DE2104043A1 - Operationsverstärker - Google Patents
OperationsverstärkerInfo
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- DE2104043A1 DE2104043A1 DE19712104043 DE2104043A DE2104043A1 DE 2104043 A1 DE2104043 A1 DE 2104043A1 DE 19712104043 DE19712104043 DE 19712104043 DE 2104043 A DE2104043 A DE 2104043A DE 2104043 A1 DE2104043 A1 DE 2104043A1
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- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
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- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
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- Amplifiers (AREA)
Description
Patentanwalt
Dipl.-Irig. Leo Fleuchaus . M165P-487
München 71, Melchiorstr. 42
München, den 27.Jan.197i
Motorola, Inc. 9401 West Grand Avenue Franklin Park, Illinois
V.St.A.
Die vorliegende Erfindung betrifft generell Operationsverstärker und insbesondere einen Operationsverstärker
in monolithischer integrierter Schaltung mit verbesserter Verstärkungs-Frequenzcharakteristik.
Die Kompensation des Einflusses von bestimmten Polen der Übertragungsfunktion eines Verstärkers auf seine Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
ist bekannt. Eine Möglichkeit einer derartigen Kompensation ist in der US-Patentschrift
3 491 307 beschrieben. Bestimmte unerwünschte
Pole der Übertragungsfunktion eines Operationsverstärkers werden durch die Widerstände der Schaltung, wie beispielsweise
die Widerstände in den Gleichvorepannungsnetzwerken des Verstärkers und durch verschiedene Kapazi-
- täten der Schaltung, wie beispielsweise die Kollektorkapa-
-1- zität
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ziüfc eines Transistors, hervorgerufen. Diese Kombination
von Widerständen und Kapazitäten führt dazu, daß einer oder mehrere Pole der Übertragungsfunktion des Verstärkers
bei relativ tiefen Frequenzen der Frequenzcharakteristik (d plus jw) auftreten. Das Vorhandensein eines
oder mehrerer solcher Pole führt dazu, daß die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
des Verstärkers unerwünscht schnell, beispielsweise um 12 Db pro Oktave abnimmt,wenn
einer der Pole der übertragungsfunktion des Verstärkers bei einer ausreichend niedrigen Frequenz liegt.
φ Wie in der oben genannten US-Patentschrift beschrieben
ist, kann zwischen dem Ausgang und dem Eingang einer Kaskadenverstärker stufe mit zwei Transistoren des Verstärkers
eine Polaufspalt-Kapazität vorgesehen werden, welche bewirkt, daß einer der beiden Pole der Übertragungsfunktion
des Verstärkers das Band verschmälert und der andere der beiden Pole das Band verbreitert, wodurch
die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers
verbessert wird. Durch Aufspaltung der beiden Pole der Übertragungsfunktion des Verstärkers gemäß der Lehre der
oben genannten US-Patentschrift kann eine Verbesserung des Absinkens der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
von 12 Db pro Oktave auf 6 Db pro Oktave erreicht werden.
Während die sogenannten Polaufspaltkapazitäten (im folgenden auch als Polkompensationekapazitäten G bezeichnet)
den Vorteil einer Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
des Verstärkers la oben beschriebenen Sinn herbeiführen, ergibt sich dabei jedoch eine
Abnahme des Anaprech^eraögene des Verstärkers. Bei diese* Ansprechvermögen handelt es sich um das Maß der Ab
nahm· der Auegangespannung des Verstärkers dv/dt. Das
-2- Anspreohveraögen
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Ansprechvermögen des Verstärkers ist umgekehrt proportional zur Größe der Polkompensationskapazität 0 gemäß
der Gleichung
dvA. I
dt - JT
dt - JT
T
P
P
Sarin bedeutet I den am Ausgang des Verstärkers verfügbaren Strom zur Aufladung der Polkompensationskapazität
G . Die Zuschaltung der Polkompensationskapazität O zur Verstärkerschaltung ist einer Zuschaltung einer zusätzlichen
Lastkapazität an den Ausgang des Verstärkers äqui- |
valent, da derartige Kapazitäten einen bestimmten Wert eines Ladestroms vom Verstärker benötigen· Während also
die Maßnahme nach der oben genannten US-Patentschrift zu einer Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
des Verstärkers führt, ergeben sich jedoch dabei andere Probleme in Form einer Abnahme des Ansprechvermögens
des Verstärkers und einer Zunahme der Größe der für die monolithische Schaltung verwendeten Scheibe
aufgrund des Erfordernisses der Anpassung an die Kapazität
O . Dies gilt unabhängig davon, ob die Kapazität C in Form eines pn-übergangs in der monolithischen integrierten
Schaltung oder als MOS-Kapazität hergestellt , wird. *
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
einen verbesserten Operationsverstärker in Form einer monolithischen integrierten Schaltung mit verbessertem
Ansprechvermögen und verbessertem Kleinsignal-*equenzverhalten
anzugeben.
