DE3408220C2 - - Google Patents

Description

Steuerbare Integratoren können zur Realisierung von analogen Filterschaltungen in bipolarer Halbleitertechnik verwendet werden. Sie eignen sich für das Nieder- und Mittelfrequenzgebiet. Steuerbare Integratoren können mittels üblicher Standardprozesse der Bipolartechnologie hergestellt werden. Durch die Steuerbarkeit des Integrators kann die Temperaturabhängigkeit der Filtercharakteristik kompensiert werden und es ergaben sich vorteilhafte Anwendungsmöglichkeiten bei einstellbaren oder geregelten Filtern. Aus verschiedenen Gründen werden Filterschaltungen ohne Induktivitäten aus untereinander gleichen, integrierenden Verstärkern, die durch Kettenschaltung und Summierglieder miteinander verbunden werden, bevorzugt (Kerwin, Huelsman, Newcomb: "State-variable Synthesis for insensitive integrated Circuit Transfer Functions", IEEE J. of Solid-State Circuits, Vol. SC-2, No. 3, S. 87-92, U. Tietze, Ch. Schenk; Halbleiterschaltungstechnik, fünfte Auflage, Springer Verlag Berlin 1980, Kap. 13.11). Solche Filterschaltungen haben einen hohen Wiederholteilgrad, sind sehr flexibel im Entwurf und können durch geeignete Entwurfsverfahren rauscharm und verhältnismäßig toleranzunempfindlich entworfen werden.

Wie mehrfach beschrieben und begründet (z. B. Entenmann, W., Monolithisch integrierbare Filter - ein Überblick, Frequenz 35 (1981) 3/4, S. 54-66), ist es nicht möglich, mit den Methoden der Integrationstechnologien die Eigenschaften von diskret aufgebauten Filtern und Siebschaltungen in wichtigen Punkten zu erreichen. Geeignete Induktivitäten sind nicht herstellbar und können nur durch die Methode der aktiven RC-Schaltungen substituiert werden. Die verfügbaren Kapazitäten sind klein und von geringer Qualität. Diffundierte oder implantierte Widerstände sind temperaturabhängig und deutlich nichtlinear. Bei Werten über einigen 10 kOhm nehmen die technologischen Schwierigkeiten schnell zu. Unter diesen Umständen muß man zu besonderen Maßnahmen greifen, wenn man selektive Schaltungen mit Grenzfrequenzen oder Resonanzen unterhalb etwa 20 kHz verwirklichen will.

Ein steuerbarer Integrator gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus der DE-OS 33 09 897 bekannt. Der bekannte steuerbare Integrator hat einen Spannungs-Strom-Wandler und einen Stromverteilungsmultiplizierer. Der Spannungs- Strom-Wandler weist zwei Transistoren auf, deren Basen den Differenzeingang der Schaltungsanordnung bilden. Der Strom­ verteilungsmultiplizierer der bekannten Schaltung weist zwei Logarithmierdioden und eine Differenzstufe auf, wobei jeweils ein Anschluß der Logarithmierdioden mit je einem Kollektor der beiden Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers und je einer Basis der Transistoren der Differenzstufe verbunden sind. Die Differenzstufe wird emitterseitig von einer Stromquelle versorgt.

Der bekannte steuerbare Integrator hat einen relativ kleinen Gleichtaktbereich sowie eine relativ kleine Stromverstärkung. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen steuerbaren Integrator anzugeben, der diese Nachteile nicht aufweist und der somit einen größeren Gleichtaktbereich und eine höhere Stromverstärkung als der bekannte steuerbare Integrator hat.

Diese Aufgabe wird bei einem steuerbaren Integrator der eingangs erwähnten Art durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen erläutert.

