DE2104043A1

DE2104043A1 - Operationsverstärker

Info

Publication number: DE2104043A1
Application number: DE19712104043
Authority: DE
Inventors: Maurice George Tempe Anz Free (V St A) M
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1970-02-05
Filing date: 1971-01-28
Publication date: 1971-09-16
Also published as: NL7101315A; FR2078298A5; CA925962A; BE762497A; US3660773A; GB1319717A

Description

Patentanwalt

Dipl.-Irig. Leo Fleuchaus . M165P-487

München 71, Melchiorstr. 42

München, den 27.Jan.197i

Motorola, Inc. 9401 West Grand Avenue Franklin Park, Illinois V.St.A.

Operationsverstärker

Die vorliegende Erfindung betrifft generell Operationsverstärker und insbesondere einen Operationsverstärker in monolithischer integrierter Schaltung mit verbesserter Verstärkungs-Frequenzcharakteristik.

Die Kompensation des Einflusses von bestimmten Polen der Übertragungsfunktion eines Verstärkers auf seine Verstärkungs-Frequenzcharakteristik ist bekannt. Eine Möglichkeit einer derartigen Kompensation ist in der US-Patentschrift 3 491 307 beschrieben. Bestimmte unerwünschte Pole der Übertragungsfunktion eines Operationsverstärkers werden durch die Widerstände der Schaltung, wie beispielsweise die Widerstände in den Gleichvorepannungsnetzwerken des Verstärkers und durch verschiedene Kapazi- - täten der Schaltung, wie beispielsweise die Kollektorkapa-

-1- zität

109838/1810

ziüfc eines Transistors, hervorgerufen. Diese Kombination von Widerständen und Kapazitäten führt dazu, daß einer oder mehrere Pole der Übertragungsfunktion des Verstärkers bei relativ tiefen Frequenzen der Frequenzcharakteristik (d plus jw) auftreten. Das Vorhandensein eines oder mehrerer solcher Pole führt dazu, daß die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers unerwünscht schnell, beispielsweise um 12 Db pro Oktave abnimmt,wenn einer der Pole der übertragungsfunktion des Verstärkers bei einer ausreichend niedrigen Frequenz liegt.

φ Wie in der oben genannten US-Patentschrift beschrieben ist, kann zwischen dem Ausgang und dem Eingang einer Kaskadenverstärker stufe mit zwei Transistoren des Verstärkers eine Polaufspalt-Kapazität vorgesehen werden, welche bewirkt, daß einer der beiden Pole der Übertragungsfunktion des Verstärkers das Band verschmälert und der andere der beiden Pole das Band verbreitert, wodurch die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers verbessert wird. Durch Aufspaltung der beiden Pole der Übertragungsfunktion des Verstärkers gemäß der Lehre der oben genannten US-Patentschrift kann eine Verbesserung des Absinkens der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik von 12 Db pro Oktave auf 6 Db pro Oktave erreicht werden.

Während die sogenannten Polaufspaltkapazitäten (im folgenden auch als Polkompensationekapazitäten G bezeichnet) den Vorteil einer Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers la oben beschriebenen Sinn herbeiführen, ergibt sich dabei jedoch eine Abnahme des Anaprech^eraögene des Verstärkers. Bei diese* Ansprechvermögen handelt es sich um das Maß der Ab nahm· der Auegangespannung des Verstärkers dv/dt. Das

-2- Anspreohveraögen

109838/1510

Ansprechvermögen des Verstärkers ist umgekehrt proportional zur Größe der Polkompensationskapazität 0 gemäß der Gleichung

dvA. I
^dt - JT

T
P

Sarin bedeutet I den am Ausgang des Verstärkers verfügbaren Strom zur Aufladung der Polkompensationskapazität G . Die Zuschaltung der Polkompensationskapazität O zur Verstärkerschaltung ist einer Zuschaltung einer zusätzlichen Lastkapazität an den Ausgang des Verstärkers äqui- | valent, da derartige Kapazitäten einen bestimmten Wert eines Ladestroms vom Verstärker benötigen· Während also die Maßnahme nach der oben genannten US-Patentschrift zu einer Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers führt, ergeben sich jedoch dabei andere Probleme in Form einer Abnahme des Ansprechvermögens des Verstärkers und einer Zunahme der Größe der für die monolithische Schaltung verwendeten Scheibe aufgrund des Erfordernisses der Anpassung an die Kapazität O . Dies gilt unabhängig davon, ob die Kapazität C in Form eines pn-übergangs in der monolithischen integrierten Schaltung oder als MOS-Kapazität hergestellt , wird. *

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Operationsverstärker in Form einer monolithischen integrierten Schaltung mit verbessertem Ansprechvermögen und verbessertem Kleinsignal-*equenzverhalten anzugeben.