Dabei sollen insbesondere die gesamte Schaltungskapazii£b
und der zur Herstellung von integrierten Polkompensationskapazitäten erforderliche Flächenbereich der
-3- Scheibe
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Scheibe reduziert sein. Schließlich soll der Operationsverstärker auch ein verbessertes Sprung-Ansprechvermögen
besitzen.
Die vorgenannte Aufgabe wird bei einem Operationsverstärker mit einer Eingangs-Differenzverstärkerstufe und einer
Ausgangs-Treiberstufe gemäß der Erfindung dadurch gelöst,
daß die Eingangs-Differenzverstäinsrstufe zwei Eingangstransistoren aufweist, die mit je einem Elektrodenzweig
miteinander gekoppelt sind, und daß an die gekoppelten Elektrodenzweige der Eingangstransistoren eine Polkompensations-Kapazitätsanordnung
angeschaltet ist, welche zur Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
einen Pol der übertragungsfunktion des Verstärkers verschiebt.
Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung koppelt eine Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in Form von pn-übergängen zwei als Differentialverstärker
geschaltete Eingangstransistoren der Eingangsstufe des Verstärkers. Diese Folkompensations-Kapazitätsanordnung
verbessert die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers.
Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht in der Kombination der vorgenannten Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
und einer Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in der Ausgangsstuf e das Verstärkers. Durch die Einfügung der Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
wird die Größe der Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
so klein wie möglich gehalten, wodurch die Scheibenfläche für die gesamte integrierte Schaltung
zur Herstellung der Polkompensations-Kapazitätsanordnungen
ebenfalls
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ebenfalls so klein wie möglich gehalten wird. Gleichzeitig wird dabei das Ansprechvermögen des Verstärkers
verbessert.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung sind jeweils getrennte Polkompensationskapazitäten in Form von pn-Übergängen
an den ersten und zweiten Transistor in der
Eingangsstufe des Verstärkers angeschaltet. Diese Kapazitäten bilden einen Nebenschluß für Emitter-Gegenkopplungswiderstände
in der Eingangsstufe des Verstärkers, wodurch die Gesamtwirkungsweise des Verstärkers
weiter verbessert wird.
Weitere Merkmale und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
von Ausführungsformen an Hand der Figuren. Es zeigt:
Fig. Λ ein Schaltbild einer integrierten Ausführungsform der Erfindung·,
Fig. 2 und 3 eine Verstärkungs- bzw. Phasen-Bodedarstellung
für den Verstärker nach Fig. 1; und
Fig. 4· eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Verstärkers.
Kurz gesagt enthält der erfindungsgemäße Operationsverstärker
eine Eingangs-Transistorstufe mit einem ersten und zweiten Eingangstransistor, welche in Differentialverstärkerschaltung
geschaltet sind und ein differentielles
Eingangssignal empfangen. Weiterhin ist eine PoI-kompensations-Kapazitätsanordnung
vorgesehen, welche an gekoppelte Elektroden des ersten und zweiten Eingangs-
-5- transistors
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transistors angeschaltet ist. Diese Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in der Eingangsstufe kann als Niederspannungskapazität in Fo rm eines pn-Übergangs aus gebildetes ein,
welche die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers verbessert. In die Ausgangsstufe des Verstärkers ist
eine Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung eingeschaltet, deren Größe aufgrund der Einfügung der Niederspannungs—Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in die Eingangsstufe des {Transistors auf einem absoluten Minimum gehalten ist. Aufgrund des Zusammenwirkens dieser Polkompensations-Kapazitätsanordnungen
in der Eingangsstufe und in der Ausgangsstufe des Verstärkers erhält dieser eine
wesentlich verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik und ein verbessertes Ansprechvermögen aufgrund der
minimalen Größe der Hochspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung.
Die Einfügung der Niederspannungs-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in den Verstärker führt dazu, daß der Wert der Gesamt-Polkompensations-Kapazitätsanordnung
in der Gesamtschaltung auf einem absoluten Minimum gehalten wird, während gleichzeitig eine wesentlich
verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik, ein verbessertes
VerstärkeransprechvermÖgen und eine verminderte ßprungansprechzeit erreicht werden.
Im folgenden wird zunächst die Ausführungsform des Verstärkers nach Pig. 1 «ahand der Fig. 1, 2 und 3 erläutert.
Der in Fig. 1 dargestellte Operationsverstärker enthält ein Paar von in Differentialverstärkerschaltung geschalteten
Eingangstransistoren 14 und 16 mit jeweils einer Eingangsklemme 10 bzw. 12 zur Aufnahme eines differentiellen
Eingangssignals. Die Kollektoren der Transistoren 10 und 14· sind in Kaskode an !Transistoren 32 und 34
angeschaltet. Diese !Transistoren 32 und 34 liegen über
-6- drei
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drei Stromquellen 36, 38 und 40 an einer Klemme 42 mit einer Spannung +V. Eine Zenerdiode 28 stabilisiert das
Vorspannungspotential an einem gemeinsamen Basispunkt 30 der Transistoren 32 und 34, wobei die Stromquellen
36, 38 und 40 in konventioneller Weise, beispielsweise in Form einer Kombination eines Transistors und eines
Widerstandes ausgebildet sein können. Diese Stromquellen bestimmen den Stromfluß in den verschiedenen
Zweigen der Eingangs-Differenzverstärkerstufe 11.
