DE2513906A1 - Stromspiegelverstaerker - Google Patents
StromspiegelverstaerkerInfo
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Description
7784-75 Ks/Sö
U.S. Serial No: 459,952
Filed: April 11, 1974
Filed: April 11, 1974
ROA CORPORATION New York, N. Y., V. St.v. A.
StromspiegelTerstarker
Die Erfindung bezieht sich, auf Stromverstärker eines besonderen
Typs, der gemeinhin mit "Stromspiegelverstärker" (engl. "current mirror amplifier") bezeichnet wird.
Solche Stromspiegelverstärker sind Verstärkerschaltungen mit drei Anschlüssen oder Klemmen, in denen einierster uid ein
zweiter Transistor jeweils mit ihren Emitterelektroden an die "gemeinsame" Klemme angeschlossen sind, während der Kollektor
des einen Transistors an die Eingangsklemme und der Kollektor des anderen Transistors an die Ausgangsklemme angeschlossen
ist. Der erste Transistor ist mit einer Kollektor-Basis-Rückkopplung versehen, welche die Amplitude des Kollektorstroms
dieses Transistors auf einen Wert regelt, der im wesentlichen gleich ist der Amplitude eines über die Eingangsklemme gelieferten
oder gezogenen Stroms. Die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors wird an den Basis-Emitter-Übergang des zweiten
Transistors gelegt, so daß dessen Kollektorstrom, der über die Ausgangsklemme geliefert oder gezogen wird, in proportionaler
Weise vom Eingangsstrom (d.h. dem Kollektorstrom des ersten Transistors) abhängt, wobei der Proportionalitätsfaktor
durch das Verhältnis der "Transkonduktanz" (Steilheit oder
Gegenwirkleitwert) des zweiten Transistors zur Transkonduktanz des ersten Transistors bestimmt st.
— 2 —
3/0612
In einer monolithischen integrierten Schaltung sind die Transkonduktanzen
von Transistoren mit gleichen Diffusionsprofilen proportional den Flächen ihrer Basis-Emitter-Übergänge, so daß
sich die Stromverstärkung eines integrierten Stromspiegelverstarkers weitgehend durch die relativen geometrischen Größen
seiner einzelnen Transistoren vorbestimmen läßt.
Die Genauigkeit dieser Vorbestimmung kann jedoch sehr stark durch die Transistor-Basis-Stromflüsse beeinflußt werden, wenn
die Stromverstärkungen der Transistoren im Stromspiegelverstärker niedrig sind (z.B. geringer als 10). In diesem Pail
kann die wegen der Rückkopplungsschaltung auftretende Zumischung von Transistorbasisströmen zum Kollektorstrom des
ersten oder des zweiten Transistors die Stromverstärkung des Stromspiegelverstarkers in unerwünschter Weise beeinflussen,
Dieses Problem macht sich besonders dann bemerkbar, wenn die Stromspiegelverstärker integrierte pnp-Transistorschaltungen
in Lateralbauweise enthalten.
Man kann dieses Problem dadurch lösen, daß man für eine Stromverstärkung
in der Kollektor-Basis-Rückkopplung sorgt, um die Menge des Stroms zu vermindern, die entweder vom Eingangsoder vom Ausgangsstrom des Stromspiegelverstarkers entnommen
wird, um die bei der Stromspiegelurg verwendeten Basisstromflüsse zum ersten md zweiten Transistor zu unterstützen«
Das Problem ist nun, einen Stromverstärker zu finden, der gleichstrommässig in die negative Rückkopplung eingefügt werden
kann und gleichzeitig keine merkliche Erhöhung der am Eingang des Stromspiegelverstarkers benötigten Offsetspannung
bewirkt. Außerdem muß der in der Rückkopplung verwendete Stromverstärker eine Verstärkung'skennlinie haben, die eine genügende
Phasenreserve für die zusammen mit dem ersten Transistor gebildete Rückkopplungsschleife bildet, damit Zustände positiver
Rückkopplung , die zur Selbsterregung führen können, im Stromspiegelverstärker vermieden v/erden. Es ist wünschenswat,
daß der Stromverstärker einen Verstärkungsfaktor von mindestens
1 für solche Frequenzen hat-, die eindeutig niedriger
609843/0012'
sind als die Frequenzen, bei welchen die Vorwärtsstromverstärkungen
in Emitterschaltung des ersten und des zweiten Transistors auf 1 fallen, und daß gleichzeitig der Verstärkungsfaktor
des Stromverstärkers eine möglichst kleine Phasenverschiebung bringt,um die Phasenreserve aufrechtzuerhalten.
Schließlich sollte der Stromverstärker keine große Fläche beanspruchen, wenn er innerhalb einer monolithischen
integrierten Schaltung mit ausgebildet wird.
Die. vorliegende Erfindung wird realisiert bei einem Stromspiegelverstärker,
bei welchem die Kollektor-Basis-Rückkopplung des ersten Transistors einen dritten Transistor
aufweist und einen vierten Transistor des komplementären Leitungstyps enthält. Der dritte Transistor ist in Emitterschaltung
angeordnet, wobei seine Basis mit der Eingangsklemme und sein Kollektor mit der Basis des vierten Transistors verbunden
ist. Der vierte Transistor ist in Emitterschaltung angeordnet und sein Kollektor ist mit den zusammengekoppelten Basen des
ersten und des zweiten Tranistors verbunden. Wegen der Verstärkung des den vierten Transistor enthaltenden Emitterverstärkers
ist die Menge des Basisstroms, die zum Ziehen ausreichender Basisströme aus dem ersten und dem zweiten Transistor vom
dritten Transistor her fließen muß, vernachlässigbar klein.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Figur 1 zeigt das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Stromspiegelverstärkers,
der - ein typischer Anwendungsfall für Stromspiegelverstärker - in einem aktiven
Symmetrierglied für den Ausgang eines emittergekoppelten Transistorverstärkers verwendet wird}
Figur 2 ist das Schaltbild eines Stromspiegelverstärkers, der demjenigen nach Figur 1 ähnlich ist uid zur Ansteuerung
einer nachgeschalteten Darlington-Verstärkerstufe verwendet wird;
5098^3/0612 ^
Figuren 3 und 4- zeigen Stromspiegelverstärker mit Stromver-
Stärkungen von -2 und - ^- , jeweils ii erfindungsgemäßer
Ausführung;
Figur 5 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, die einen
Stromspiegelverstärker· mit mehreren Ausgängen darstellt;
Figur 6 veranschaulicht mittels zweier Schaltbilder das bekannte Äquivalent eines Doppelkollektor-Transistors
mit einer Schaltung aus zwei Transistoren, deren Basen zusammengekoppelt sind und deren Emitter zusammengekoppelt
sind.