Dabei sollen insbesondere die gesamte Schaltungskapazii£b und der zur Herstellung von integrierten Polkompensationskapazitäten erforderliche Flächenbereich der

-3- Scheibe

109838/1510

Scheibe reduziert sein. Schließlich soll der Operationsverstärker auch ein verbessertes Sprung-Ansprechvermögen besitzen.

Die vorgenannte Aufgabe wird bei einem Operationsverstärker mit einer Eingangs-Differenzverstärkerstufe und einer Ausgangs-Treiberstufe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Eingangs-Differenzverstäinsrstufe zwei Eingangstransistoren aufweist, die mit je einem Elektrodenzweig miteinander gekoppelt sind, und daß an die gekoppelten Elektrodenzweige der Eingangstransistoren eine Polkompensations-Kapazitätsanordnung angeschaltet ist, welche zur Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik einen Pol der übertragungsfunktion des Verstärkers verschiebt.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung koppelt eine Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung in Form von pn-übergängen zwei als Differentialverstärker geschaltete Eingangstransistoren der Eingangsstufe des Verstärkers. Diese Folkompensations-Kapazitätsanordnung verbessert die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers.

Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht in der Kombination der vorgenannten Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung und einer Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung in der Ausgangsstuf e das Verstärkers. Durch die Einfügung der Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung wird die Größe der Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung so klein wie möglich gehalten, wodurch die Scheibenfläche für die gesamte integrierte Schaltung zur Herstellung der Polkompensations-Kapazitätsanordnungen

ebenfalls

109838/1510

ebenfalls so klein wie möglich gehalten wird. Gleichzeitig wird dabei das Ansprechvermögen des Verstärkers verbessert.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung sind jeweils getrennte Polkompensationskapazitäten in Form von pn-Übergängen an den ersten und zweiten Transistor in der Eingangsstufe des Verstärkers angeschaltet. Diese Kapazitäten bilden einen Nebenschluß für Emitter-Gegenkopplungswiderstände in der Eingangsstufe des Verstärkers, wodurch die Gesamtwirkungsweise des Verstärkers weiter verbessert wird.

Weitere Merkmale und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsformen an Hand der Figuren. Es zeigt:

Fig. Λ ein Schaltbild einer integrierten Ausführungsform der Erfindung·,

Fig. 2 und 3 eine Verstärkungs- bzw. Phasen-Bodedarstellung für den Verstärker nach Fig. 1; und

Fig. 4· eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkers.

Kurz gesagt enthält der erfindungsgemäße Operationsverstärker eine Eingangs-Transistorstufe mit einem ersten und zweiten Eingangstransistor, welche in Differentialverstärkerschaltung geschaltet sind und ein differentielles Eingangssignal empfangen. Weiterhin ist eine PoI-kompensations-Kapazitätsanordnung vorgesehen, welche an gekoppelte Elektroden des ersten und zweiten Eingangs-

-5- transistors

1 09838/1510

transistors angeschaltet ist. Diese Polkompensations-Kapazitätsanordnung in der Eingangsstufe kann als Niederspannungskapazität in Fo rm eines pn-Übergangs aus gebildetes ein, welche die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers verbessert. In die Ausgangsstufe des Verstärkers ist eine Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung eingeschaltet, deren Größe aufgrund der Einfügung der Niederspannungs—Polkompensations-Kapazitätsanordnung in die Eingangsstufe des {Transistors auf einem absoluten Minimum gehalten ist. Aufgrund des Zusammenwirkens dieser Polkompensations-Kapazitätsanordnungen in der Eingangsstufe und in der Ausgangsstufe des Verstärkers erhält dieser eine wesentlich verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik und ein verbessertes Ansprechvermögen aufgrund der minimalen Größe der Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung. Die Einfügung der Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung in den Verstärker führt dazu, daß der Wert der Gesamt-Polkompensations-Kapazitätsanordnung in der Gesamtschaltung auf einem absoluten Minimum gehalten wird, während gleichzeitig eine wesentlich verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik, ein verbessertes VerstärkeransprechvermÖgen und eine verminderte ßprungansprechzeit erreicht werden.

Im folgenden wird zunächst die Ausführungsform des Verstärkers nach Pig. 1 «ahand der Fig. 1, 2 und 3 erläutert.