Die Emitter der Eingangs transistoren 14 und 16 sind über Gegenkopplungswiderstände 18 und 20 an einem gemeinsamen f
Punkt 26 angeschaltet, welcher seinerseits über eine Stromsenke 24- an einer Klemme 40 mit einer negativen
Vorspannung -V liegt. Diese negative Vorspannung kann
in Abhängigkeit von den geforderten StromverhSbnissen
in der Schaltung auch Masse sein. Der Emitterwiderstand r_ der npn-Eingangstransistoren 14 und 16 sowie die Gegenkopplungswiderstände
18 und 20 führen zu einer Entartung der Verstärkung der ersten Stufe 11 des Verstärkers.
Die Gegenkopplungswiderstände 18 und 20 sind so gewählt, daß sich optimale Betriebseigenschaften im Hinblick
auf das Verhältnis der Größe der Polkoapensationskapazität
0 und der geforderten Geradeaus-Gleiohspan- g
nungsverstärkung des Verstärkers ergibt.
Eine erste mit 22 bezeichnete Niederspannungs-Polkoapensationskapazität
G2 liegt parallel zu den Gegenkopplungswiderständen
18 und 20. Im Betrieb der Schaltung herrscht mit großer Näherung keine Spannungsdifferenz
an der Polkompensationskapazität 0„. Da dies· Kapazität
C2 keine hohen Spannungen aushalten muß, kann sie de
Kapazität in Form eines pn-übergangs unter Verwendung *
bekannter Diffusionstechniken hergestellt werden· Da im ·
-7- Betrieb
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Betrieb der Schaltung darüber hinaus auch keine Spannungsänderung
an der Kapasität 0χ auftritt, bleibt diese
Kapazität in wesentlichen konstant.
Der Kollektor dee npn-Tranaistors 34 ist direkt an die
Basis eines Transistors 46 einer Kaskadenstufe 47 mit
zwei Transistoren angeschaltet. Tür einen einzigen Abgriff
an der EingangsverstMrkeretufe 11 ist lediglich
der Ausgang an dem einen fransistor 34 in der Eingangsverstärkerstufe
erforderlich· Andererseits können natürlich gemäß der Erfindung auch die Kollektoren der
beiden !Transistoren 32 und 34 in der Eingangsverstärkerstufe
11 zur Speisung einer als Differentialverstärker geschalteten Ausgangsstufe (nicht dargestellt) ausgenutzt
werden.
Die Ausgangsstufe 13 enthält weiterhin einen npn-Transistor
58, welcher mit einem pnp-Transistor 48 zwischen
den Vorspannungsklemmen 42 und 44 in Serie geschaltet ist. Das komplementäre Transistorpaar 48, 58 kann im
Bedarfsfall in monolithischer Form ausgebildet werden. Es kann Jedoch auch gewünscht sein, diese Hochspannungstransistoren
48, 58 außerhalb der monolithischen Schaltung vorzusehen, in welcher der Operationsverstärker gemäß
der Erfindung hergestellt ist. Im Bedarfsfall kann jedoch auch die gesamte Schaltung nach Fig. 1 erfindungsgemäß
in monolithischer Form ausgebildet sein.
Das Ausgangssignal 7. des Verstärkers wird an einer Ausgangsklemme
56 abgenommen. Die Basis des npn-Transistors
58 liegt über eine Klemme an einer vorgegebenen Vorspannung· Diese für einen richtigen Betrieb der Schaltung erforderliche
Vorspannung kann von einer (nicht dargestellten) Widerstands-Vorspannungskette oder von einer anderen
-8- konventionellen
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«j
konventionellen Vorspannungsquelle abgenommen werden.
Zwischen den Kollektor des pnp-Transistors 48 und die
Basis des pnp-Transistors 46 ist eine Hochspannungs-Polkompensationskapazität
0 geschaltet, welche im Normalbetrieb der Schaltung Spannungen in der Größenordnung
von 35 V aushalten muß. Diese Polkompensationskapazität
54 kann vorzugsweise als Metall-Oxid-Halbleiter-Kapazität
(MOS-Kapazität) ausgebildet sein, wobei eine Platte dieser Kapazität einen Halbleiteb^ereich
(beispielsweise durch Diffusion hergestellt) der den Verstärker enthaltenden Halbleiterscheibe ist. Die an- -
dere Platte der MOS-Kapazität 54 wird durch eine Me- ™
tallelektrode gebildet, welche von dem Halbleiterbereich
durch eine Schicht aus Siliziumdioxid (nicht dargestellt) getrennt ist. Derartige MOS-Kapazitäten
sind an eich bekannt und in der eingange genannten US-Patentschrift
beschrieben.