Die Fig. 1 zeigt einen Differentialverstärker 10, bei dem die Kollektorlast für zwei emittergekoppelte Transistoren 11 und
12 durch einen Stromspiegelverstärker 20 gebildet wird. Aus nicht besonders dargestellten Quellen wird zwischen die Eingangsklemmen
14· und 15 des DifferentialVerstärkers 10 ein Eingangssignal
gelegt, welches als eine Gleich- oder Vorspannung angesehen werden kann, deren Wert zwischen den Potentialen des
positiven und negativen Pols einer Versorgungsquelle 13 liegt. Die Eingangsklemme 14- ist mit der Basis des Transistors 11,
und die Eingangsklemme 15 mit der Basis des Transistors 12 verbunden.
Die Kollektorströme der Transistoren 11 und 12 ändern sich im Gegentakt zueinander abhängig vom Eingangssignal. Im
Ruhezustand, d.h. wenn das Eingangssignal vom Wert 0 ist und jede der Basiselektroden auf derselben Vorspannung liegt, dann
sind die Kollektorruheströme der Transistoren 11 und 12 einander gleich, vorausgesetzt die Transkonduktanzkennlinien der
Transistoren 11 und 12 sind einander angepaßt.
Der bei diesem Anwendungsfall eingesetzte Stromspiegelverstärker 20 muß, wenn er an seiner Eingangsklemme 21 einen bestimmten
Strom zieht, einen gleich großen Strom an seiner Ausgangsklemme 22 liefern, d.h. seine Stromverstärkung muß -1 betragen.
Diese Forderung ist besonders zwingend für die Gleichstromverstärkung des Verstärkers 20, da die gewünschte Reaktion auf
509843/0612 -5-
das Ziehen des Kollektorstroms des Transistors 11 von der Klemme 21 darin beetekt-y an der Klemme 22, einen Strom zu liefern,
der gleich ist dem entsprechend großen, vom Transistor
12 verlangten Kollektorruhestrom. Entsprechend dem Kirchhoff
sehen Gesetz fließt dann überhaupt kein Ruhestrom über die Ausgangsklemme 16 zur Ohmschen Last 17· Nach dem Ohmschen
Gesetz fällt dann auch keine Ruhespannung ander Ohmschen Last 17 ab, und die Ausgangsklemme 16 wird stabil auf das Potential
gespannt, welches am Verbindungspunkt zwischen dem positiven Pol der Spannungsquelle 13 und dem negativen Pol der Spannungsquelle 18 vorhanden ist· Für einen praktischen Anwendungsfall
des DifferentialVerstärkers 10 bedeutet dies, daß die Ausgangsklemme
16 auf ein Potential vorgespannt werden kann, welches den Forderungen der dem Different!alverstärker 10 nachfolgenden
Schaltungen entspricht, ohne daß diese Schaltungen eine vom Vorspannen des DifferaitialVerstärkers 10 übrig bleibenden Ruhestrom
akzeptieren müssen.
Es ist auch erwünscht, daß der Stromspiegelverstärker 20 für SignalStromänderungen einen Verstärkungsfaktor von -1 hat.
Dann führen nämlich Kollektorstromänderungen am Transistor 11 (die an die Eingangsklemme 21 übertragen werden) zu entsprechenden
Änderungen des von der Klemme 22 des Verstärkers gelieferten Stroms, und diese Änderungen addieren sich aufbauend
mit den Änderungen des Kollektorstroms eines Transistors an dar Klemme 22. Die Folge ist dann ein Stromfluß zur Ohmschen
laßt 17· Anders ausgedrückt arbeitet der Stromspiegelverstärker
20 in diesem Fall als eine aktive symmetrierende Last für
die emittergekoppelten Differentialverstärkertransistoren 11 und 12, welche die Gegentakt-KoTLektorstromänderungen des Verstärkers
in einen Eintakt-Signalstrom an der Ausgangsklemme 16
umwandelt.
Der gemeinsame Anschluß 23 des Stromspiegelverstärkers 20
wird von den miteinander in Reihe geschalteten Spannungsquellen
13 und 18 auf eine Betriebsspannung gelegt. Der Transistor 24-
5098A3/061 2
liegt mit seinem Kollektor an der Eingangsklemme 21 des Stromspiegelverstärkers
20 und mit seinem Emitter an dem besagten gemeinsamen Anschluß 23. Die letztgenannte Verbindung geht
im dargestellten Fall über einen Widerstand 25, sie kann Jedoch
auch direkt erfolgen, wie es weiter unten noch erläutert wird. Die Spannung zwischen der Basis des Transistors 24
und dem gemeinsamen Anschluß 23 ist so reguliert, daß der
Transistor 24- einen Kollektorstrom liefert, der im wesentlichen gleich dem vom Transistor 11 verlangten Kollektorstrom
ist. Diese Regulierung erfolgt mittels einer Kollektor-Basis-Gegenkopplung am Transistor 2\ wie es nachstehend beschrieben
wird.
Die regulierte Spannung zwischen der Basis des Transistors und dem gemeinsamen Anschluß 23 erscheint nicht nur zwischen den
Enden der Serienschaltung aus dem Widerstand 25 uid dem Basis-Emitter-Übergang
des Transistors 24- sondern auch zwischen den Enden der Serienschaltung, die durch den Widerstand 26und
dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 27 gebildet ist. Hierdurch steht der über den Widerstaiä 26 und die Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 27 fließende Strom in bestimmter Relation zu dem über dem Widerstand 25 und die Emitber-Kollektor-Strecke
des Transistors 24- fließenden Strom. Diese Relation des Emitterstroms I-o0r>
des Transistors 27 zum Emitterstrom I-gpA. ^es Transistors 24· hängt bekanntlich ab von der
Transkonduktanz gmo/i un<i Bmpn ä-er Transistoren 24- und 27 und
den Werten Rpj- und Rp,- der Widerstände 25 und 26, und zwar
nach folgender Beziehung:
1E | 27 | Jm | 27 + | Xt | 1 |
1E | 24 | F | 26 | ||
gm | 24 + | 25 | |||
Die Proportionalität zwischen den Transkonduktanzen g 04. und
g 27 läßt sich bei einer monolithischen integrierten Schaltung
durch Proportionierung der effektiven Flächen der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 24 und 27 genau zu einander bemessen.