Der in Fig. 1 dargestellte Operationsverstärker enthält ein Paar von in Differentialverstärkerschaltung geschalteten Eingangstransistoren 14 und 16 mit jeweils einer Eingangsklemme 10 bzw. 12 zur Aufnahme eines differentiellen Eingangssignals. Die Kollektoren der Transistoren 10 und 14· sind in Kaskode an !Transistoren 32 und 34 angeschaltet. Diese !Transistoren 32 und 34 liegen über

-6- drei

109838/1510

drei Stromquellen 36, 38 und 40 an einer Klemme 42 mit einer Spannung +V. Eine Zenerdiode 28 stabilisiert das Vorspannungspotential an einem gemeinsamen Basispunkt 30 der Transistoren 32 und 34, wobei die Stromquellen 36, 38 und 40 in konventioneller Weise, beispielsweise in Form einer Kombination eines Transistors und eines Widerstandes ausgebildet sein können. Diese Stromquellen bestimmen den Stromfluß in den verschiedenen Zweigen der Eingangs-Differenzverstärkerstufe 11.

Die Emitter der Eingangs transistoren 14 und 16 sind über Gegenkopplungswiderstände 18 und 20 an einem gemeinsamen f Punkt 26 angeschaltet, welcher seinerseits über eine Stromsenke 24- an einer Klemme 40 mit einer negativen Vorspannung -V liegt. Diese negative Vorspannung kann in Abhängigkeit von den geforderten StromverhSbnissen in der Schaltung auch Masse sein. Der Emitterwiderstand r_ der npn-Eingangstransistoren 14 und 16 sowie die Gegenkopplungswiderstände 18 und 20 führen zu einer Entartung der Verstärkung der ersten Stufe 11 des Verstärkers. Die Gegenkopplungswiderstände 18 und 20 sind so gewählt, daß sich optimale Betriebseigenschaften im Hinblick auf das Verhältnis der Größe der Polkoapensationskapazität 0 und der geforderten Geradeaus-Gleiohspan- g

nungsverstärkung des Verstärkers ergibt.

Eine erste mit 22 bezeichnete Niederspannungs-Polkoapensationskapazität G₂ liegt parallel zu den Gegenkopplungswiderständen 18 und 20. Im Betrieb der Schaltung herrscht mit großer Näherung keine Spannungsdifferenz an der Polkompensationskapazität 0„. Da dies· Kapazität C₂ keine hohen Spannungen aushalten muß, kann sie de Kapazität in Form eines pn-übergangs unter Verwendung * bekannter Diffusionstechniken hergestellt werden· Da im ·

-7- Betrieb

109838/1510

Betrieb der Schaltung darüber hinaus auch keine Spannungsänderung an der Kapasität 0_χ auftritt, bleibt diese Kapazität in wesentlichen konstant.

Der Kollektor dee npn-Tranaistors 34 ist direkt an die Basis eines Transistors 46 einer Kaskadenstufe 47 mit zwei Transistoren angeschaltet. Tür einen einzigen Abgriff an der EingangsverstMrkeretufe 11 ist lediglich der Ausgang an dem einen fransistor 34 in der Eingangsverstärkerstufe erforderlich· Andererseits können natürlich gemäß der Erfindung auch die Kollektoren der beiden !Transistoren 32 und 34 in der Eingangsverstärkerstufe 11 zur Speisung einer als Differentialverstärker geschalteten Ausgangsstufe (nicht dargestellt) ausgenutzt werden.

Die Ausgangsstufe 13 enthält weiterhin einen npn-Transistor 58, welcher mit einem pnp-Transistor 48 zwischen den Vorspannungsklemmen 42 und 44 in Serie geschaltet ist. Das komplementäre Transistorpaar 48, 58 kann im Bedarfsfall in monolithischer Form ausgebildet werden. Es kann Jedoch auch gewünscht sein, diese Hochspannungstransistoren 48, 58 außerhalb der monolithischen Schaltung vorzusehen, in welcher der Operationsverstärker gemäß der Erfindung hergestellt ist. Im Bedarfsfall kann jedoch auch die gesamte Schaltung nach Fig. 1 erfindungsgemäß in monolithischer Form ausgebildet sein.

Das Ausgangssignal 7. des Verstärkers wird an einer Ausgangsklemme 56 abgenommen. Die Basis des npn-Transistors 58 liegt über eine Klemme an einer vorgegebenen Vorspannung· Diese für einen richtigen Betrieb der Schaltung erforderliche Vorspannung kann von einer (nicht dargestellten) Widerstands-Vorspannungskette oder von einer anderen

-8- konventionellen

109838/1510

«j

konventionellen Vorspannungsquelle abgenommen werden.

Zwischen den Kollektor des pnp-Transistors 48 und die Basis des pnp-Transistors 46 ist eine Hochspannungs-Polkompensationskapazität 0 geschaltet, welche im Normalbetrieb der Schaltung Spannungen in der Größenordnung von 35 V aushalten muß. Diese Polkompensationskapazität 54 kann vorzugsweise als Metall-Oxid-Halbleiter-Kapazität (MOS-Kapazität) ausgebildet sein, wobei eine Platte dieser Kapazität einen Halbleiteb^ereich (beispielsweise durch Diffusion hergestellt) der den Verstärker enthaltenden Halbleiterscheibe ist. Die an- -

dere Platte der MOS-Kapazität 54 wird durch eine Me- ™

tallelektrode gebildet, welche von dem Halbleiterbereich durch eine Schicht aus Siliziumdioxid (nicht dargestellt) getrennt ist. Derartige MOS-Kapazitäten sind an eich bekannt und in der eingange genannten US-Patentschrift beschrieben.