Das auf die Eingangskieiimen 10 und 12 gegebene differentielle
Eingangssignal wird durch die emittergekoppelten Eingangstransistoren 14 und 16 verstärkt. Das
am Kollektor des npn-Transistors 34 auftretende verstärkte
Signal wird weiter durch die Ausgangs-pnp-Transistoren
46 und 48 verstärkt. Die. Eingänge- und (
Ausgangsverstärkerstufβ 11 und 12 liefert daher dl·
Gesaatverstärkung des Verstärkers zwischen den Eingangs
klemmt η 10 und 12 sowie der Ausgangskleame 56.
Bei NichtVorhandensein von Polkompensationakapasit&ttn
C liegen zwei Pole p,. und p2 der Übertragungsfunktion
des Operationeverslärkers nach Fig. 1 in der Gegend von
etwa 4 MHz, während der dritte Pol p* des Verstärkers in
der Gegend von 50 MHz auftritt. Das Auftreten der beiden Pol· p^ und pg der übertragungsfunktion des Ver-
-9- stärkere
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stärkers im Bereich von 4 MHz führt dazu, daß die Veratärkungs-Frequenzcharakteristik
des Verstärkers mit einem Setrag von 12 Db pro Oktave abnimmt· Diese auch
als Begrenzung der Verstärkungs-Frequenzfiharakteristik des Verstärkers zu bezeichnende Hochfrequenzabnahme
muß für breitbandige Operationsverstärker so weit als möglich vermieden werden.
Die Einfügung von Polaufspaltkapazitäten O im Sinn der
Schaltung nach Pig· 1 führt dazu, daß die beiden Pole p^
und P2 des Verstärkers aufspalten, wobei der Pol p^ das
Band verbreitert und im Bereich vom 45 MHz auftritt und der andere Pol pp in tiefen Bereichen des Bandes im Bereich
von 35 KHz auftritt· Der Gesamteinfluß dieser Polaufspaltkompensation besteht darin, daß die Übertragungscharakteristik
des Verstärkers nunmehr mit 6 Db pro Oktave und nicht mehr isit'ß Db pro Oktave abnimmt. Die PoI-kompensationskapazitäten
bzw. die Polaufspaltkapazitäten G verbessern also die Wirkungsweise des Verstärkers im
Sinn einer verbesserten Verstärkungs-Frequenzcharakteristik.
Die Folkompensationskapazitäten C müssen normalerweise
einer Kollektorjispannung an den Ausgangstransistoren 48
und 50 in der Größenordnung von 35 V aushalten. Aus diesem Grund ist die Kapazität 54 wie oben angegeben als
MOS-Kapazität ausgebildet. Eine derartige MOß-Kapazität
besitzt vorzugsweise eine Kapazität von etwa 0,1 Picofarad pro 6,4 · 10 cm an Fläche der monolithischen
Halbleiterseheibe und eine Durchbruchspannung von 100 V.
Für eine Kapazität von 30 Picofarad ist daher eine Scheibenfläche γόη 1912 · 10""4 c»2 erforderlich.
Es hat sieh nun gezeigt, daß durch die erf indung8ge«gße
Zueohaltung einer weiteren Folko»peneation*kapazität C»
-10- in
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in die Eingangeetufe 11 des Terstärkers nach Fig. 1 eine
Reduzierung der gesamten Fläche der Halbleiterscheibe möglich ist, welche für die Kreiskapazität erforderlich iet,
wobei gleichzeitig die Verstärkungs-Frequenzoharakteristik und das Ansprechvermiägen des Verstärkers verbessert werden.