509843/0612
Die Proportionalität zwischen den Widerständen Rpc und Rpc.
kann genau bemessen werden, indem man die Flächen der Diffusions- oder Implantationsbereiche, welche die Widerstände
in einer monolithischen integrierten Schaltung bilden, im entsprechenden Verhältnis zueinander auslegt. Wenn statt der
Widerstände 25 und 26 jeweils eine direkte Verbindung vorgesehen
ist, dann sind die Widerstandswerte E^r und ~Rpß
O, so daß folgende Beziehung gilt:
1E 27 = sm 27
E 24 em 24
V/enn die Transistoren 24tnd 27 gleiche Stromverstärkung haben,
dannverharten sich die Kollektorströme der Transistoren 27
und 24 zueinander wie I^ pn/ ί'ττ 24* Wenn ^eT in ^e K°Hektor-Basis-Rückkopplung
30 des Transistors 24 umgeleitete Strom vernachlässigbar ist, dann gibt dieses Verhältnis gleichzeitig
auch die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 20 an.
Die in den beiden vorangegangenen Abschnitten angestellten Überlegungen
für einen Stromspiegelverstärker sind allgemein bekannt. Der Stromspiegelverstärker 20 nach Fig. 1 unterscheidet
sich jedoch vom Stand der Technik durch die Kollektor-Basis-Rückkopplung 30, die dazu dient, das Basispotential des Transistors
24 relativ zum Potential des gemeinsamen Anschlusses 23 zu stabilisieren . Beim bisherigen Stand der Technik bestand
die Rückkopplung aus einer Gleichstromverbindung oder einfach einem Emitterfolger. Jede dieser beiden Alternativen
führt zu einer zu kleinen Stromverstärkung, insbesondere wenn die Transistoren 24 und 27 selbst eine niedrige Vorwärts-Stromverstärkung
in Emitterschaltung (d.h. einen niedrigen sogenannten h~ -Parameter) haben. Bei der vorliegenden Erfindung
besteht die Kollektor-Basis-Rückkopplung 30 aus einer Kaskadenschaltung zweier Verstärkertransistoren 31 und 32 jeweils
in Emitterschaltung, die von entgegengesetztem und komplementärem Leitungstyp sind.
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Jeder der beiden als Emitterverstarker angeordneten Transistoren
31 und 32 bringt eine invertierende (d.h. negative) Stromverstärkung, so daß der vom ersten Emitterverstarker der Kaskadenschaltung
gezogene kleine Basisstrom einen hohen nichtinvertierten Kollektorstrom am Transistor 32 hervorruft. Nun
wird vom Transistor 24 ein bestimmter Kollärborstrom dazu benötigt,
um dsn Strom von der Eingangsklemme 21 zu ziehen. Um diesen Kollektorstrom fließen lassen zu können, muß aus der
Basis des Transistors 24 ein Basisstrom gezogen werden, der vom hf -Parameter dieses Transistors abhängt. Dieser Basisstrom
ist ein Teil des durch die Rückkopplung 30 gezogenen
AusgangsStroms.Der Rest dieses Ausgangsstrom setzt sich zusammen
aus dem Basis-Strom des Transistors 27 und dem durch
einen Kollektorwiderstand 33 fließenden Strom. Je höher die Stromverstärkung der Kollektor-Basis-Rückkopplung 30 ist, desto
weniger beeinflußt der Eingangsstrom dieser Rückkopplung den Stromfluß über die Klemme 21, so daß der Kollektorstrom
des Transistors 24 praktisch den gesamten von der Klemme 21 benötigten Strom liefert.
Bei monolithischen integrierten Schaltungen kommt es häufig vor, daß für einen Transistor eines bestimmten Leitungstyps
der hf -Parameter, d.h. die Vorwärts-StromverStärkung in Emitterschaltung,
ziemlich niedrig ist. So sind z.B. die h„ -Parameter
von Transistoren mit lateralen pnp-Strukturen in einerintegrierten
Schaltung mit p-Substrat notorisch klein. Gleichzeitig kann der h~ -Parameter eines Transistors des anderen
Leitungstyps relativ hoch sein, und, um beim vorstehenden Beispiel zu bleiben, ist dies auch beiöransistoren mit vertikalen
npn-Strukturen bei integrierten Schaltungen mit p-Substrat allgemein der Fall. Wenn man nun wie im vorliegenden EaIl in
der Rückkopplung 30 eine Kaskadenschaltung aus Emitterverstärkern
verwendet, welche Transistoren 3I und 32 entgegengesetzten
und komplementären Leitungstyps enthält, dann kann ein zu kleiner h^-Parameter beim Transistor des einen Leitungstyps
durch einen höheren hf -Parameter beim Transistor
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des anderen Leitungstyps ausgeglichen werden. In jedem Fall ist die Gesamt-StromverStärkung der Kaskade das Produkt der
hf -Parameter der Transistoren 31 und 32. Falls die h« -Parameter
beide über eins liegen, ist die Stromverstärkung der aus den Transistoren 31 und 32 gebildeten Kaskade größer als
die Stromverstärkung jedes einzelnen der beiden Emitterverstärker für sich.
