JPS60206316A - 制御可能な積分器 - Google Patents
制御可能な積分器Info
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- JPS60206316A JPS60206316A JP60043853A JP4385385A JPS60206316A JP S60206316 A JPS60206316 A JP S60206316A JP 60043853 A JP60043853 A JP 60043853A JP 4385385 A JP4385385 A JP 4385385A JP S60206316 A JPS60206316 A JP S60206316A
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- Japan
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- controllable
- transistors
- transistor
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
- G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
- G06G7/19—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for forming integrals of products, e.g. Fourier integrals, Laplace integrals, correlation integrals; for analysis or synthesis of functions using orthogonal functions
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
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- Amplifiers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、バイポーラ集積化フィルタ用の制御可能な積
分器に関する。この積分器は、電圧−電流変換器、電流
分配用乗算器、および積分増幅器をMしている。
分器に関する。この積分器は、電圧−電流変換器、電流
分配用乗算器、および積分増幅器をMしている。
従来技術
制御可能な積分器は、バイポーラ半導体技術でアナログ
フィルタ回路を構成するために用いられる。それは、低
周波および中間周波数領域での使用に適している。また
このような制御可能積分器は、バイポーラ技術に基づい
た標準プロセスで製造することができる。積分器が制御
可能であわ、げ、フィルタ特性の温度依存性を補償する
こ吉ができ、また調節可能なフィルタまたは被制御フィ
ルタで積分器を種々有利な適用例で使用することができ
る。
フィルタ回路を構成するために用いられる。それは、低
周波および中間周波数領域での使用に適している。また
このような制御可能積分器は、バイポーラ技術に基づい
た標準プロセスで製造することができる。積分器が制御
可能であわ、げ、フィルタ特性の温度依存性を補償する
こ吉ができ、また調節可能なフィルタまたは被制御フィ
ルタで積分器を種々有利な適用例で使用することができ
る。
種々の理由から、相互に同一の積分増幅器を縦続回路お
よび加算素子によって相互に接続し、インダクタンスを
用いずにこの積分増幅器からフィルタ回路を構成するこ
とが望ましい(ケルビン(Ker、4n)、ヒュルスマ
7 (Huelsman)、ニューカム(Newcom
b ) : rステイト−バリアゾル シンンシス フ
ォー インレンνテ・イブインチグレイテッド サーキ
ットトランスファー ファンクショ/ズ(Sta、te
−uarable 5y−nthesie for 1