Die Fig. 1 zeigt einen steuerbaren Integrator nach der Erfindung. Der Spannungs-Stromwandler 1 des Integrators der Fig. 1 besteht aus den Transistoren T 1 und T 2 und den emitterseitig angeschlossenen Stromquellen Q 1 und Q 2, wobei zwischen den Emittern dieser Transistoren der Konvertierungswiderstand Rk zugeschaltet ist. Die Stromquellen sind vorzugsweise untereinander gleich und bestehen gemäß dem Stand der Technik aus Transistoren, die an einer gemeinsamen Basisspannung angeschlossen sind. Diese Basisspannung braucht nur einmal, auch für mehrere Integratoren, erzeugt zu werden. Die Basisanschlüsse der Transistoren T 1 und T 2 bilden den Differenzeingang der Schaltung. Dabei können diesen Eingängen noch Emitterfolger zur Erhöhung des Eingangswiderstandes vorgeschaltet sein. Für die über die Anschlüsse 9, 10 vom Spannungs-Strom-Wandler 1 zur Stromverteilungsmultiplizierer 2, kurz Multiplizierer genannt, fließenden Ströme erhält man, wenn Rk groß gegenüber den Emitterinnenwiderständen ist, I 9=I+(U 5-U 4)/Rk und I 10=I-(U 5-U 4)/Rk, wobei die Ströme I 1, I 2 der Stromquellen Q 1, Q 2 gleich angenommen wurden (I 1=I 2=I). U 4 und U 5 sind die Spannungen der beiden Eingänge gegenüber einem nicht genauer festgelegten Referenzpunkt. Dieser kann z. B. die Versorgungsklemme 8 oder ein zusätzlicher Massepunkt sein. Im Multiplizierer 2 wirken die Ströme I 9 und I 10 auf die als Diode geschalteten Transistoren T 3 und T 4. Die entstehende Spannungsdifferenz wird der aus T 5 und T 6 gebildeten Differenzstufe zugeführt. Diese Differenzstufe arbeitet auf den aus den Transistoren T 7 und T 8 gebildeten Stromspiegel, so daß über die Klemme 11 die Differenz der Ströme durch T 5 und T 6 zum Integrierverstärker 3 fließt. Den Multiplikationseffekt besorgt der Strom Ist der Stromquelle Qst. Wie man mit der etwas vereinfachten Kennliniengleichung Ic=Ico*exp(Ube/Ut) des Bipolartransistors (wobei Ic der Kollektorstrom, Ube die Basis-Emitter-Spannung, Ut=kT/q die Temperaturspannung und Ico der Transferreststrom sind) ableiten kann, wird der über die Klemme 11 fließende Strom I 11=(U 4-U 5)*Ist/(Rk*2*I). Diese Beziehung zeigt den multiplizierenden Einfluß des Stromes Ist, wobei es bemerkenswert ist, daß die Nichtlinearität der Transistorkennlinie (im Rahmen der getroffenen Näherungen) keinen Effekt auf die Linearität des Multiplizierers hat. Die Erfahrung zeigt, daß eine Abweichung von weniger als 0,5% leicht zu erreichen ist. Bei genügend großer Verstärkung des Verstärkers der Funktionseinheit Integrierverstärker 3 wird
U 6 = I 11*dt/Ci + U 60 = (U 4-U 5)*Ist*dt/(Rk*I*Ci) + U 60.
Darin bedeuten Ci die Integrationskapazität und U 60 den Anfangswert der Ausgangsspannung U 6, wiederum gegen den nicht weiter dargestellten Referenzpunkt gesehen. Die ordnungsgemäße Funktion der aus den Transistoren T 5 bis T 8 gebildeten Einheit ist nur möglich, wenn das Potential an Klemme 11 etwa eine Flußspannung niedriger als das Potential an der Versorgungsklemme 7 ist, und zwar für die dargestellten Leitungstypen npn/pnp der Bipolartransistoren. Dann ist auch gewährleistet, daß eine zum Integrationskondensator Ci parallel liegende Sperrschichtkapazität, von der vorteilhaft Gebrauch gemacht werden kann, nie in die Durchlaßrichtung eintreten kann.