Die Schaltung nach Figur 1 zeigt gewisse Verfeinerungen dieses Grundgedankens, in der Rückkopplung 30 eine Emitterverstärker-Kaskade
aus Transistoren komplementären Leitungstyps zu verwenden. Der Emitterverstärker-Transistoren 31 kann emitterseitig
einfach über eine Gleichstromverbindung oder über einen Widerstand oder über eine eine Offsetspannung erzeugende Einrichtung
an die gemeinsame Klemme 23 angeschlossen sein, in der Ausführungsform nach Fig. 1 ist er jedoch in Bootstrapschaltung
mit der Kollektorlast des Transistors 32 (d.h. den Basis-Eingangs-Impedanzen dsx Transistoren 24 und 27 und
dem Widerstand 33) verbunden. Diese Verbindung ist nicht deswegen vorgesehen, um die mit einer Bootstrapschaltung üblicherweise
angestrebten Vorteile (etwa eine Verminderung des Eingangsstroms zum Transistor 31) zu erreichen, denn im vorliegenden
Fall würde die gesamte Gegenkopplung des Transistors 24 und die Kollektor-Basis-Rückkopplung 30 diesen Vorteil verhindern
oder unnötig machen, falls man ihn suchte. Der zu gewinnende Vorteil wird bemerkbar, wenn man einen Kondensator
34 dazu verwendet, die Verstärkung der kaskadengeschalteten
Emitterverstärker (d.h. des m.t den Transistoren 31 und 32
gebildeten Verstärkers) bei hohen Frequenzen zu vermindern, um so die Phasenreserve der aus dem Transistor 24 und den
kaskadengeschalteten Emitterverstärker-Transistoren 31 und bestehenden Rückkopplungsschleife zu erhöhen. Eine größere
Phasenreserve ist deswegen erwünscht, weil damit bekanntlich die Stabilität der Schleife gegenüber ungewollten Eigenschwingungen
sehr viel besser wird.
Für den Kondensator 3^ wird gewöhnlich eine Kapazität von
nur wenigen Picofarad benötigt, so daß sie mittels einer der
509843/0612
— 1 \J """
bekannten Methoden mit integriert werden kann. Beispielsweise läßt sich hierzu die Kapazität eines in Sperrichtung gespannten
Halbleiterübergangs ausnutzen.
Wenn man den Kondensator 34 in der ±i Pig. 1 gezeigten Weise
verwendet, dann werden relativ hochfrequente Änderungen des aus der Klemme 21 gezogenen Stroms nicht über die durch
beide Transistoren 31 und 32 gebildete Emiterverstärker-Kaskade
auf die Basis des Ausgangstransistors 27 gekoppelt. Die
besagten hochfrequenten Änderungen können jedoch von der Klemme 21 durch Emitterfolgerwirkung des Transistors 31 auf
die Basis des Transistors 27 gelangen. Dasheißt, bei diesen
relativ hohen Frequenzen bildet der Kondensator 34- eine niederohmige
Kollektorlast für den Transistor 31 und überbrückt gleichzeitig
die Basissteuerstrecke des Transistors 32, die für die Bootstrap -Wirkung erforderlich ist. Dies führt gemeinsam dazu,
daß der Transistor 31 für die besagten relativ hohen Frequenzen einen Verstärker in Kollektorschaltung bildet. Der
Widerstand 33 wirkt als Hochzieheinrichtung ("pull-up"), er stellt einen Entladeweg für die Streukapazität am Emitter des
Transistors 31 während positiv gerichteter Ausschläge des
Emitterpotentials dieses Transistors dar. Die Ansprechempfindlichkeit gegenüber dem an der Klemme 21 angelegten Signalstrom
reicht über eine weitere Bandbreite als gegenüber dem Strom, der über die Rückkopplung 30 am Verbindungspunkt zwischen
den Basen der Transistoren 24 und 27 zur Verfügung steht.
Ob die Kollektor-Basis-Rückkopplung des Transistors 24 mittels der Emitterverstärkerwirkung der Transistoren 31 und 32 oder
mittels der Emitterfolgerwirkung des Transistors 31 zustandekommt, in beiden Fällen wird die Spannung zwischen der gemeinsamen
Klemme 23 und dem Verbindungspunkt der Basen der Transistoren
24 und 27 so reguliert, daß der Transistor 24 zur
Abgabe eines Kollektorstroms veranlaßt wird, der zusammen mit dem Basisstrom des Transistors 31 gleich ist dem über die Eingangsklemme
21 gezogenen Strom. Die an der Basis des Transistors 27 liegende Spannung bewirkt auch, daß dieser Transistor einen
5 0 9 β 4 3 / 0 6 1 2 _ ΛΛ
Kollektorstrom an die Ausgangsklemme 22 liefert, der demjenigen des Transistors 24- entspricht. Der Stromverstärkungsfaktor des Stromspiegelverstärkers 20 ist im wesentlichen
konstant über die Frequenzbereiche jeder der beiden verschiedenen Betriebsarten und auch im dazwischenliegenden Frequenzbereich,
wo sich die beiden Betriebsarten überschneiden.
Die Gleichstromverstärkung (und die Stromverstärkung bei relativ niedrigen Frequenzen) läßt sich noch unabhängiger von
den Basisströmen der Transistoren 24 und 2? machen, indem man
für den Transistor J2 eine Transistorkombination mit sehr hoher
Stromverstärkung (über 1000) verwendet. Beispielsweise kann man statt eines einfachen npn-Transistors eine Darlingtonschaltung
aus kaskadengeschalteten npn-Transistoren verwenden. Das in den Patentansprüchen verwendete Wort "Transistor"
soll auch eine Transistorkombination umfassen. Wenn ein Stromspiegelverstärker als aktive symmetrierende Last für die Kollektoren
eines emittergekoppelten Transistorverstärkers verwendet werden soll, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, dann ist es
meist wichtiger, mit dem Ausgangsstrom ein exaktes Abbild der Gleichstromkomponente des Eingangsstrom zu geben, als ein
exaktes Abbild des Wechselstrom-Eingangssignals zu erhalten. Stromspiegelverstärker, die wie der Verstärker 20 ausgebildet
sind, können eine solche Forderung erfüllen.
Die Verwendung zweier kaskadengeschalteter Emitterverstärker in der Rückkopplung 30 zur Erzielung einer hohen Stromverstärkung
hat gegenüber der Verwendung eines anderen hochverstärkenden Stromverstärkers (etwa einer Kaskade aus Kollektorverstärkern)
den Vorteil, daß hierbei keine wesentliche Erhöhung der Gleich - oder Ruhespannung zwischen der Eingogsklemme
21 und der gemeinsamen Klemme 23 erforderlich ist, um eine bessere Stromspiegelwirkung zu erzielen.