nsensjtive jntegrated 0ir
cu−1t Transfer Fcnctions
J 、工FEEJ、オシ ソリッドステイト ナーキ・
ソツ(IEEE、T、of 5oli、d−8tate
0j1−cuits )第5c−2巻、第3号、第8
7−99頁、およびU、ティーツエ(Tietze )
、Ch、シエンク(5chenk) ;[ハルプライタ
ーシャルッングステヒニーク(Halbleiters
chaltungstechni’k )第5版、シュ
プリンガー(Springer )出版社、ベルリン、
1980年発行、第13章第11節参照)。このような
フィルタ回路は、高い繰返部分次数(Wiederho
ltej、1grad )を有し、極めて柔軟な設計が
でき、また適切な設計プロセスによって、ノイズが少;
tく、公差の影響を受けにくいように構成できる。
よび加算素子によって相互に接続し、インダクタンスを
用いずにこの積分増幅器からフィルタ回路を構成するこ
とが望ましい(ケルビン(Ker、4n)、ヒュルスマ
7 (Huelsman)、ニューカム(Newcom
b ) : rステイト−バリアゾル シンンシス フ
ォー インレンνテ・イブインチグレイテッド サーキ
ットトランスファー ファンクショ/ズ(Sta、te
−uarable 5y−nthesie for 1
nsensjtive jntegrated 0ir
cu−1t Transfer Fcnctions
J 、工FEEJ、オシ ソリッドステイト ナーキ・
ソツ(IEEE、T、of 5oli、d−8tate
0j1−cuits )第5c−2巻、第3号、第8
7−99頁、およびU、ティーツエ(Tietze )
、Ch、シエンク(5chenk) ;[ハルプライタ
ーシャルッングステヒニーク(Halbleiters
chaltungstechni’k )第5版、シュ
プリンガー(Springer )出版社、ベルリン、
1980年発行、第13章第11節参照)。このような
フィルタ回路は、高い繰返部分次数(Wiederho
ltej、1grad )を有し、極めて柔軟な設計が
でき、また適切な設計プロセスによって、ノイズが少;
tく、公差の影響を受けにくいように構成できる。
発明の解決すべき問題点
既に繰返し指摘さねたように(例えばエンテア 77
(Entenmann ) 、 W、 ; モノリテイ
ッシュ インテグリールパ・−レ フイルターアインユ
ーパーブリツク(Monoli、tisch inte
griθ−rbare Fil、te17−ein U
berblick ) 、フレクペンツ(Fr8q、u
enz)誌第35号(1981年)第3/4月号第54
〜66頁参照)、集積化技術を用いて離散形フィルタお
よびフィルタ回路を構成しても、重要ない(つかの点に
ついて十分な特性は得られなかった。例えば、好適なイ
ンダクタンスは作成され得す、能動RCn路の手法によ
って置換されるのみであった。また利用し得るキヤ・ξ
シタンスは小さく、品質も低かった。さらに拡散形また
は埋込形の抵抗の抵抗値も温度に依存し、か々りの非直
線性を有していた。従って、数10にΩを越える抵抗値
になる吉急速に技術的困難が増大した。このような状況
から、限界周波数または共振周波数が約2 )椎 Q kT(z以下の選択回路を実現するには、特別な構
成を採らねばならなかった。
(Entenmann ) 、 W、 ; モノリテイ
ッシュ インテグリールパ・−レ フイルターアインユ
ーパーブリツク(Monoli、tisch inte
griθ−rbare Fil、te17−ein U
berblick ) 、フレクペンツ(Fr8q、u
enz)誌第35号(1981年)第3/4月号第54
〜66頁参照)、集積化技術を用いて離散形フィルタお
よびフィルタ回路を構成しても、重要ない(つかの点に
ついて十分な特性は得られなかった。例えば、好適なイ
ンダクタンスは作成され得す、能動RCn路の手法によ
って置換されるのみであった。また利用し得るキヤ・ξ
シタンスは小さく、品質も低かった。さらに拡散形また
