 32)
zwischen die entsprechenden Kollektoren des ersten bzw. zweiten ausgangsseitigen Transistors (12, 14) und die
Spannungsversorgung (40) geschaltet sind, an welchen in Abhängigkeit von einer an die Eingangsklemmen des ersten
bzw. zweiten Eingangstransistors (10, 16) angelegten Differenzspannung Ausgangsspannungen entstehen.
3. Differentialverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Stromquelle (46) zwischen
einen zwischen dem ersten und zweiten Verbindungspunkt (21, 23) liegenden Verbindungspunkt (31) und eine
erste Spannungsversorgung (38) geschaltet ist, dass eine erste Konstantstromsenke (48) zwischen den ersten Vorspannungspunkt
(25) und eine zweite Spannungsversorgung (40) sowie eine zweite Konstantstromsenke (54) zwischen
den zweiten Vorspannungspunkt (27) und die zweite SpannungsVersorgung
(40) geschaltet ist, und dass erste und zweite ausgangsseitige Impedanzeinrichtungen (28, 32)
zwischen dem ersten bzw. zweiten Ausgangstransistor (12, 14) und der zweiten Spannungsversorgung (40) vorgesehen
sind, an welchen Ausgangsspannungen in Abhängigkeit von einer an den ersten und zweiten Eingangstransistor (10,
16) angelegten Differenzspannung abgreifbar sind.
4. Differential verstärker nach Anspruch 2, dadurch g e kennz
eichnet, dass eine erste Impedanz (60) zwischen dem ersten Vorspannungspunkt (25) und dem zwischen
dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt liegenden Verbindungspunkt (29) sowie ferner eine zweite Impedanz
- 22 ^
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(62) zwischen dem zweiten Vorspannungspunkt (2?) und dem
zwischen dem ersten und zweiten Vorspannungspunkt liegenden Verbindungspunkt (29) vorgesehen ist, und dass die
erste und zweite Impedanz die Signalausbreitungsverzögerung im Verstärker durch eine kleine positive Rückkopplung
verringert, welche in erster Linie die schädliche Wirkung der Basisströme auf die frequenzabhängige Verstärkungscharakteristik des Verstärkers verringerte
5. Differentialverstärker nach Anspruch 3» dadurch g e kennze
ichnet, dass eine erste Schaltkreisimpedanz
(70) zwischen der Konstantstromquelle (46) und dem ersten Verbindungspunkt sowie eine zweite Schaltkreisimpedanz
(72) zwischen der Konstantstromquelle (46) und
dem zweiten Verbindungspunkt (23) vorhanden ist, und dass die erste sowie zweite Schaltkreisimpedanz je einen Wert
besitzen, der die Signalausbreitungsverzögerung im Verstärker verringert und damit die Charakteristik der frequenzabhängigen
Verstärkung verbessert·
6. Differentialverstärker nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass eine dritte Schaltkreisimpedanz
(82) zwischen dem ersten Verbindungspunkt (21) und dem Emitter des ersten Ausgangstransistors (12) sowie
eine vierte Schaltkreisimpedanz (84) zwischen dem zweiten Verbindungspunkt (23) und dem Emitter des zweiten
Ausgangstransistors (14) vorgesehen ist, und dass die dritte und vierte Schaltkreisimpedanz derart ausgewählt
sind, dass der Verstärker eine gewünschte Steilheit besitzt.
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Leerseite
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