Die Zuschaltung von Kreiskapazitäten führt bei der Herstellung von monolithischen integrierten Schaltungen normalerweise
zu dem Problem eines erhöhten Flächenbedarfs bei der Halbleiterscheibe, da die Größe der monolithischen Kapazität
für eine gegebene monolithische Schaltung direkt proportional zur Halbleiterscheibenfläche ist. Es ist an sich
bekannt, daß die Kapazität direkt proportional zur Fliehe der Halbleiterscheibe ist, in der die Platten der Kapazität
ausgebildet sind, so daß die Zuschaltung von Kapazitäten in die Schaltung normalerweise zu einer Erhöhung des gesamten
Flächenbedarfs für die Herstellung der integrierten Schaltung führt. Wird jedoch erfindungsgemäß die Kombination
einer Niederspannunga-Polkompensationskapazität 0„ und einer
Hochspannungs-Polkompenaationskapazität 0 vorgesehen,
so vermindert sich der Flächenbilarf im Vergleich zu einer einzigen Polkompensationskapazität G , wie dies in der eingangs
genannten US-Patentschrift vorgesehen ist. Die erfindungsgemäße Maßnahme kann folgendermaßen erläutert werdenι
Wird eine einzige Hoohspannungs-Polkompensationskapazität
G verwendet, so ist ein K&pazitätewert von etwa 30 Picofarad
erforderlich, um die vorgenannt· Polaufepaltkompeneation
der Pole p^ und P2 «u erhalten. Wi* oben erwähnt,
führt ein· ΗΟβ-Struktur zu «ine« Kaparitätewtrt Ton etwa
0,1 Picofarad pro 6,4 · 10 ca Fläche, eo daß «in Kapazitätswert
von 30 Picofarad su einem Flächenbedarf von 19,2 · 10~* om2 führt, Ss oat sieh min g«s«igt, daß di·
Zusc^altung eiaer Kieäere innunga-Polkompensationskapazität
üz J-^.ie Eftdurierung des Kapasitatswertes für di·
Polkoapeiaeptic., %&p«.8ität 0 in der Ausgangsstufe ermög-
-11- licht,
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lioht, wobei gleichzeitig die gewünschten Verbesserungen
der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik und des Ansprechvermögens des Verstärkers erhalten bleiben. Beispielsweise
kann durch Zuschaltung einer Kapazität O2 von 10 Picofarad
die Größe der Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe von 30 Picofarad auf etwa 15 Picofarad reduziert
werden,so daß die Kapazität G„ von 10 Picofarad
und die Kapazität C von 15 Picofarad zu einer Gesamtkapazität
von 25 Picofarad in der Schaltung führen. Diese Kapazität ist inmer noch kleiner als die Kapazität von 30
Picofarad, die normalerweise als Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe des bekannten Verstärkers erforderlich
ist. Obwohl sich dabei die Zahl der Kapazitäten in der Schaltung von 1 auf 2 erhöht, was an sich zu
einem erhöhten Flächenbedarf in der integrierten monolithischen Schaltung für die gesamte Kreiskapazität
führt, kann in der erfindunggemäßen Schaltung die erforderliche
Gesamtkapazität von 30 Picofarad auf 25 Picofarad
reduziert werden. Wesentlicher als die Reduzierung der gesamten Kreiskapazität um 5 Picofarad ist jedoch die
Tatsache, daß im erfindungsgemäßen Operationsverstärker
die Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe von 30 Picofarad auf 15 Picofarad reduziert werden kann.
Bei einer damit erforderlichen Kapazität 0 von 15 Picofarad ergibt sich lediglich ein Flächenbedarf von 9f6 ·
10"^ cm für die Hochspannungs-MOS-Kapaziiä; G , so daß
der Flächenbedarf für die Kapazität 0 gegenüber dem Fall mit einer einzigen Kapazität 0 um die Hälfte reduziert
ist. Die diffundierte Niederspannungs-pn-Struktur zur Bildung der Niederspannungskapazität C2 führt zu einer Kapazität
von etwa 0,5 Picofarad pro 6,4 · 10~6 cm2 Fläche der
Scheibe für die integrierte Schaltung, so daß für eine Kapazität G7 von 10 Picofarad eine Fläche von 12,8 · 1
2 Zl ο
cm erforderlich ist. Bei einer Fläche von 9,6 · 10"^ cm
für die Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe
-12- und
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_c p
und einer Fläche von 12,8 · 10 J cm für die Polkompensationskapazität
C17 in der Eingangsstufe ergibt sich ein Ge-
H· 2 samtflächenbedarf von 10,68 · 10 cm gegenüber einem
Flächenbedarf von 19,2 · 10"*^ cm2 bei einer MOS-Kapazität
0 in der oben angeführten bekannten Schaltung. Insgesamt ergibt sich also beim erfindungsgemäßen Verstärker eine
2 ρ
_2l ρ Flächeneinsparung von 8,3 · 10 cm . Der erfindungsgemäße
Operationsverstärker besitzt also ein verbessertes Ansprechvermögen, eine verbesserte Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
und dabei gleichzeitig einen minimalen Flächenbedarf zur Herstellung der Polkompensationskapazitäten
der Schaltung. M
Der erfindungsgemäße Verstärker sei nunmehr anhand des
Diagramms nach Fig. 2, das die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
zeigt, weiter erläutert. Wie oben ausgeführt, spaltet die Polkompensationskapazität 0 in der Ausgangsstufe
die Pole p^ und P2 der beiden Stufen 11 und 13 des
Verstärkers auf, so daß die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
nach Fig. 2 einen Bereich 23 (bezeichnend für den bekannten Verstärker) besitzt, welcher um etwa 6 Db
pro Oktave beginnend bei der dem Pol p,. entsprechenden
Frequenz abnimmt. Für den bekannten Verstärker mit einer einzigen Polkompensationskapazität 0 liegt der zweite
größte Pol des Systems p2 unterhalb der Verstärkung 1 in *
der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik nach Fig. 2. Die
Lage der Pole p,, und pp bestimmt daher die Gestalt des begrenzenden
Teils 23 der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik des Verstärkers.