は埋込形の抵抗の抵抗値も温度に依存し、か々りの非直
線性を有していた。従って、数10にΩを越える抵抗値
になる吉急速に技術的困難が増大した。このような状況
から、限界周波数または共振周波数が約2 )椎 Q kT(z以下の選択回路を実現するには、特別な構
成を採らねばならなかった。
本発明の課題は、標準的な、6イボーラ技術で製造〒き
、かつ選択性回路の周波数領域をかなり低い周波数まで
拡張できる、フィルタ回路用の制御可能な積分器を提供
することである。さらに本発明の持分器は、温度依存性
を補償すると共に、電流消費が小さく、制御性が大きく
なければならない。
、かつ選択性回路の周波数領域をかなり低い周波数まで
拡張できる、フィルタ回路用の制御可能な積分器を提供
することである。さらに本発明の持分器は、温度依存性
を補償すると共に、電流消費が小さく、制御性が大きく
なければならない。
問題点を解決するための手段
本発明によればこの課題は、冒頭で述べたバイポーラ集
積化フィルタ用の積分器において、次のようにして解決
される。すなわち、電1七−電流変換器が2つのトラン
ジスタを有し、こわらトランジスタのエミッタが変換抵
抗を介して相互に結合され、かつこれらエミッタに接続
された2つの電流源から給電されるようにし、電流分配
乗算器が対数ダイオード、差動段およびカレントミラー
を有し、対数ダイオードに2つのトランジスタのコレク
タ電流が加えら11、差動段が制御可能な電流源から給
電され、かつカレントミラーに作用し、このカレントミ
ラーの出力側が積分増幅器の入力側と接続されている、
ようにしたのである。
積化フィルタ用の積分器において、次のようにして解決
される。すなわち、電1七−電流変換器が2つのトラン
ジスタを有し、こわらトランジスタのエミッタが変換抵
抗を介して相互に結合され、かつこれらエミッタに接続
された2つの電流源から給電されるようにし、電流分配
乗算器が対数ダイオード、差動段およびカレントミラー
を有し、対数ダイオードに2つのトランジスタのコレク
タ電流が加えら11、差動段が制御可能な電流源から給
電され、かつカレントミラーに作用し、このカレントミ
ラーの出力側が積分増幅器の入力側と接続されている、
ようにしたのである。
実施例
次に、図面を参照しながら実施例について本発明の詳細
な説明する。
な説明する。
第1図は、本発明による制御可能な積分器の実施例を示
している。この図で、積分器の電圧−電流変換器1は、
トランジスタTl、T2およびそのエミッタ側に接続さ
れた電流源Ql。
している。この図で、積分器の電圧−電流変換器1は、
トランジスタTl、T2およびそのエミッタ側に接続さ
れた電流源Ql。
Q2から成っている。2つのトランジスタのエミッタ間
には、変換抵抗R□が接続されている。電流源は、有利
には相互に同一に構成され、また従来技術に従って、共
通のペース電圧に接続されたトランジスタから成ってい
る。このペース電圧は、複数の積分器に対して同時に発
生される。トラン・ジスタTl、T2のベース端子は回
路の差動入力側を形成している。入力抵抗を高くするた
めに、差動入力側の前にエミッタホロワを接続してもよ
い。
には、変換抵抗R□が接続されている。電流源は、有利
には相互に同一に構成され、また従来技術に従って、共
通のペース電圧に接続されたトランジスタから成ってい
る。このペース電圧は、複数の積分器に対して同時に発
生される。トラン・ジスタTl、T2のベース端子は回
路の差動入力側を形成している。入力抵抗を高くするた
めに、差動入力側の前にエミッタホロワを接続してもよ
い。
ここで抵抗Rkをエミッタの内部抵抗よりも大きくす力
2ば、端子9,10を介して電耶−電流変換器1から電
流分配用乗算器2へ流れる電流I9.工10は、次式で
表わさ力る。
2ば、端子9,10を介して電耶−電流変換器1から電
流分配用乗算器2へ流れる電流I9.工10は、次式で
表わさ力る。
工9=I+(U5−U4 )/Rk
110=I−(U5−U4 )/Rk
ただし、電流源Ql 、C2の電流は互いに等しいと見