Aus Fig. 1 ist weiter zu ersehen, wie die gewählte Konfiguration des Spannungs-Strom-Umsetzers eine Differenzbildung ohne die üblichen Summierstufen erlaubt, die einen zusätzlichen Operationsverstärker und mindestens drei Widerstände erfordern. Es wird nur ein einziger Widerstand Rk benötigt, was sich günstig auf den Flächenbedarf auswirkt. Werden die Stromquellen Q 1 und Q 2 durch einfache Transistorstromquellen dargestellt, so ergibt sich ein Gleichtaktbereich von weniger als zwei Flußspannungen über der unteren Versorgungsspannung U 8 an Klemme 8 und weniger als eine Flußspannung unter der oberen Versorgungsspannung U 7 an Klemme 7. Damit nutzt die Schaltung die bereitgestellte Versorgungsspannung gut aus und eignet sich auch für verhältnismäßig niedrige Versorgungsspannungen U 7-U 8. Da Rk nicht von einem Ruhestrom durchflossen wird, ist seine Aussteuerung symmetrisch und der Einfluß seiner Nichtlinearität gering. Für Ist <2*I wird der Strom I11 kleiner und die Zeitkonstante des Integrators größer. In einer aus diesen Integratoren gebildeten Filterschaltung wird die Filtercharakteristik zu tieferen Werten transformiert. Da es nicht schwierig ist, Stromverhältnisse von 100 und mehr zu erzeugen, ergibt sich eine bedeutende Ausweitung des filtertechnisch erschließbaren Frequenzbereiches zu tieferen Frequenzen. Durch Einstellung oder Steuerung der Stromquelle Qst kann die Filtercharakteristik einstellbar zugemacht oder signalabhängig gesteuert werden. Weiter kann durch Wahl und Erzeugung einer geeigneten Temperaturabhängigkeit aller Stromquellen einer Filterschaltung die Temperaturabhängigkeit des RC-Produktes unwirksam gemacht werden.

Es wurde bereits erwähnt, daß der Eingang des invertierenden Verstärkers Vi ein Ruhepotential nahe dem Versorgungspotential an Klemme 7 haben muß. Das wird am einfachsten dadurch erreicht, daß die Eingangsstufe aus einem Transistor T 9 gebildet wird, dessen Emitter mit der Versorgungsleitung 7 verbunden ist und dessen Basis den Eingang 11 bildet (Fig. 2). Der Transistor T 9 muß vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie die Transistoren T 7, T 8 des Stromspiegels sein.

Bei der verwendeten Stromspiegelschaltung stört der Basisstrom der Transistoren T 7 und T 8 die Symmetrie der Anordnung. Der Basisstrom des Eingangstransistors T 9 des Verstärkers Vi ergibt ebenfalls eine Störung. Diese Störungen heben sich aber gegenseitig auf, wenn der Eingangstransistor T 9 den gleichen Basisstrom wie die beiden Transistoren T 7 und T 8 des Stromspiegels hat. Dies kann für einen bestimmten Wert des Steuerstroms Ist durch eine geeignete Dimensionierung eingestellt werden. Eine vom Steuerstrom Ist unabhängige Kompensation kann aber auch erreicht werden, wenn der Kollektor des Eingangstransistors T 9 mit einer weiteren, steuerbaren Stromquelle Qst 1 verbunden wird, die zweckmäßig den gleichen Strom Ist 1=Ist wie die Steuerquelle Qst aufweist. Der restliche Teil Vi′ des invertierenden Verstärkers Vi darf dabei keinen Strom abzweigen, er muß also einen hochohmigen Eingang haben.

Er kann vorteilhaft als einfacher Impedanzwandler mit hoher Stromverstärkung ausgebildet werden. Die beste Symmetrie und damit Kompensation wird erreicht, wenn die Emitter-Basis-Diode des Eingangstransistors T 9 gerade die doppelte Fläche wie die eines der Strom­ spiegeltransistoren T 7, T 8 hat oder wenn der Eingangstransistor aus einer Parallelschaltung zweier zu T 7 und T 8 gleicher Transistoren besteht.