Die Zuschaltung der Polkompensationskapazität 0~ in dem
Verstärker nach Fig. 1 ermöglicht eine Verschiebung der Frequenzlage des zweiten Pols p« zu einer höheren Frequenz.
Diese Pollage ist mit P2 1 bezeichnet. Di· Zuschaltung
der Kapazität Og zum Verstärker hat also eine
-13- Verschiebung
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Verschiebung des zweiten Pols p2 zu einem neuen Pol p2'
zur Folge- Dieser neue Pol p2* liegt nun bei einer höheren
Frequenz als der Pol p2· Wie Fig. 3 zeigt, erhält
die Schaltung dadurch ein voreilendes Verhalten in der Phase« 3ie Polkompensationskapazität G in der Ausgangsstufe
kann hinsichtlich ihrer Größe soweit reduziert werdenj bis der Pol p2* ausreichend unterhalb der Verstärkung
1 in »we& Fige 2 liegt, um ein verbessertes Frequenzverhalten
des Verstärkers zu erhalten. Die neue Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
25 besitzt gegenüber der des bekannten Verstärkers eine konstante hohe Verstärkung
in einem weiteren Frequenzbereich.
Zusätzlich zur Reduzierung des gesamten Flächenbedarfs in der monolithischen Schaltung zur Ausbildung der Polkompensationskapazitäten
des Verstärkers gemäß der Erfindung führt die Reduzierung in der Größe der Kapazität C zu
einer Erhöhung des Anspreehvermögens des Verstärkers gemäß der Beziehung
(dv/dt) = §
Darin bedeuten I der zur Aufladung der Kapazität C erforderliche
Strom und C die Polkompensationskapazität 54 in der Ausgangsstufe. Da die Größe des Wertes der
Kapazität O reduziert ist, wird das Ansprechvermögen,
das Kleinsignal-Frequenzverhalten und das Verhalten im
Hinblick auf die Verstärkung 1 des Verstärkers erhöht und die Sprungansprechzeit des Verstärkers reduziert.
Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkers, welcher eine Ausgangs-Polkompensationskapazität
112 und zwei Eingangs-Pol^kompensationskapazitäten 84 und 88 enthält. Der Verstärker
-14- nach
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nach Fig. 4 enthalt eine Eingangestufe 15» welche von Eingangskleaaen
74- und 76 ein diff erentielles Eingangssignal erhält. Bas Ausgangssignal der Stufe 15 wird an einem KoI-lektorpurikt
77 eines pnp-Transistors 92 abgenommen. Der Punkt 77 ist direkt an einen Basispunkt 121 eines npn-Transistors
120 in einer Gegentakt-Ausgangstreiberstufe 21 angeschaltet. Bas Ausgangssignal des Verstärkers nach
Fig. 4 wird an einer Ausgangsklemme 110 abgenommen.
Die Eingangsstufe 15 des Verstärkers enthält zwei als Differenzverstärker
geschaltete Transistoren 78 und 80 mit einem gemeinsamen Kollektorpunkt 81, welcher an einem als
Diode geschalteten pnp-Transistor 98 liegt. Über diesen Transistor wird das Kollektorpotential der beiden Transistoren
78 und 80 eingestellt. Die Diode °3 verbindet eine Klemme 100 mit einer positiven Vorspannung +V mit
den beiden als Differenzverstärker geschalteten Transistoren
78 und 809 deren Emitter über Gegenkopplungswiderstände
82 und 86 an die Emitter von pnp-Transistoren 90 und 92 angeschaltet sind. Die letztgenannten beiden
Transistoren sind über zwei Stromquellen 94 und 96 an
eine weitere Vorspannungsklemme 126 angeschaltet, welche auf Massepotential oder einer vorgegebenen negativen
Spannung -V liegen kann. Dieses Potential hängt von den erforderlichen Stromwerten und Betriebspotentialen in
der Schaltung ab· Die Gegenkopplungswiderstände 82 und 86
liegen parallel su Polkompensationskapazitäten O^ und G^ ,
welche eine aste und zweite Polkompensationskapazität 84
bzw. 88 darstellen.
Ein Vorspannungskreis 17 für die Eingangsstufe 15 enthält
einen pnp-!Pransistor 102, einen npn-Transistor 116 und einen
strombegrenzenden Widerstand 118, welche zusammen einen gewünschten Stromwert in diesem Vorspannungskreis und
das erforderliche Gleich-Betriebspotential für die Eingangs-
-15- stufe
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stufe 15 liefern. Die Diode 98 in der Eingangsstufe 15 wird von der Basis des pnp-Transistors 102 vorgespannt,
während die Basen der pnp-Transistoren 92 und 90 vom Kollektorpotential des npn-Transistors 116 im Vorspannungskreis
17 vorgespannt werden.