Das auf die Eingangskieiimen 10 und 12 gegebene differentielle Eingangssignal wird durch die emittergekoppelten Eingangstransistoren 14 und 16 verstärkt. Das am Kollektor des npn-Transistors 34 auftretende verstärkte Signal wird weiter durch die Ausgangs-pnp-Transistoren 46 und 48 verstärkt. Die. Eingänge- und (

Ausgangsverstärkerstufβ 11 und 12 liefert daher dl· Gesaatverstärkung des Verstärkers zwischen den Eingangs klemmt η 10 und 12 sowie der Ausgangskleame 56.

Bei NichtVorhandensein von Polkompensationakapasit&ttn C liegen zwei Pole p,. und p₂ der Übertragungsfunktion des Operationeverslärkers nach Fig. 1 in der Gegend von etwa 4 MHz, während der dritte Pol p* des Verstärkers in der Gegend von 50 MHz auftritt. Das Auftreten der beiden Pol· p^ und pg der übertragungsfunktion des Ver-

-9- stärkere

109838/1510

stärkers im Bereich von 4 MHz führt dazu, daß die Veratärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers mit einem Setrag von 12 Db pro Oktave abnimmt· Diese auch als Begrenzung der Verstärkungs-Frequenzfiharakteristik des Verstärkers zu bezeichnende Hochfrequenzabnahme muß für breitbandige Operationsverstärker so weit als möglich vermieden werden.

Die Einfügung von Polaufspaltkapazitäten O im Sinn der Schaltung nach Pig· 1 führt dazu, daß die beiden Pole p^ und P2 des Verstärkers aufspalten, wobei der Pol p^ das Band verbreitert und im Bereich vom 45 MHz auftritt und der andere Pol pp in tiefen Bereichen des Bandes im Bereich von 35 KHz auftritt· Der Gesamteinfluß dieser Polaufspaltkompensation besteht darin, daß die Übertragungscharakteristik des Verstärkers nunmehr mit 6 Db pro Oktave und nicht mehr isit'ß Db pro Oktave abnimmt. Die PoI-kompensationskapazitäten bzw. die Polaufspaltkapazitäten G verbessern also die Wirkungsweise des Verstärkers im Sinn einer verbesserten Verstärkungs-Frequenzcharakteristik.

Die Folkompensationskapazitäten C müssen normalerweise einer Kollektorjispannung an den Ausgangstransistoren 48 und 50 in der Größenordnung von 35 V aushalten. Aus diesem Grund ist die Kapazität 54 wie oben angegeben als MOS-Kapazität ausgebildet. Eine derartige MOß-Kapazität besitzt vorzugsweise eine Kapazität von etwa 0,1 Picofarad pro 6,4 · 10 cm an Fläche der monolithischen Halbleiterseheibe und eine Durchbruchspannung von 100 V. Für eine Kapazität von 30 Picofarad ist daher eine Scheibenfläche γόη 1912 · 10""⁴ c»² erforderlich.

Es hat sieh nun gezeigt, daß durch die erf indung8ge«gße Zueohaltung einer weiteren Folko»peneation*kapazität C»

-10- in

109838/1510

in die Eingangeetufe 11 des Terstärkers nach Fig. 1 eine Reduzierung der gesamten Fläche der Halbleiterscheibe möglich ist, welche für die Kreiskapazität erforderlich iet, wobei gleichzeitig die Verstärkungs-Frequenzoharakteristik und das Ansprechvermiägen des Verstärkers verbessert werden. Die Zuschaltung von Kreiskapazitäten führt bei der Herstellung von monolithischen integrierten Schaltungen normalerweise zu dem Problem eines erhöhten Flächenbedarfs bei der Halbleiterscheibe, da die Größe der monolithischen Kapazität für eine gegebene monolithische Schaltung direkt proportional zur Halbleiterscheibenfläche ist. Es ist an sich bekannt, daß die Kapazität direkt proportional zur Fliehe der Halbleiterscheibe ist, in der die Platten der Kapazität ausgebildet sind, so daß die Zuschaltung von Kapazitäten in die Schaltung normalerweise zu einer Erhöhung des gesamten Flächenbedarfs für die Herstellung der integrierten Schaltung führt. Wird jedoch erfindungsgemäß die Kombination einer Niederspannunga-Polkompensationskapazität 0„ und einer Hochspannungs-Polkompenaationskapazität 0 vorgesehen, so vermindert sich der Flächenbilarf im Vergleich zu einer einzigen Polkompensationskapazität G , wie dies in der eingangs genannten US-Patentschrift vorgesehen ist. Die erfindungsgemäße Maßnahme kann folgendermaßen erläutert werdenι Wird eine einzige Hoohspannungs-Polkompensationskapazität G verwendet, so ist ein K&pazitätewert von etwa 30 Picofarad erforderlich, um die vorgenannt· Polaufepaltkompeneation der Pole p^ und P₂ «u erhalten. Wi* oben erwähnt, führt ein· ΗΟβ-Struktur zu «ine« Kaparitätewtrt Ton etwa 0,1 Picofarad pro 6,4 · 10 ca Fläche, eo daß «in Kapazitätswert von 30 Picofarad su einem Flächenbedarf von 19,2 · 10~* om² führt, Ss oat sieh min g«s«igt, daß di· Zusc^altung eiaer Kieäere innunga-Polkompensationskapazität ü_z J-^.ie Eftdurierung des Kapasitatswertes für di· Polkoapeiaeptic., %&p«.8ität 0 in der Ausgangsstufe ermög-