In der Schaltung nach Fig. 1 muß diese Gleichspannung lediglich gleich seincbr Summe der Basis-Emitter-Offsetspannungen
- 12 509843/0612
der Transistoren 24· und 31 plus dem Spannungsabfall am
Widerstand 25. Der Spannungsabfall am Widerstand 25 ist gewöhnlich
kleiner als 0,5 Volt und kann ganz eliminiert werden, indem man den Widerstand 25 durch eine Direktverbindung
(mit einem Widerstandswert von im wesentlichen 0) ersetzt. Wie bereits oben erwähnt wurde, kann der Emitter des Transistors
31 auch direkt mit der gemeinsamen Klemme 23 verbunden sein, was allerdings zu einer gewissen Einbuße an der
Stromspiegelverstarkung hoher Frequenzen führt. Diese alternative Verbindungsart erlaubt es, die Ruhespannung zwischen
den Klemmen 21 und 23 auf einen Wert zu vermindern, der gerade groß genug ist, um den Basis-Emitter-Übergang des Transistors
31 in Durchlaßrichtung vorgespannt zu halten.
Zur Aufrechterhaltung der Stromspiegelverstarkung fet zwischen der Klemme 23 und dem Emitter des Transistors 32 eine Ruhespannung
erforderlich, die in gute Näherung nur um die Sättigungsspannung des Transistors 32 größer zusein braucht als die
Ruhespannung, die zur Aufrechterhaltung der Stromspiegelverstarkung zwischen den Klemmen 21 und 23 erforderlich ist. Wenn
der Transistor 32 eine Transistorkombination in Form einer Darlingtonschaltung
einfacher Transistoren ist, dann muß zur Aufrechterhaltung der Stromspiegelverstarkung zwar die Spannung
zwischen dem Emitter des Transistors 32 und der gemeinsamen Klemme 23 etwas höher sein, nicht aber die Spannung zwischen
den Klemmen 21 und 23.
In dieser Hinsicht ist der durch die Kaskadenschaltung 30
gebildete Stromverstärker einem Stromverstärker aus mehreren kaskadengeschalteten pnp-Transistoren in Kollektorschaltung
überlegen. Zum einen hat die Kaskadenschaltung aus den Transistoren 31 und 32 komplementären Leitungstyps einen besseren
Phasengang als eine Kaskade aus pnp-Transistoren, weil npn-Vertikaltransistoren
eine größere Bandbreite als pnp-Lateraltransistoren haben. Zum anderen nimmt eine Darlingtonschaltung
aus einfachen Transistoren zur Bildung des Transistors 32 in einer integrierten Schaltung weit weniger Platz ein als eine
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Kaskadenschaltung aus pnp-Transistoren in Kollektorschaltung. Dies liegt teilweise daran, daß ein npn-Vertikaltransistor
auf einem integrierten Schaltungsplattchen weniger Platz beansprucht als ein pnp-Lateraltransistor. Da ferner
ein npn-Vertikaltransistor eine höhere Stromverstärkung in Emitterschaltung hat als ein pnp-Lateraltransistor, benötigt
man zur Erzielung eines gewünschten Stromverstärkungsmaßes weniger npn-Transistoren als pnp-Transistoren. Außerdem
bringt es die geringere Anzahl der zur Erzielung einer bestimmten Stromverstärkung notwendigen npn-Transistoren mit
sich, daß der Stromverstärker mit geringeren ■Versorgungsspannungen betieben werden kann und daß die Phasenverschiebung
über den Stromverstärker kleiner ist.
Wie oben erwähnt, können die Emitter der Transistoren 24-ind
27 statt über Widerstände 25 nid 26 auch direkt mit der gemeinsamen
Klemme 23 verbunden sein. In diesem Fall kann der "pull-up"·
Widerstand 33 durch eine Diode ersetzt werden, die so gepolt ist, daß sie durch die kombinierte Wirkung des Emitterstroms
des Transist ors 31 und des Kollektorstroms des Transistors
in Durchlaßrichtung gespannt wird.
Bei Stromspiegelverstärkern vom Typ der Schaltung 20 kann der Widerstand 33 dann weggelassen werden, wenn der Verstärker
nfcht derart hochfrequente Signale verstärken muß, daß sich Streukapazitäten als Scheinleitwert bemerkbar machen, oder
wenn lediglich Gleichströme bemessen werden sollen. Der Transistor 31 muß in diesem Fall keine merklichen Signalströme liefern,
da seine Wirkung als Emitterfolger bei tieferen Frequenzen nicht erforderlich ist. Die Größe dieses Transistors
kann daher klein gehalten werden. Dies hat zur Folge, daß die Ansprechbandbreite des Transistors 31 größer ist und daß man
für eine ausreichende Phasenreserve zur Vermeidung von Eigenschwingungen einen Kondensator 3^- geringerer Kapazität verwenden
kann.
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Die Fig. 2 zeigt den Fall, daß der Stromspiegelverstärker 20 sein Ausgangssignal über einen nachfolgenden Verstärker
170 auf die Last 17 gibt. Dies ist eine bevorzugte Methode
zur Belastung des .Differentialverstärkers 10. Der Verstärker 170 besteht aus zwei Transistoren I7I und 172 in Darlingtonschaltung,
einem Emittergegenkopplungswiderstand 173, einem Kollektorwiderstand "Ϊ74- und einer Gleichstrom-Gegenkopplungsschaltung
175· Die Gleichstrom-Gegenkopplungsschaltung 175
kann ausgangsseitig lit einer oder beiden Eingangsklemmen 14-
und 15 verbunden sein und kann dazu dienen, den kombinierten
Kollektorruhestrom der Transistoren 17I und 172 in einem
festen Verhältnis zu den Kollektorruheströmen der Transistoren 24 und 27 zu halten. Dies macht es möglich, den Wert
des Widerstands 173 so zu wählen, daß die an ihm abfallende Spannung gleich ist der Spannung an den Emittergegenkopplungswiderständen
25 und 26. Hierdurch wird das Ruhepotential an der Klemme 21 (welches um die Summe des Spannungsabfalls am
Widerstand 25 und der kombinierten Basis-Emitter-Offsetspannungen
der Transistoren 24- und 3I niedriger ist als das
Potential an der Klemme 2J) gleich dem Ruhepotential an der Klemme 22 (welches um die Summe des Spannungsabfalls am Widerstand
173 und der kombinierten Basis-Emitta?-Offsetspannungen
der Transistoren I7I und I72 niedriger ist als das Potential
an der Klemme 23). Dies hat zur Folge, daß die Kollektorspannungen an den Differentialverstärkertransistoren 11 und
12 einander gleich sind,wenn die Kollektorruheströme dieser Transistoren einander gleich sind. Hiermit wird verhindert,
daß zwischen den Basen der Transistoren 11 und 12 eine Fehlerspannung und eine Spannungsverschiebung entsteht. Die Darlingtonschaltung
mit den Transistoren I7I rad 172 belastet die
Klemme 16 sehr wenig und führt zu keiner merklichen Störung der Gleichheit der Kollektorruheströme der Transistoren 11
und 12, die der Stromspiegelverstärker 20 herzustellen sucht.