Ein Vorspannungskreis 1$ für die Ausgangsstufe 21 enthält
einen als Diode geschalteten pnp-Transistor 104, einen etrombegrenzenden Widerstand 106 und einen als
Diode gesebiteten Transistor 114, welche in Serie zwischen
den Vorspannungsklemmen 100 und 126 liegen. Die
Diode 104 liefert die Vorspannung für die Basis des pnp-Tjiransistors 108, während die Basis des !Transistors
114 die Vorspannung für die Basis des Transistors 116 im Vorspannungskreis 17 liefert.
Wenn das Signal am Kollektorpunkt 77 des pnp-Transistors
92 hohe Werte annimmt, so werden die npn-Transistoren und 122 von einen Zustand geringer leitfähigkeit in einen
Zustand hoher Leitfähigkeit vorgespannt, wobei Strom von der Auegangeklemme 110 in den Kollektor des Transistors
122 und durch den strombegrenzenden Widerstand 124 fließt.
Wenn sich das Signal am Kollektorpunkt 77 in negativer Richtung ändert, so werden die npn-Transistoren 120 und
122 weniger leitfähig, wobei der pnp-Transistor 108 als Konstantstromquelle wirkt. Die Polarität des Stroms in
der Ausgangski ease 110 hängt vom Haß der Leitung des npn-Tranaistors
122 ab. Für hohe Ströme bei bestimmten Verstärkerbelastungen
kann der Ausgangsstufe 21 des Verstärkers eine weitere Stromverstärkerstufe zugeschaltet
werden, welche mit der Ausgangsklemme 110 in an sich bekannter Weise in Kaskade geschaltet ist.
Die mit 112 bezeichnete Polkompensationskapazität C liegt zwischen dem Kollektor des Ausgangs-npn-Transi-
-16- stors
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stors 122 und der Basis des npn-Transistors 120. Die als MOS-Kapazität ausgebildete Kapazität 0 dient zur Aufspaltung
der beiden Pole p^ und p2 der Übertragungsfunktion
des Verstärkers, wie die-s oben beschrieben wurde. In der Eingangsverstärkerstufe 15 liegen die Polaufspalt
kapazitaten 0» und 0„ parallel zu den Gegenkopplungswi
1 2
derständen 86 und 82; für den speziellen Eingangsdifferenzverstärker
nach Fig. 4 sind statt einer diese beiden ' Kapazitäten in der Eingangsstufe 15 erforderlich. Die *
Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 ergeben eine Temperaturstabilität
für die Eingangsstufe 15, da der Emitterwiderstand r der beiden Eingangstransistoren 78 und
80 gemäß folgender Beziehung temperaturabhängig ist:
KO?
Darin bedeuten: K die Boltzmann-Konstante,
T die absolute Temperatur in °Kelvin, Q die Elektronenladung in Coulomb und
Ia der Emitterstrom in den Transistoren
78 und 80.
Aus der vorgenannten Beziehung ist zu ersehen, daß mit zunehmender Temperatur auch der Emitterwiderstand τΛ zunimmt.
Dieser Sachverhalt ist vom Standpunkt der Gleichspannungsstabilität
unerwünscht. Der Prozentsatz der Xnderung des Emitterwiderstandes rÄ mit der Temperatur kann
sehr groß sein, da sein Widerstandswert typisoherweise in
der Größenordnung von 25 Ohm liegt, was für die vier Transistoren 78, 80, 90 und 92 zu einem Gesamtwideratand von
etwa 100 Ohm führt. Durch Einschaltung der Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 mit einem Widerstandswert von jeweils
etwa 7»5 Kiloohm bleibt der Strom in der Eingangsstufe15
-17- unabhängig
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unabhängig von den Werten dsr Emitterwiderstände r der
Transistoren.
Die beiden Polkompensationskapazitäten C2 und C2 schließen
die Gegenkopplungswiderstände 82 und 86 bei hohen Frequenzen kurz ι so daß dadurch die Verstärkungs-Frequenzcharakteristik
des Verstärkers verbessert wird. Ebenso wie die Polkompensationskapazität O2 nach Fig. Λ haben die beiden Polkompen-sationskapazitäten
84 und 88 nach Fig. 4 die Wirkung, daß in der übertragungsfunktion des Verstärkers der Einfluß einer
der Pole (pg) effektiv eliminiert wird. Eine derartige Polelimination
verschiebt den begrenzenden Teil der Verstärkungsfrequenzcbjrakteristik
des Verstärkers in der anhand der Fig. 1 und 2 erläuterten Weise. Dieser Sachverhalt bedeutet,
daß die maximale Verstärkung des Verstärkers im Vergleich zu einem nicht kompensierten Verstärker bis zu einem höheren
Frequenzbereich konstant bleibt. Die in ihrem Kapazitätswert gleichen Kapazitäten C2 und C2 benötigen Jeweils die
Hälfte der Fläche der Halbleiterscheibe, welche für die Kapazität C2 in der Schaltung nach Fig. 1 erforderlich ist.