-11- licht,

109838/1510

210404

lioht, wobei gleichzeitig die gewünschten Verbesserungen der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik und des Ansprechvermögens des Verstärkers erhalten bleiben. Beispielsweise kann durch Zuschaltung einer Kapazität O₂ von 10 Picofarad die Größe der Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe von 30 Picofarad auf etwa 15 Picofarad reduziert werden,so daß die Kapazität G„ von 10 Picofarad und die Kapazität C von 15 Picofarad zu einer Gesamtkapazität von 25 Picofarad in der Schaltung führen. Diese Kapazität ist inmer noch kleiner als die Kapazität von 30 Picofarad, die normalerweise als Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe des bekannten Verstärkers erforderlich ist. Obwohl sich dabei die Zahl der Kapazitäten in der Schaltung von 1 auf 2 erhöht, was an sich zu einem erhöhten Flächenbedarf in der integrierten monolithischen Schaltung für die gesamte Kreiskapazität führt, kann in der erfindunggemäßen Schaltung die erforderliche Gesamtkapazität von 30 Picofarad auf 25 Picofarad reduziert werden. Wesentlicher als die Reduzierung der gesamten Kreiskapazität um 5 Picofarad ist jedoch die Tatsache, daß im erfindungsgemäßen Operationsverstärker die Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe von 30 Picofarad auf 15 Picofarad reduziert werden kann. Bei einer damit erforderlichen Kapazität 0 von 15 Picofarad ergibt sich lediglich ein Flächenbedarf von 9f6 · 10"^ cm für die Hochspannungs-MOS-Kapaziiä; G , so daß der Flächenbedarf für die Kapazität 0 gegenüber dem Fall mit einer einzigen Kapazität 0 um die Hälfte reduziert ist. Die diffundierte Niederspannungs-pn-Struktur zur Bildung der Niederspannungskapazität C₂ führt zu einer Kapazität von etwa 0,5 Picofarad pro 6,4 · 10~⁶ cm² Fläche der Scheibe für die integrierte Schaltung, so daß für eine Kapazität G₇ von 10 Picofarad eine Fläche von 12,8 · 1

2 Zl ο

cm erforderlich ist. Bei einer Fläche von 9,6 · 10"^ cm für die Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe

-12- und

109838/1510

_c p

und einer Fläche von 12,8 · 10 ^J cm für die Polkompensationskapazität C₁₇ in der Eingangsstufe ergibt sich ein Ge-

H· 2 samtflächenbedarf von 10,68 · 10 cm gegenüber einem

Flächenbedarf von 19,2 · 10"*^ cm² bei einer MOS-Kapazität 0 in der oben angeführten bekannten Schaltung. Insgesamt ergibt sich also beim erfindungsgemäßen Verstärker eine

2 ρ

_2l ρ Flächeneinsparung von 8,3 · 10 cm . Der erfindungsgemäße Operationsverstärker besitzt also ein verbessertes Ansprechvermögen, eine verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik und dabei gleichzeitig einen minimalen Flächenbedarf zur Herstellung der Polkompensationskapazitäten der Schaltung. M

Der erfindungsgemäße Verstärker sei nunmehr anhand des Diagramms nach Fig. 2, das die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik zeigt, weiter erläutert. Wie oben ausgeführt, spaltet die Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe die Pole p^ und P2 der beiden Stufen 11 und 13 des Verstärkers auf, so daß die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik nach Fig. 2 einen Bereich 23 (bezeichnend für den bekannten Verstärker) besitzt, welcher um etwa 6 Db pro Oktave beginnend bei der dem Pol p,. entsprechenden Frequenz abnimmt. Für den bekannten Verstärker mit einer einzigen Polkompensationskapazität 0 liegt der zweite größte Pol des Systems p₂ unterhalb der Verstärkung 1 in * der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik nach Fig. 2. Die Lage der Pole p,, und pp bestimmt daher die Gestalt des begrenzenden Teils 23 der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers.