Die integrierten Kapazitäten der Bipolar-Technologie werden vorzugsweise so aufgebaut, daß für die eine Elektrode die niederohmige Emitterzone eines großflächigen Hilfstransistors und für die andere Elektrode eine Leitbahnfläche verwendet wird. Beide Elektroden sind durch das aufgewachsene Oxyd voneinander isoliert. Dabei ist es durchaus möglich, eine oder beide Sperrschichten des Hilfstransistors zur Emitter-Leitbahn- Kapazität parallel zu schalten, wenn die angelegte Spannung ihr Vorzeichen nicht wechselt und wenn die Abhängigkeit der Sperrschichtkapazität von der angelegten Spannung zulässig ist. Die vorgeschlagene Form des Integrators 3 gestattet die Ausnutzung einer Sperrschichtkapazität, da das Eingangspotential des invertierenden Verstärkers Vi nahe der Versorgungsspannung liegt und ein Vorzeichenwechsel der über dem Kondensator Ci abfallenden Spannung bei normaler Aussteuerung nicht eintreten kann. 30% der benötigten Kristallfläche oder mehr können dadurch eingespart werden.

Die beschriebene Kompensation der Basisströme wird wegen Streuungen der Schaltelemente und anderer Einflüsse nie vollkommen sein. Außerdem führen die Basisströme zu einer gewissen Nichtlinearität. Dies kann in einer Anordnung nach Fig. 3 durch zusätzliche Transistoren vermindert werden. Dazu wird dem Eingangstransistor T 9 des invertierenden Verstärkers Vi ein Emitterfolger T 12 vorgeschaltet. Die Verbindung der beiden Basen der Transistoren T 7 und T 8 mit dem Kollektor von T 5 wird ebenfalls durch einen Emitterfolger T 11 ersetzt. Dadurch ist die Belastungssymmetrie wieder vollständig hergestellt, jetzt auf niedrigerem Niveau. Um eine Sättigung der Transistoren T 5 und T 6 der Differenzstufe zu vermeiden, müssen die Logarithmierdioden T 3 und T 4 im Potential abgesenkt werden. Dies wird erreicht, indem die Logarithmierdioden T 3 und T 4 über einen weiteren, als Diode geschalteten Transistor T 10 oder über einen Widerstand an die Versorgungsspannung angeschlossen werden.

Die Fig. 4 zeigt die Schaltung eines Potenztiefpasses, der nach einer von Gensel angegebenen Methode (Fernmeldetechnik 12 (1972), S. 3) entwickelt wurde. Der zweite steuerbare Integrator St I2 ist gegenüber dem ersten und dritten Integrator St I1, St I3 mit der doppelten Integrationskapazität Ci ausgeführt.

Claims (10)

1. Steuerbarer Integrator für bipolar integrierte Filter mit einem Spannungs-Strom-Wandler und einem Stromverteilungsmultiplizierer, bei dem

• a) der Spannungs-Strom-Wandler zwei Transistoren aufweist, deren Basen den Differenzeingang der Schaltungsanordnung bilden, bei dem
• b) der Stromverteilungsmultiplizierer zwei Logarithmierdioden und eine Differenzstufe aufweist und bei dem
• c) jeweils ein Anschluß der Logarithmierdioden mit je einem Kollektor der beiden Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers und je einer Basis der Transistoren der Differenzstufe verbunden sind, die emitterseitig von einer vorzugsweise steuerbaren Stromquelle versorgt wird

dadurch gekennzeichnet, daß

• d) die Emitter der beiden Transistoren (T 1, T 2) des Spannungs-Stromwandlers (1) über einen Konvertierungswiderstand (Rk) verbunden sind und von zwei an den Emitter angeschlossenen Stromquellen (Q 1, Q 2) versorgt werden, daß
• e) der Stromverteilungsmultiplizierer (2) einen Stromspiegel (T 7, T 8) aufweist, daß
• f) die Differenzstufe (T 5, T 6) kollektorseitig auf den Stromspiegel (T 7, T 8) arbeitet und daß
• g) der Ausgang des Stromspiegels mit dem Eingang (11) des Integrierverstärkers (3) verbunden ist.