なし、■で表わす(工1=工2二■)。またU4 、U
5は、正確には確定できない差動点に対する2つの入力
側に現われる電圧である。この差!IflI点は、例え
げ給電端子8、あるいはアース点である。電流工9.I
IOは、乗算器2の中でダイオードとして働(トランジ
スタT3.T4に作用する。ここで生じた差電圧は、ト
ランジスタT5.T6から成る差動段に供給される。こ
の差動段は、トランジスタT7.T8から成るカレント
ミラーに作用する。その結果、T5.T6を流わる電流
の差が、端子11を介して積分増幅器3へ流れる。この
場合、電流源Q8t’に流工stが乗算率を決定する。
なし、■で表わす(工1=工2二■)。またU4 、U
5は、正確には確定できない差動点に対する2つの入力
側に現われる電圧である。この差!IflI点は、例え
げ給電端子8、あるいはアース点である。電流工9.I
IOは、乗算器2の中でダイオードとして働(トランジ
スタT3.T4に作用する。ここで生じた差電圧は、ト
ランジスタT5.T6から成る差動段に供給される。こ
の差動段は、トランジスタT7.T8から成るカレント
ミラーに作用する。その結果、T5.T6を流わる電流
の差が、端子11を介して積分増幅器3へ流れる。この
場合、電流源Q8t’に流工stが乗算率を決定する。
バイポーラトランジスタの簡単な特性曲線方程式は次式
で表わされる。
で表わされる。
■。−■。。ホexp(Ubo/Ut)上式で工。はコ
レクタ電流、Ubeはペース−エミッタ電圧、Ut−k
T/qは温度電圧、稲。はコレクク遮断電流である。こ
の式から、端子11に現わわる電流工11が次のように
導出できる。
レクタ電流、Ubeはペース−エミッタ電圧、Ut−k
T/qは温度電圧、稲。はコレクク遮断電流である。こ
の式から、端子11に現わわる電流工11が次のように
導出できる。
X 11 = (U4−U5戸工。t/(Rk黄2餐工
)この等式から分るように、軍1流■Stは乗算的に作
用する。ここで注意すべきことは、トランジスタ特性曲
線の非直線性が、(近似的に見て)乗算器の直線性に影
響しないことである。経験によれば、偏差を0.5%以
下に抑えることは容易である。
)この等式から分るように、軍1流■Stは乗算的に作
用する。ここで注意すべきことは、トランジスタ特性曲
線の非直線性が、(近似的に見て)乗算器の直線性に影
響しないことである。経験によれば、偏差を0.5%以
下に抑えることは容易である。
積分増幅器3の構成素子である増幅器の増幅度を十分に
太き(すれば、端子6に現われる出力電圧U6は次のよ
うになる。
太き(すれば、端子6に現われる出力電圧U6は次のよ
うになる。
U6−エ11簀dt / C1+ U60=(U4−U
5)薫lst餐dt/(Rkそ■簀G!、)+U6゜こ
こでC工は積分キャパシタンスであり、U3Oは詳しく
示さない差動点に対する出力電圧U6の初期値である。
5)薫lst餐dt/(Rkそ■簀G!、)+U6゜こ
こでC工は積分キャパシタンスであり、U3Oは詳しく
示さない差動点に対する出力電圧U6の初期値である。
各々のバイポーラトランジスタがnpn形であるかpn
p形であるかは図に示しである。ここで端子11に生じ
る電位が給電端子7の電位よりもほぼ順電圧だけ低い時
にのみ、トランジスタT5〜Tおから成るユニットは正
常に機能する。積分コンデンサCiと並列な空乏層キャ
・ξシタンスにhは有利に利用できる)は、導通方向に
作用しない。
p形であるかは図に示しである。ここで端子11に生じ
る電位が給電端子7の電位よりもほぼ順電圧だけ低い時
にのみ、トランジスタT5〜Tおから成るユニットは正
常に機能する。積分コンデンサCiと並列な空乏層キャ
・ξシタンスにhは有利に利用できる)は、導通方向に
作用しない。
第1図を見れば、本発明が従来技術に比べて優れている
ことが一目で分る。図のように電圧−電流変換器を構成
すれば、付加的な演算増幅器および少くとも3つの抵抗
を要する従来の加算段を使用せずに、差を形成すること
ができる。[+示の実施例では抵抗はRklつだけでよ