Wenn an die Stelle der Gegenkopplungswiderstände 25 uad 26
Jeweils eine Direktverbindung tritt, dann kann man zur Auf-
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rechterhaltung desselben Potentials an den Klemmen 21 und
22 den Widerstand 173 ebenfalls durch eine Direktverbindung ersetzen. Diese Potentialgleihheit wird beim Fehlen der
Emittergegenkopplungswiderstände 25, 26 und 173 auch ohne die
Mithilfe der Gleichstrom-Gegenkopplungsschaltung 175 erreicht. Dies ist deswegen so, weil der Potentialunteschied
zwischen den Klemmen 23 und 21 durch die stabilisierten Spannungen
der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 24 und 31
bestimmt ist und weil der Potentialunterschied zwischen den Klemmen 23 und 22 durch die stabilisierten Spannungen an den
Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 171 und 172 bestimmt
ist.
Die Figur 3 zeigt einen Stromspiegelverstärker 20', der sich
von der Verstärkeranordnung 20 darin etwas unterscheidet, daß er einen Stromverstärkungsfaktor von -2 hat. Der Stromverstärkungsfaktor
von -2 resultiert daraus, daß die Spannung an der Serienschaltung aus dem Widerstand 25 und dem Emitter-Basis-Übergang
des Transistors 24- (die über die Rückkopplung 30
v/eiterführt) gleich ist der Spannung an der Serienschaltung aus dem Widerstand 26 und den beiden parallelen Emitter-Basis-Übergängen
des Transistors 27'. Diese Spannung wird durch die Ittickkopplung 30 aufrechterhalten, welche den Kollektorstrom
den Transistors 24 auf den Wert des aus der Klemme 21 (von
einer nicht dargestellten Einrichtung her) gezogenen Stroms regelt. Die Emitter-Basis-Übergänge des Transistors 27' sind
jeweils gleich dem Emitter-Basis-Übergang des Transistors 24. Der Wert R/2 des Widerstands 26 beträgt die Hälfte des Werts
Ii des Widerstands 25. Somit hat die Serienschaltung aus dem Widerstand 26 und den parallelen Emitter-Basis-Übergängen des
Transistors 27' einen halb so großen Widerstandswert wie die
Serienschaltung aus dem Widerstand 25 und dem Emitter-Basis-Übergang
des Transistors 24. Nach dem Ohmsehen Gesetz sind dann die Emitterströme des Transistors 27' zusammengenommen
doppelt so groß wie der Emitterstrom des Transistors 24.
- 16 509843/0612
Da die Transistoren 24 und 27' mit Ausnahme des zusätzlichen
Emitter-Basis-Übergangs vom gleichen Typ sind, sind ihre Stromverstärkungen in Basis-Schaltung (hf oder c<
) einander gleich. Somit stehen die Kollektorströme der Transistoren 27' und
24 zueinander im Verhältnis 2:1, da auch die kombinierten Emitterströme des Transistors 27' einerseits und der Emitterstrom des
Transistors 24 andererseits im Verhältnis 2:1 stehen.
Der Kollektorstrom des Transistors 27' kann in entsprechender
Weise gleich einem beliebigen Vielfachen m des Kollektorstroms des Transistors 24 gemacht werden, indem man die wirksame Gesamtfläche
der Emitter-Basis-Übergänge des Transistors 27'
um das m-fache größer macht als diejenige des Transistors 24
und indem man den Wert des Widerstands 25 auf das m-fache des Werts des Widerstands 26 bemißt. Äquivalente oder ähnliche
Schaltungen lassen sich auch dadurch bilden, daß man mehrere Transistoren 27 einander parallel schaltet oder daß man einen
Transistor 27 mit einem einzelnen Emitter-Basis-Übergang verwendet, dessen Fläche größer ist als beim Transistor 24.
Die Figur 4 zeigt einen Stromspiegelverstärker 2O1', der ii
seinem Aufbau etwas vom Verstärker 20 abweicht, um einen Stromverstärkungsfaktor
von -1/2 zu erreichen. Im Verstärker 20'' wird im Grunde dieselbe Methode zur Stromproportionierung
verwendet wie im Stromspiegelverstärker 20', nur wird diese
Methode hier an anderer Stelle praktiziert. Im Verstärker 20'' hat der Transistor 24' zwei Emitter-BssLs-Übergänge, deren
jeder dem Emitter-Basis-Übergang des Transistors 27 gledbht.
Der Wert des Widerstands 25 ist mit R/2 halb so groß,wie der Wert R des Widerstands 26. Stromspiegelverstärker eines
dem Verstärker 20'' ähnlichen Aufbaus und mit Stromverstärkungen
von -1/m lassen sich realisieren, indem man dem Transistor 24' eine m-mal so große Emitter-Basis-Übergangsfläche
gibt wie dem Transistor 27, und indem man den Wert des Widerstands 25 1/m-mal so groß wie denjenigen des Widerstands 26
macht. Es können auch äquivalente oder ähnliche Schaltungen dadurch realisiert werden, daß man mehrere parallele Tran-
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sistoren 24- oder einen Transistor 24- mit einem einzelnen
Emitter-Basis-Übergang verwendet, dessen Fläche größer ist als beim Transistor 27.
Die Fig. 5 zeigt einen Stromspiegelverstärker 20111, der neben
der Ausgangsklemme 22 eine zusätzliche Ausgangsklemme 22' aufweist, die mit dem Kollektor eines Transistors 27'' verbunden
ist, der in gleicher Weise wie der Transistor 27 vorgespannt ist. Es sind auch Schaltungen möglich, die in ähnlicher
Ausbildung eine Vielzahl von Ausgangsklemmen aufweisen. Auch bei einem Stromspiegelverstärker mit einer Vielzahl von
Ausgangsklemmen können die in den Verstärkern 20' und 20'·
benutzten Methoden zur Stromproportionierung angewendet
werden.