Die Zuschaltung der Polkompensationskapazität 0~ in dem Verstärker nach Fig. 1 ermöglicht eine Verschiebung der Frequenzlage des zweiten Pols p« zu einer höheren Frequenz. Diese Pollage ist mit P₂ ¹ bezeichnet. Di· Zuschaltung der Kapazität Og zum Verstärker hat also eine

-13- Verschiebung

109838/1510

210404

Verschiebung des zweiten Pols p₂ zu einem neuen Pol p₂' zur Folge- Dieser neue Pol p₂* liegt nun bei einer höheren Frequenz als der Pol p₂· Wie Fig. 3 zeigt, erhält die Schaltung dadurch ein voreilendes Verhalten in der Phase« 3ie Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe kann hinsichtlich ihrer Größe soweit reduziert werdenj bis der Pol p₂* ausreichend unterhalb der Verstärkung 1 in »we& Fig_e 2 liegt, um ein verbessertes Frequenzverhalten des Verstärkers zu erhalten. Die neue Verstärkungs-Frequenzcharakteristik 25 besitzt gegenüber der des bekannten Verstärkers eine konstante hohe Verstärkung in einem weiteren Frequenzbereich.

Zusätzlich zur Reduzierung des gesamten Flächenbedarfs in der monolithischen Schaltung zur Ausbildung der Polkompensationskapazitäten des Verstärkers gemäß der Erfindung führt die Reduzierung in der Größe der Kapazität C zu einer Erhöhung des Anspreehvermögens des Verstärkers gemäß der Beziehung

(dv/dt) = §

Darin bedeuten I der zur Aufladung der Kapazität C erforderliche Strom und C die Polkompensationskapazität 54 in der Ausgangsstufe. Da die Größe des Wertes der Kapazität O reduziert ist, wird das Ansprechvermögen, das Kleinsignal-Frequenzverhalten und das Verhalten im Hinblick auf die Verstärkung 1 des Verstärkers erhöht und die Sprungansprechzeit des Verstärkers reduziert.

Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkers, welcher eine Ausgangs-Polkompensationskapazität 112 und zwei Eingangs-Pol^kompensationskapazitäten 84 und 88 enthält. Der Verstärker

-14- nach

109838/1510

nach Fig. 4 enthalt eine Eingangestufe 15» welche von Eingangskleaaen 74- und 76 ein diff erentielles Eingangssignal erhält. Bas Ausgangssignal der Stufe 15 wird an einem KoI-lektorpurikt 77 eines pnp-Transistors 92 abgenommen. Der Punkt 77 ist direkt an einen Basispunkt 121 eines npn-Transistors 120 in einer Gegentakt-Ausgangstreiberstufe 21 angeschaltet. Bas Ausgangssignal des Verstärkers nach Fig. 4 wird an einer Ausgangsklemme 110 abgenommen.

Die Eingangsstufe 15 des Verstärkers enthält zwei als Differenzverstärker geschaltete Transistoren 78 und 80 mit einem gemeinsamen Kollektorpunkt 81, welcher an einem als Diode geschalteten pnp-Transistor 98 liegt. Über diesen Transistor wird das Kollektorpotential der beiden Transistoren 78 und 80 eingestellt. Die Diode °3 verbindet eine Klemme 100 mit einer positiven Vorspannung +V mit den beiden als Differenzverstärker geschalteten Transistoren 78 und 80₉ deren Emitter über Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 an die Emitter von pnp-Transistoren 90 und 92 angeschaltet sind. Die letztgenannten beiden Transistoren sind über zwei Stromquellen 94 und 96 an eine weitere Vorspannungsklemme 126 angeschaltet, welche auf Massepotential oder einer vorgegebenen negativen Spannung -V liegen kann. Dieses Potential hängt von den erforderlichen Stromwerten und Betriebspotentialen in der Schaltung ab· Die Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 liegen parallel su Polkompensationskapazitäten O^ und G^ , welche eine aste und zweite Polkompensationskapazität 84 bzw. 88 darstellen.

Ein Vorspannungskreis 17 für die Eingangsstufe 15 enthält einen pnp-!Pransistor 102, einen npn-Transistor 116 und einen strombegrenzenden Widerstand 118, welche zusammen einen gewünschten Stromwert in diesem Vorspannungskreis und das erforderliche Gleich-Betriebspotential für die Eingangs-

-15- stufe

109838/1510

stufe 15 liefern. Die Diode 98 in der Eingangsstufe 15 wird von der Basis des pnp-Transistors 102 vorgespannt, während die Basen der pnp-Transistoren 92 und 90 vom Kollektorpotential des npn-Transistors 116 im Vorspannungskreis 17 vorgespannt werden.