いので、収容に必要なスペースの点で有利である。前述
のように電流源Q、、Q2が簡単なトランジスタであれ
ば、端子8における下側給電電比を2倍の111電化分
上f!T!lる値よ1〕小さく且端子7における上側給
電電圧を順電圧を越えない分だけ下回る値の範囲の同相
範囲が得ら力、る。従って、図示の回路は既存の給電電
圧を良好に使用でき、また比較的低い給電電圧U7−U
3に適している。抵抗Rkには遮断電流は流れないので
、その制御は対称的に行なうことができ、またその非直
線性の影響は小さい。■。、〈2そ工とするためには、
電流工11を小さく、積分器の時定数を大きくする。こ
の積分器から形成されるフィルタ回路の中では、フィル
タ特性は小さな値に変換される。電流比を100または
それ以上にすることは難しくないので、フィルタを使用
し得る周波数範囲をかなり低い周波数まで拡大すること
ができる。電流源Q8tを調節または制御すれば、フィ
ルタ特性を調節可能とし、あるいは信号に依存して制御
することができる。また、フィルタ回路のすべての電流
源の温度依存性を適切に選定すれば、1’jOの積の温
度依存性は影響しなくなる。
ことが一目で分る。図のように電圧−電流変換器を構成
すれば、付加的な演算増幅器および少くとも3つの抵抗
を要する従来の加算段を使用せずに、差を形成すること
ができる。[+示の実施例では抵抗はRklつだけでよ
いので、収容に必要なスペースの点で有利である。前述
のように電流源Q、、Q2が簡単なトランジスタであれ
ば、端子8における下側給電電比を2倍の111電化分
上f!T!lる値よ1〕小さく且端子7における上側給
電電圧を順電圧を越えない分だけ下回る値の範囲の同相
範囲が得ら力、る。従って、図示の回路は既存の給電電
圧を良好に使用でき、また比較的低い給電電圧U7−U
3に適している。抵抗Rkには遮断電流は流れないので
、その制御は対称的に行なうことができ、またその非直
線性の影響は小さい。■。、〈2そ工とするためには、
電流工11を小さく、積分器の時定数を大きくする。こ
の積分器から形成されるフィルタ回路の中では、フィル
タ特性は小さな値に変換される。電流比を100または
それ以上にすることは難しくないので、フィルタを使用
し得る周波数範囲をかなり低い周波数まで拡大すること
ができる。電流源Q8tを調節または制御すれば、フィ
ルタ特性を調節可能とし、あるいは信号に依存して制御
することができる。また、フィルタ回路のすべての電流
源の温度依存性を適切に選定すれば、1’jOの積の温
度依存性は影響しなくなる。
既述のように、反転増幅器■1の入力側には、端子7の
給電電位に近い遮断電位が加わらなけれげならない。こ
の条件を充たすための最も簡単な方法は、第2図に示す
ように、入力段をトランジスタT、から形成し、そのエ
ミッタを給電線路7と接続し、そのベースによって入力
側11を形成することである。)・ランジスクT9は、
カレントミラーの1〜ランジスクT7 、T8と同じ導
電形にしなければならない。
給電電位に近い遮断電位が加わらなけれげならない。こ
の条件を充たすための最も簡単な方法は、第2図に示す
ように、入力段をトランジスタT、から形成し、そのエ
ミッタを給電線路7と接続し、そのベースによって入力
側11を形成することである。)・ランジスクT9は、
カレントミラーの1〜ランジスクT7 、T8と同じ導
電形にしなければならない。
図示のようなカレントミラーを用いると、トランジスタ
T7.T8のペース電流が装置の対称性を損なう。また
増幅器■、の入力トランジスタT9のペース電流も障害
となることがある。
T7.T8のペース電流が装置の対称性を損なう。また
増幅器■、の入力トランジスタT9のペース電流も障害
となることがある。
しかし、入力トランジスタT9にトランジスタT7.T
8と同じペース電流を供給すれば、このような障害は相
殺される。そのためには、制御電流工stを所定の値に
W^1節すればよい。また、入力トランジスタT、のコ
レクタを制御可能な別の電流源Qst+と接続すわば、