Anordnungen der in Verbindung mit den Figuren 3» 4- und 5 beschriebenen
Art können mit genau definierten vorgegebenen Stromverstärkungen betrieben werden, wenn die Rückkopplungsverbindung
30 kaskadengeschaltete Emitterverstärker gemäß der Erfindung
enthalten. Wenn m groß ist, also bei Anordnungen wie sie die Stromspiegelverstärker 20', 20" und 20' " darstellen,
kann der Wert der kombinierten Basisströme von m+1 Emitter-Basis-Übergängen
dem Wert des Kollektorstroms eines der Transistoren 24 und 27 nahekommen, wenn die entsprechenden h- Parameter
niedrig sind (z.B. zwischen 1 und 10).
Bei den bisher bekannten Stromspiegelverstärkern, in denen diese Basisströme mit einem Kollektorstrom entsprechend dem
Eingangsstrom oder dem Ausgangsstrom des Verstärkers kombiniert werden, wird der Stromverstärkungsfaktor des Verstärkers
durch solche Basisströme sehr verschlechtert. Die Proportionierung der Eingangs- und Ausgangsströme auf der Grundlage
der relativen Transkonduktanzen der Transistoren führt bei diesen bekannten Stromspiegelverstärkern nicht zu genau
vorbestimmten Stromverstärkungsfaktoren.
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Bei Stromspiegelverstärkern, die wie die Anordnung 20* oder
20'' die erfindungsgemäße Rückkopplungsverbindung 30 enthalten,
werden die kombinierten Basisströme für die Transistoren 24 und 27' oder 24-* und 27 durch den Kollektorstrom des Transistors.
32 bereitgestellt, und wegen der hohen Stromverstärkung der Transistorkaskade 31, 32 ist der Basisstrom des Transistors
31 gegenüber dem Kollektorstrom des Transistors 24 oder 24-' vernachlässigbar klein. Daher werden die Stromverstärkungsfaktoren
von Stromspiegelverstärkern wie 20' und 20", die von einer Rückkopplung über kaskadengeschaltete Emitterverstärker
Gebrauch machen, nicht merklich durch von Basisstromflüssen herrührende Probleme berührt.
Bei einem Stromspiegelverstärker der Ausführungsform 20" '
können die kombinierten Basisströme des Transistors 24· und der mehrfach vorhandenen Ausgangstransistoren (27, usw.) den Wert
des Kollektorstroms des Transistors 24- erreichen, wenn die h„ Parameter
der Ausgangstransistoren und des Transistors 24 niedrig sind, (z.B. zwischen 1 und 10) und/oder wenn die Ausgangstransistoren
(27, usw.) in großer Anzahl vorhanden sind, wenn man diese kombinierten Basisströme dem Eingangsstrom des Stromspiegelverstärkers
hinzuaddiert, wie es bei den bekannten Schaltungen geschieht, dann wird die Proportionierung der Ausgangsströme
bezüglich des EingangsStroms sehr störend beeinflußt.
Bei einem Stromspiegelverstärker wie 20111, der'kaskadengeschaltete
Emitterverstärker in der Rückkopplungsverbindung 30 enthält, werden die kombinierten Basisströme für den Transistor
24 und die Ausgangstransistoren (27, usw.) durch den Kollektorstrom des Transistors 32 geliefert. Wegen der hohen Stromverstärkung
der Transistorkaskade 31, 32 ist der Basisstrom des
Transistors 31 gegenüber dem Kollektorstrom des Transistors
24 vernachlässigbar klein. Daher werden die Stromverstärkungsfaktoren von Stromspiegelverstärkern wie 20' " durch das Vorhandensein
von Basisstromflüssen nicht merklich beeinträchtigt.
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- 19 -
Die Fig. 6 zeirt als Schaltung 500 die in Fig. 1 gezeigte
Teilkombination aus den Elementen 24, 25, 26 und 27 und eine
äquivalente Schaltung 500', welche die Teilkombination 500
ersetzen kann. Diese Äquivalentschaltung 10O1 besteht aus
einem Doppelkollektor-Transistor 510 mit einem Emittergegenkopplunp-swiderstand
520, dessen Leitwert gleich der Summe der Leitwerte der Widerstände 25 und 26 ist. Die Basis des Doppelkollektor-Transistors
510 ist mit einer Klemme 502' verbunden,
die der Klemme 502 entspricht, welche in der Teilkombination 500 an den zusammengekoppelten Basen der Transistoren 24 und
27 liegt. In ähnlicher Weise entsprechen die Klemmen 510',
503' und 504' der Äquivalentschaltung 500' in elektrischer Hinsicht
den Klemmen 501, 503 und 504 der Teilkombination 5OO.
Die alternative Anordnung 500' wird häufig dann verwendet,
wenn Lateraltransistoren im Stromspiegelverstärker benutzt werden, da es relativ einfach ist, die Emitterzone, welche in
die Basiszone des Lateraltransistors eingepflanzt ist, mit mehreren
Kollektorzonen zu umgeben. In den Patentansprüchen ist ein Doppelkollektor-Transistor als Transistorpaar zu betrachten,
in welchem die beiden Basiselektroden miteinander verbunden sind und die beiden Emitterelektroden miteinander verbunden
sind.
- Patentansprüche -
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Claims (5)
1. Stromverstärker mit einer Eingangsklemme, einer Ausgangsklemme
ind einer gemeinsamen Klemme; ferner mit ehern ersten und einem zweiten Transistor eines ersten Leitungstyps,
deren Emitter mit der gemeinsamen Klemme gleichstromgekoppelt sind und deren Basen miteinander gleiehstromgekoppelt
sind und deren Kollektoren mit der Eingangsklemme bzw. mit der Ausgangsklemme gleichstromgekoppelt sind;
ferner mit einem dritten Transistor vom ersten Leitungstyp, dessen Basis mit<fer Eingangsklemme gleichstromgekoppelt
ist; und mit einem vierten Transistor entgegengesetzten Leitungstyps, der als Emitterverstärker (Transistor
in Emitterschaltung) angeordnet ist und dessen Kollektor mit den Basen des ersten und des zweiten Transistors
gleiciistromgelcoppelt ist und dessen Basis mit dem
Kollektor des dritten Transistors gleichstromgekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des dritten Transistors
(3Ό gleichstrommässig mit den Basen des ersten
(24) und des zweiten (27) Transistors gekoppelt ist.
2. Stromverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an die Basis des vierten Transistors (32) ein Ableitweg
(3^) für Wechselsignale angeschlossen ist.
3. Stromverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der an die Basis des vierten Transistors (32) ange-
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schlossene Ableitweg für Wechselsignale durch einen Kondensator (3*0 gebildet ist, der zwischen der Basis des
vierten Transistors und einem Punkt liegt, mit dem der Emitter des vierten Transistors verbunden ist.
4-, Verwendung eines Stromverstärkers nach einem der Ansprüche
1,2 und 3 als Verstärker für eine Eingangsstufe aus einem
fünften (11) und einem sechsten (12) Transistor des entgegengesetzten Leitungstyps, die als emittergekoppelter Differentialverstärker
geschaltet sind und deren Kollektoren mit der Eingangsklemme (21) bzw. mit der Ausgangsklemme
(22) verbunden sind.
5. Verwendung eines Stromverstärkers nach einem der Ansprüche 1,2 und 3 zur Ansteuerung einer Ausgangsstufe aus einem
fünften (171) und einem sechsten (172) Transistor des ersten Leitungstyps, wobei der fünfte Transistor mit seiner
Basis an die Ausgangsklemme (22) und mit seinem Emitter an die Basis des sechsten Transistors angeschlossen ist,
und wobei der Emitter des sechsten Transistors mit der gemeinsamen Klemme (23) gleichstromgekoppelt ist und wobei
die Kollektoren des fünften und des sechsten Transistors an eine gemeinsame Ausgangslast (17) angeschlossen sind.
509843/061 2
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US459952A US3887879A (en) | 1974-04-11 | 1974-04-11 | Current mirror |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2513906A1 true DE2513906A1 (de) | 1975-10-23 |
DE2513906B2 DE2513906B2 (de) | 1977-03-10 |
Family
ID=23826826
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19752513906 Withdrawn DE2513906B2 (de) | 1974-04-11 | 1975-03-27 | Stromspiegelverstaerker |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3887879A (de) |
JP (1) | JPS50137456A (de) |
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DE (1) | DE2513906B2 (de) |
FR (1) | FR2267658B1 (de) |
GB (1) | GB1493721A (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2951161A1 (de) * | 1978-12-27 | 1980-07-17 | Pioneer Electronic Corp | Verstaerker |
EP0384710A1 (de) * | 1989-02-20 | 1990-08-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Schaltungsanordnung für Verstärker mit kleiner Betriebsspannung |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5326554A (en) * | 1976-08-24 | 1978-03-11 | Sony Corp | Tr ansistor circuit |
US4095164A (en) * | 1976-10-05 | 1978-06-13 | Rca Corporation | Voltage supply regulated in proportion to sum of positive- and negative-temperature-coefficient offset voltages |
US4068184A (en) * | 1977-02-14 | 1978-01-10 | Rca Corporation | Current mirror amplifier |
USRE30173E (en) * | 1977-02-14 | 1979-12-18 | Rca Corporation | Current mirror amplifier |
JPS54125950A (en) * | 1978-03-24 | 1979-09-29 | Victor Co Of Japan Ltd | Current mirror circuit |
JPS5510695A (en) * | 1979-03-10 | 1980-01-25 | Toshiba Corp | Constant-power circuit |
US4266245A (en) * | 1980-01-29 | 1981-05-05 | Rca Corporation | Differential amplifier current repeater |
JPS56152414U (de) * | 1980-04-15 | 1981-11-14 | ||
JPS5753114A (en) * | 1980-09-17 | 1982-03-30 | Toshiba Corp | Differential amplifier |
JPS58225708A (ja) * | 1982-06-24 | 1983-12-27 | Fujitsu Ltd | カ−レントミラ−回路 |
JPH069326B2 (ja) * | 1983-05-26 | 1994-02-02 | ソニー株式会社 | カレントミラー回路 |
JPS6079822U (ja) * | 1983-11-07 | 1985-06-03 | 三洋電機株式会社 | トランジスタ回路 |
US4550284A (en) * | 1984-05-16 | 1985-10-29 | At&T Bell Laboratories | MOS Cascode current mirror |
US4583037A (en) * | 1984-08-23 | 1986-04-15 | At&T Bell Laboratories | High swing CMOS cascode current mirror |
JP3135898B2 (ja) * | 1987-12-04 | 2001-02-19 | 利康 鈴木 | 自己保持機能を持つスイッチング手段の主電流検出手段と自己保持機能を持つスイッチング回路 |
FR2688361A1 (fr) * | 1992-03-03 | 1993-09-10 | Thomson Composants Militaires | Etage de sortie push-pull pour amplificateur en circuit integre. |
US6765442B2 (en) * | 2002-03-22 | 2004-07-20 | Sarnoff Corporation | RF pulse power amplifier |
JP4896819B2 (ja) * | 2007-05-25 | 2012-03-14 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 高周波信号検波回路 |
US9356562B2 (en) * | 2014-01-30 | 2016-05-31 | Apple Inc. | Family of slew-enhanced operational transconductance amplifiers |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3660773A (en) * | 1970-02-05 | 1972-05-02 | Motorola Inc | Integrated circuit amplifier having an improved gain-versus-frequency characteristic |
NL169239C (nl) * | 1971-10-21 | 1982-06-16 | Philips Nv | Stroomversterker. |
JPS493550A (de) * | 1972-04-19 | 1974-01-12 |
-
1974
- 1974-04-11 US US459952A patent/US3887879A/en not_active Expired - Lifetime
-
1975
- 1975-03-05 CA CA221,480A patent/CA1029099A/en not_active Expired
- 1975-03-21 GB GB11893/75A patent/GB1493721A/en not_active Expired
- 1975-03-26 FR FR7509412A patent/FR2267658B1/fr not_active Expired
- 1975-03-27 DE DE19752513906 patent/DE2513906B2/de not_active Withdrawn
- 1975-03-28 JP JP50038459A patent/JPS50137456A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2951161A1 (de) * | 1978-12-27 | 1980-07-17 | Pioneer Electronic Corp | Verstaerker |
EP0384710A1 (de) * | 1989-02-20 | 1990-08-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Schaltungsanordnung für Verstärker mit kleiner Betriebsspannung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB1493721A (en) | 1977-11-30 |
JPS50137456A (de) | 1975-10-31 |
FR2267658A1 (de) | 1975-11-07 |
US3887879A (en) | 1975-06-03 |
CA1029099A (en) | 1978-04-04 |
DE2513906B2 (de) | 1977-03-10 |
FR2267658B1 (de) | 1980-05-09 |
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