2. Steuerbarer Integrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromquellen (Q 1, Q 2) des Spannungs-Strom-Wandlers (1) aus Transistoren bestehen, die an einer gemeinsamen Basisspannung angeschlossen sind, gegebenenfalls gemeinsam mit weiteren, steuerbaren Integratoren.

3. Steuerbarer Integrator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Logarithmierdioden des Stromverteilungsmultiplizierers (2) aus einem dritten und vierten Transistor (T 3, T 4), deren Basen und Kollektoren mit der Versorgungsspannung (7) verbunden sind, bestehen und
daß die Emitteranschlüsse des Stromspiegels ebenfalls mit der Versorgungsspannung (7) verbunden sind.

4. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß der Stromspiegel des Stromverteilungsmultiplizierers aus zwei Transistoren (7, 8) besteht, deren Leitungstyp komplementär zum Leitungstyp der Transistoren der Differenzstufe ist,
• b) daß die Kollektoren der Transistoren der Differenzstufe mit den Kollektoren der Transistoren des Stromspiegels verbunden sind,
• c) daß die Emitter der Transistoren (T 7, T 8) des Stromspiegels mit der Versorgungsspannung (7) und die Basen der Transistoren (T 7, T 8) des Stromspiegels mit einem der Kollektoren der Transistoren der Differenzstufe verbunden sind und
• d) daß der andere Kollektor der Transistoren der Differenzstufe den Ausgang des Stromverteilungsmultiplizierers bildet.

5. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Integrierverstärker aus einem invertierenden Verstärker (Vi) mit einem Integrationskondensator (Ci) zwischen Eingang und Ausgang gebildet wird und daß der Integrationskondensator ganz oder teilweise aus einer Sperrschichtkapazität besteht.

6. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,

• a) daß die Eingangsstufe des invertierenden Verstärkers (Vi) einen Transistor (T 9) aufweist, der den gleichen Leitungstyp wie die Transistoren (T 7, T 8) des Stromspiegels hat,
• b) daß der Emitter des Transistors (T 9) mit der Versorgungsspannung (7) verbunden ist,
• c) daß der Kollektor des Transistors (T 9) an einer weiteren, steuerbaren Stromquelle (Qst 1) angeschlossen ist und
• d) daß die Basis des Transistors (T 9) den Eingang des Integrierverstärkers bildet.

7. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die steuerbare Stromquelle (Qst 1) des Integrieverstärkers den gleichen Strom führt wie die steuerbare Stromquelle (Qst 1) des Stromver­ teilungsmultiplizierers.

8. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitter-Basis-Diode des Eingangstransistors (T 9) des invertierenden Verstärkers (Vi) die doppelte Fläche der Emitter-Basis-Diode der Transistoren (T 7, T 8) des Stromspiegels aufweist
oder daß der Eingangstransistor (T 9) aus der Parallelschaltung zweier zu diesen Transistoren (T 7, T 8) gleichen Transistoren besteht.

9. Steuerbarer Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Logarithmierdioden des Stromverteilungsmultiplizierers (2) über einen Widerstand oder über eine weitere Diode (T 10) mit der Versorgungsspannung (7) verbunden sind,
daß die Stromspiegelschaltung (T 7, T 8) mit einem Emitterfolger (T 11) ausgestattet ist, der an Stelle der Verbindung des einen Kollektors mit den beiden Basen mit seiner Basis-Emitter-Strecke eingefügt ist
und daß ebenso dem Eingangstransistor (T 9) des invertierenden Verstärkers (Vi) ein Emitterfolger (T 12) vorgeschaltet ist und dessen Kollektor auf Bezugspotential liegt.