制御電流工。、と無関係な補償を行なうことができる。
8と同じペース電流を供給すれば、このような障害は相
殺される。そのためには、制御電流工stを所定の値に
W^1節すればよい。また、入力トランジスタT、のコ
レクタを制御可能な別の電流源Qst+と接続すわば、
制御電流工。、と無関係な補償を行なうことができる。
この場合、電流源Q8,1の電流■st ]を制御電流
源Q8tの電流Tstと等しくすれば有利である。その
時、反転増幅器■、の残りの部分V工′tこは、Qst
+の電流を分岐させてはならない。七のため、v□′の
入力抵抗を大きくする。
源Q8tの電流Tstと等しくすれば有利である。その
時、反転増幅器■、の残りの部分V工′tこは、Qst
+の電流を分岐させてはならない。七のため、v□′の
入力抵抗を大きくする。
部分■、′は、大きな電流増幅度を有する簡単なインピ
ーダンス変換器として構成することができる。入力トラ
ンジスタT9のエミッターベースダイオードがカレント
ミラートランジスタT7.T8のエミッターペースダイ
オードの2倍の面積を有するようにすれば、あるいはト
ランジスタT7. T8と等しい2つのトランジスタの
並列回路から入力トランジスタを構成すれば、最適の対
称性が得られ、従って最適の補償をすることができる。
ーダンス変換器として構成することができる。入力トラ
ンジスタT9のエミッターベースダイオードがカレント
ミラートランジスタT7.T8のエミッターペースダイ
オードの2倍の面積を有するようにすれば、あるいはト
ランジスタT7. T8と等しい2つのトランジスタの
並列回路から入力トランジスタを構成すれば、最適の対
称性が得られ、従って最適の補償をすることができる。
、S、イボーラ技術−トの積分キャノξνタンスは、有
利には次のように構成される。つまり、その1つの電極
として大面積補助トランジスタの低抵抗エミッタ領域を
用い、他方の電5極としては算 導電帯面を用いるのである。2つの電極は、酸化物によ
って相互に絶縁することができる。この場合、印加′電
圧の極性が変化せず、空乏層キヤ・ξシタンスの印加電
圧に対する依存性が許容できるなら、補助トランジスタ
の1または2一つの空乏層をエミツクー導電帯−キャ・
ξシタンスに並列接続することができる。
利には次のように構成される。つまり、その1つの電極
として大面積補助トランジスタの低抵抗エミッタ領域を
用い、他方の電5極としては算 導電帯面を用いるのである。2つの電極は、酸化物によ
って相互に絶縁することができる。この場合、印加′電
圧の極性が変化せず、空乏層キヤ・ξシタンスの印加電
圧に対する依存性が許容できるなら、補助トランジスタ
の1または2一つの空乏層をエミツクー導電帯−キャ・
ξシタンスに並列接続することができる。
図示のように積分器3を構成すわば、空乏層キャノξシ
タンスを利用することができる。なぜなら、反転増幅器
V工の入力電位が給′T4L電圧にほぼ等しく、また通
常制御時にはコンデンサC1を介して降下する電圧の極
性が変化しないから゛である。このようにして、必要な
結晶面を30%またはそれ以上節減することができる。
タンスを利用することができる。なぜなら、反転増幅器
V工の入力電位が給′T4L電圧にほぼ等しく、また通
常制御時にはコンデンサC1を介して降下する電圧の極
性が変化しないから゛である。このようにして、必要な
結晶面を30%またはそれ以上節減することができる。
以上説明したようなペース電流の補償は、回路素子のば
らつきその他の影響があるので、完全に行なうことはで
きない。またベース′醒流には僅かながら非直線性もあ
る。このような欠点は、第3図に示す付加的なトランジ
スタを用いてかなり除去することができる。第3図fは
、入力トランジスタT、の前にエミッタホロワT1□が
接続されている。また、トランジスタT7.T8のペー
スは、エミッタホロワT1□を介してトランジスタT7
のコレクタに接続される。従って、電流負荷の完全な
対称性が低いレベルで回復される。差動段のトランジス