Daher können die für die Schaltung nach Fig. Λ gemachten
Ausführungen im Hinblick auf die Reduzierung der für die Polkompensationskapazitäten erforderlichen Gesamtfläche auf
dl« Schaltung nach Fig, 4 übertragen werden. Entsprechend
erfordert auch die MOS-Kapazität 0 in der Schaltung nach
Fig. 4 für den gleichen Kapazitätswert die gleiche Fläche wie die MOS-Kapazität C in der Schaltung nach Fig. 1.
Die oben beschriebenen Aueführungsformen der Erfindung
können selbstverstän/dlich a»«fe i» Rahmen der erfindungsgemäßen
Lehre abgewandelt werden. Beispielsweise sind für die Eingangs-Differenzverstärkerstufen, die Gegentakfr-Ausgangsstufen
und die Vorspannungskreise im Bahmen des fachmännischen Könnens verschiedene Ausführungsformen möglich.
-18-
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Claims (8)
- 2104C&3Patentansprüche. 1 J Operationsverstärker mit einer Eingangs-Dif f erenzverstär kerstufe und einer Ausgangs-Treiberstufe, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangs-Differenzverstärkerstufe (11;15) zwei Eingangetransistoren (14, 16j 78,80) aufweist, die mit je einem Elektrodenzweig miteinander gekoppelt sind,und daß an die gekoppelten Elektrodenzweige der Eingangstransistoren (14,16; 78,80) eine Polkompensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) angeschaltet ist, welche zur Verbesserung der Verstärkungs-Frequenzcharakteristik einen Pol der Verstärker-Obertragongsfunktion verschiebt.
- 2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkompensations-Kapazitltsanordnung eine einzige, direkt zwischen die gekoppelten Elektroden des ersten und zweiten Eingangstransistors (14,16) geschaltete Kapazität (22) zur Verbreiterung des Pols der Verstäierübertragungsfünktion umfaßt.
- 3. Operationsverstärker nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkonpensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) parallel zu einer ßerienechaltung von in den gekoppelten Elektxodenzweigen des ersten und zweiten Eingangstransistors (14,16; 78,80) liegenden $eaperaturstabilisierenden Gegenkopplungswiderständen (18,20; 82,86) geschaltet ist.
- 4. Operationsverstärker nach eines der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Polkospeneations-Kapasitätsanordnung zwei Kapazitäten (84,88) umfaßt, welche zur überbrückung der tesperaturstabilisierenden Widerstände (22,86) in dan Zweigen der gekoppelten Elektroden des ersten und zweiten Eingangstrensistors (78,80) bei hohen Frequenzen und damit zur Verbesserung der Verst&ter-Irequenzcharakteristik direkt an die gekoppelten Elektroden angeschaltet sind.-19- 5.109838/1510ORIGINAL INSPECTa?
- 5. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in die Ausgangs-Treiberstufe (13; 21) eine weitere Polkompensations-Kapazitätsanordnung (52J-; 112) eingeschaltet ist, deren Größe aufgrund der PoI-kompensations-Kapazitätsanordnung (22; 84,88) in der Eingangsstufe (11; 15) zur Erzielung einer minimalen Gesamt-Kreiskapazität reduzierbar ist.
- 6. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangs-Treiberstufe (13; 21) einen ersten Ausgangstransistor (4-6; 120) und einen mit diesem in Kaskade geschalteten zweiten Ausgangstransistor (48; 108) aufweist, und daß die Polkompensations-Kapazi— tätsanordnung (54; 112) zwecks Aufspaltung von zwei Polen der Verstärker-übertragungsfunktion zwischen den Ausgang des zweiten Ausgangstransistors und den Eingang des ersten Ausgangstransistors geschaltet ist.
- 7.· Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch an die beiden Polkompensations-Kapazitäten (84,88) angekoppelte Transistoren (90,92) in der Eingangs-DifferensTerrtärkerstufe (15) zur Ansteuerung der Ausgangs-Treiberstufβ (21).
- 8. Operationsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7j gekennzeichnet durch einen ersten, zwischen Vorspannungsklemmen (100j126) liegenden Widerstands-Transistor-Vorspannungskreis (/'-1P^ sur Einspeisung von vorgegebenen Betriebspotentialen in 5ie Eingangs-Differenzverstärker^tufe (15), und durch einsn aweiten» zwischen den Vorspannungsklemmen (100(9B) liegenden Widerstands-Transistor-Vorspannungskreis (2ί) zur Einspeisung von vorgegebenen Betriebspotentialen in die Außgangs-Treiberstufe (21).-20-109838/1510ι ** -t Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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US883570A | 1970-02-05 | 1970-02-05 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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DE2104043A1 true DE2104043A1 (de) | 1971-09-16 |
Family
ID=21733952
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19712104043 Pending DE2104043A1 (de) | 1970-02-05 | 1971-01-28 | Operationsverstärker |
Country Status (7)
Country | Link |
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US (1) | US3660773A (de) |
BE (1) | BE762497A (de) |
CA (1) | CA925962A (de) |
DE (1) | DE2104043A1 (de) |
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