Ein Vorspannungskreis 1$ für die Ausgangsstufe 21 enthält einen als Diode geschalteten pnp-Transistor 104, einen etrombegrenzenden Widerstand 106 und einen als Diode gesebiteten Transistor 114, welche in Serie zwischen den Vorspannungsklemmen 100 und 126 liegen. Die Diode 104 liefert die Vorspannung für die Basis des pnp-Tjiransistors 108, während die Basis des !Transistors 114 die Vorspannung für die Basis des Transistors 116 im Vorspannungskreis 17 liefert.

Wenn das Signal am Kollektorpunkt 77 des pnp-Transistors 92 hohe Werte annimmt, so werden die npn-Transistoren und 122 von einen Zustand geringer leitfähigkeit in einen Zustand hoher Leitfähigkeit vorgespannt, wobei Strom von der Auegangeklemme 110 in den Kollektor des Transistors 122 und durch den strombegrenzenden Widerstand 124 fließt. Wenn sich das Signal am Kollektorpunkt 77 in negativer Richtung ändert, so werden die npn-Transistoren 120 und 122 weniger leitfähig, wobei der pnp-Transistor 108 als Konstantstromquelle wirkt. Die Polarität des Stroms in der Ausgangski ease 110 hängt vom Haß der Leitung des npn-Tranaistors 122 ab. Für hohe Ströme bei bestimmten Verstärkerbelastungen kann der Ausgangsstufe 21 des Verstärkers eine weitere Stromverstärkerstufe zugeschaltet werden, welche mit der Ausgangsklemme 110 in an sich bekannter Weise in Kaskade geschaltet ist.

Die mit 112 bezeichnete Polkompensationskapazität C liegt zwischen dem Kollektor des Ausgangs-npn-Transi-

-16- stors

109838/1510

stors 122 und der Basis des npn-Transistors 120. Die als MOS-Kapazität ausgebildete Kapazität 0 dient zur Aufspaltung der beiden Pole p^ und p₂ der Übertragungsfunktion des Verstärkers, wie die-s oben beschrieben wurde. In der Eingangsverstärkerstufe 15 liegen die Polaufspalt kapazitaten 0» und 0„ parallel zu den Gegenkopplungswi

1 2

derständen 86 und 82; für den speziellen Eingangsdifferenzverstärker nach Fig. 4 sind statt einer diese beiden ' Kapazitäten in der Eingangsstufe 15 erforderlich. Die * Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 ergeben eine Temperaturstabilität für die Eingangsstufe 15, da der Emitterwiderstand r der beiden Eingangstransistoren 78 und 80 gemäß folgender Beziehung temperaturabhängig ist:

KO?

Darin bedeuten: K die Boltzmann-Konstante,

T die absolute Temperatur in °Kelvin, Q die Elektronenladung in Coulomb und

I_a der Emitterstrom in den Transistoren 78 und 80.

Aus der vorgenannten Beziehung ist zu ersehen, daß mit zunehmender Temperatur auch der Emitterwiderstand τ_Λ zunimmt. Dieser Sachverhalt ist vom Standpunkt der Gleichspannungsstabilität unerwünscht. Der Prozentsatz der Xnderung des Emitterwiderstandes r_Ä mit der Temperatur kann sehr groß sein, da sein Widerstandswert typisoherweise in der Größenordnung von 25 Ohm liegt, was für die vier Transistoren 78, 80, 90 und 92 zu einem Gesamtwideratand von etwa 100 Ohm führt. Durch Einschaltung der Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 mit einem Widerstandswert von jeweils etwa 7»5 Kiloohm bleibt der Strom in der Eingangsstufe15

-17- unabhängig

109838/1510

unabhängig von den Werten dsr Emitterwiderstände r der Transistoren.