タT5゜T6の飽和を防止するためには、対数ダイオー
ドT3.T4 の′電位を降下させなければならない。
らつきその他の影響があるので、完全に行なうことはで
きない。またベース′醒流には僅かながら非直線性もあ
る。このような欠点は、第3図に示す付加的なトランジ
スタを用いてかなり除去することができる。第3図fは
、入力トランジスタT、の前にエミッタホロワT1□が
接続されている。また、トランジスタT7.T8のペー
スは、エミッタホロワT1□を介してトランジスタT7
のコレクタに接続される。従って、電流負荷の完全な
対称性が低いレベルで回復される。差動段のトランジス
タT5゜T6の飽和を防止するためには、対数ダイオー
ドT3.T4 の′電位を降下させなければならない。
そのために対数ダイオードT3.T4は、ダイオードと
して用いられるトランジスタT10または抵抗を介して
給電電圧と接続される。
して用いられるトランジスタT10または抵抗を介して
給電電圧と接続される。
第4図はべき乗特性低域フィルタの回路を示している。
この低域フィルタはゲンゼル(Gθ−nsel )の提
案した方法([フエルンメルデテヒニーク(Fernm
rldetechnik ) j 1972年12月号
第3頁参照)に従って開発された。この例では、第2の
制御可能な積分器St工2は、第1および第3の積分器
S、工1、St工3の2倍の積分キャノξシタンスを有
している。
案した方法([フエルンメルデテヒニーク(Fernm
rldetechnik ) j 1972年12月号
第3頁参照)に従って開発された。この例では、第2の
制御可能な積分器St工2は、第1および第3の積分器
S、工1、St工3の2倍の積分キャノξシタンスを有
している。
発明の効果
本発明の積分器は、標準的なバイポーラ技術によって製
造でき、またそ刺によって選択性回路の周波数領域をか
なり低い範囲まで拡張できる。さらに本発明の積分器は
、温度依存性を補償できると同時に、電流消費が小さく
、制御が大きくなるよう構成できる。
造でき、またそ刺によって選択性回路の周波数領域をか
なり低い範囲まで拡張できる。さらに本発明の積分器は
、温度依存性を補償できると同時に、電流消費が小さく
、制御が大きくなるよう構成できる。
第1図は本発明による制御可能な積分器の実施例を示す
図、第2図は同じく本発明による積分器の別の実施例を
示す図、第3図は積分器の第3の実施例を示す図、第4
図はゲンゼルの提案によるべき乗特性低域フィルタの回
路を示す図である。 l・電圧−電流変換器、2・・・電流分配乗算器、3・
・・積分増幅器、T1〜T、2・・トランジスタ、R8
・・変換抵抗、Q+ + Q2 + Qst + Qs
t+・・電流源、Vl・・反転増幅器、C1・・積分コ
ンデンサ (19)
図、第2図は同じく本発明による積分器の別の実施例を
示す図、第3図は積分器の第3の実施例を示す図、第4
図はゲンゼルの提案によるべき乗特性低域フィルタの回
路を示す図である。 l・電圧−電流変換器、2・・・電流分配乗算器、3・
・・積分増幅器、T1〜T、2・・トランジスタ、R8
・・変換抵抗、Q+ + Q2 + Qst + Qs
t+・・電流源、Vl・・反転増幅器、C1・・積分コ
ンデンサ (19)
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 冨圧−電流斐換器、電流分配用乗算器、および積分
増幅器を有する、バイポーラ集積化フィルタ用の制御可
能な積分器において、電圧−電流変換器(1)が2つの
トランジスタ(T、、T2)を有し、該トランジスタは
そのエミッタが変換抵抗(Rk)を介して相反に結合さ
ね、かつ該エミッタに接続された2カ電流源(Ql、Q
2)から給電され、電流分配乗算器(2)が、対数ダイ
オード(T3.T4)、差動段(T5.T6)およびカ
レントミラー(T7.T8)を有し、対数ダイオード(
T3゜T4)に2つのトランジスタ(T1.T2)のコ
レクタ電流が加えら力、差動段(T5.T6)は制御可
能な電流源(Q8t)から給電さ力、かつカレントミラ