Die beiden Polkompensationskapazitäten C₂ und C₂ schließen die Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 bei hohen Frequenzen kurz ι so daß dadurch die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers verbessert wird. Ebenso wie die Polkompensationskapazität O₂ nach Fig. Λ haben die beiden Polkompen-sationskapazitäten 84 und 88 nach Fig. 4 die Wirkung, daß in der übertragungsfunktion des Verstärkers der Einfluß einer der Pole (pg) effektiv eliminiert wird. Eine derartige Polelimination verschiebt den begrenzenden Teil der Verstärkungsfrequenzcbjrakteristik des Verstärkers in der anhand der Fig. 1 und 2 erläuterten Weise. Dieser Sachverhalt bedeutet, daß die maximale Verstärkung des Verstärkers im Vergleich zu einem nicht kompensierten Verstärker bis zu einem höheren Frequenzbereich konstant bleibt. Die in ihrem Kapazitätswert gleichen Kapazitäten C₂ und C₂ benötigen Jeweils die Hälfte der Fläche der Halbleiterscheibe, welche für die Kapazität C₂ in der Schaltung nach Fig. 1 erforderlich ist. Daher können die für die Schaltung nach Fig. Λ gemachten Ausführungen im Hinblick auf die Reduzierung der für die Polkompensationskapazitäten erforderlichen Gesamtfläche auf dl« Schaltung nach Fig, 4 übertragen werden. Entsprechend erfordert auch die MOS-Kapazität 0 in der Schaltung nach Fig. 4 für den gleichen Kapazitätswert die gleiche Fläche wie die MOS-Kapazität C in der Schaltung nach Fig. 1.

Die oben beschriebenen Aueführungsformen der Erfindung können selbstverstän/dlich a»«fe i» Rahmen der erfindungsgemäßen Lehre abgewandelt werden. Beispielsweise sind für die Eingangs-Differenzverstärkerstufen, die Gegentakfr-Ausgangsstufen und die Vorspannungskreise im Bahmen des fachmännischen Könnens verschiedene Ausführungsformen möglich.

-18-

109838/1510

Claims

2104C&3

Patentansprüche

. 1 J Operationsverstärker mit einer Eingangs-Dif f erenzverstär kerstufe und einer Ausgangs-Treiberstufe, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs-Differenzverstärkerstufe (11;15) zwei Eingangetransistoren (14, 16j 78,80) aufweist, die mit je einem Elektrodenzweig miteinander gekoppelt sind,und daß an die gekoppelten Elektrodenzweige der Eingangstransistoren (14,16; 78,80) eine Polkompensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) angeschaltet ist, welche zur Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik einen Pol der Verstärker-Obertragongsfunktion verschiebt.
2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkompensations-Kapazitltsanordnung eine einzige, direkt zwischen die gekoppelten Elektroden des ersten und zweiten Eingangstransistors (14,16) geschaltete Kapazität (22) zur Verbreiterung des Pols der Verstäierübertragungsfünktion umfaßt.
3. Operationsverstärker nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkonpensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) parallel zu einer ßerienechaltung von in den gekoppelten Elektxodenzweigen des ersten und zweiten Eingangstransistors (14,16; 78,80) liegenden $eaperaturstabilisierenden Gegenkopplungswiderständen (18,20; 82,86) geschaltet ist.
4. Operationsverstärker nach eines der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkospeneations-Kapasitätsanordnung zwei Kapazitäten (84,88) umfaßt, welche zur überbrückung der tesperaturstabilisierenden Widerstände (22,86) in dan Zweigen der gekoppelten Elektroden des ersten und zweiten Eingangstrensistors (78,80) bei hohen Frequenzen und damit zur Verbesserung der Verst&ter-Irequenzcharakteristik direkt an die gekoppelten Elektroden angeschaltet sind.

-19- 5.

109838/1510

ORIGINAL INSPECTa?
5. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in die Ausgangs-Treiberstufe (13; 21) eine weitere Polkompensations-Kapazitätsanordnung (5²J-; 112) eingeschaltet ist, deren Größe aufgrund der PoI-kompensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) in der Eingangsstufe (11; 15) zur Erzielung einer minimalen Gesamt-Kreiskapazität reduzierbar ist.
6. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangs-Treiberstufe (13; 21) einen ersten Ausgangstransistor (4-6; 120) und einen mit diesem in Kaskade geschalteten zweiten Ausgangstransistor (48; 108) aufweist, und daß die Polkompensations-Kapazi— tätsanordnung (54; 112) zwecks Aufspaltung von zwei Polen der Verstärker-übertragungsfunktion zwischen den Ausgang des zweiten Ausgangstransistors und den Eingang des ersten Ausgangstransistors geschaltet ist.
7.· Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch an die beiden Polkompensations-Kapazitäten (84,88) angekoppelte Transistoren (90,92) in der Eingangs-DifferensTerrtärkerstufe (15) zur Ansteuerung der Ausgangs-Treiberstufβ (21).
8. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7j gekennzeichnet durch einen ersten, zwischen Vorspannungsklemmen (100j126) liegenden Widerstands-Transistor-Vorspannungskreis (/'-¹P^ sur Einspeisung von vorgegebenen Betriebspotentialen in 5ie Eingangs-Differenzverstärker^tufe (15), und durch einsn aweiten» zwischen den Vorspannungsklemmen (100(9B) liegenden Widerstands-Transistor-Vorspannungskreis (2ί) zur Einspeisung von vorgegebenen Betriebspotentialen in die Außgangs-Treiberstufe (21).

-20-

109838/1510

ι ** -t Leerseite