ー(T7.T8)に作用し、該カレントミラーの出力側
が積分増幅器(3)の入力側と接続されている、ことを
特徴とする制御可能な積分器。 2 ′亀Hニー電流変換器(1)の2つのトランジスタ
(T、、T2)のペースが回路装置全体の差動入力側を
形成している特許請求の範囲第1項記載の制御可能な積
分器。 3 電圧−電流変換器(1)の電流源(Ql、Q2)が
トランジスタから形成され、該トランジスタが共通のペ
ース電圧と接続されている特許請求の範囲第1頃または
第2項記載の制御可能な積分器。 4−:流分配乗算器(2)の対数ダイオードが第3およ
び第4のトランジスタ(T3.T4)から成り、該トラ
ンジスタのペースおよびコレクタが給電電圧(7)と接
続され、また第5および第6のトランジスタ(T5.T
6)から成る差動段の入カイ1すが対数ダイオードと接
続されている特許請求の範囲第1項から第3項のいずれ
か1項記載の制御可能な積分器。 5 電流分配乗算器のカレントミラーが2つの(2) トランジスタ(T7 r T8)から成1)、該トラン
ジスタの導電形が差動段のトランジスタの導電形に対し
て相補的であ1)、前記カレンI・ミラーのトランジス
タ(T7.T8)のエミッタが給電電圧(7)と接続さ
れ、ペースは差動段のトランジスタの被数コレククのう
ちの1つと接続さね、該コレクタは前記カレントミラー
のトランジスタのコレクタとも接続され、またその学−
のコレクタ接続が電流分配乗算器の出力側を形成してい
る特許請求の範囲第1項から第4項のいずれか1項記載
の制御可能な積分器。 6 積分増幅器が、反転増幅器(■、)およびその入力
側と出力側との間に接続された積分コンデンサ(C1)
から形成され、該41″↑分コンデンサの少く吉も一部
分が空乏層キャノξシタンスから成る特許請求の範囲第
1項から第5項のいずれか1項記載の制御可能なAI!
1分増幅器。 7 反転増幅器(vl)の入力回路が、カレントミラー
の1〜ランジスタ(T7. T8)と同じ導電形のトラ
ンジスタ(T9)から形成され、該入力回路のトランジ
スタ(T9)のエミッタがカレントミラーのトランジス
タのエミッタと同じ給電電圧と接続され、該トランジス
タ(T9)のペースが反転増幅器の入力側を形成してい
る特許請求の範囲第1項から第6項のいずれか1項記載
の制御可能なノ貢分器。 8 反転増幅器(■i)の入力トランジスタ(T。 )のコレクタが、制御可能な別の電流源(Qst+ )
と接続されている特許請求の範囲第1項から第7項のい
ずれか1項記載の制御可能な積分器。 94看分増幅器の制御可能な電流源(Qstt)が電流
分配乗算器の制御可能な電流源(Q8t)と同じ電流を
供給する特許請求の範囲第1項から第8項のいずれか1
項記載の制御可能な積分器。 10 反転増幅器(V工)の入力トランジスタ(T9)
のエミッターペースダイオードが、カレントミラーのト
ランジスタ(T7.T8)のエミッターペースダイオー
ドの2倍の面積を有し、または入力トランジスタ(T、
)が前記トランジスタ(T7.T8) に等しい2つの
トランジスタの並列回路から成っている特許請求の範囲
第1項から第9項のいずれか1¥1記載の制御可能な積
分器。 11、電流分配乗算器(2)の対数ダイオードが、抵抗
、または別のダイオ−F(T、o)を介して給電電圧(
7)と接続され、カレントミラー回路(T7. T8)
にエミッタホロワ(T1.)が設けられ、該エミッタホ
ロワ(T、、)は2つのトランジスタ(T7.T8)の
ペースをトランジスタ(T7)のコレクタと接続してお
り、また反転増幅器(V□)の入力トランジスタ(T9
)にエミッタホロワ(T、□)が前置接続されている特
許請求の範囲第1項から第10項のいずれか1項記載の
制御可能な積分器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3408220.4 | 1984-03-07 | ||
DE19843408220 DE3408220A1 (de) | 1984-03-07 | 1984-03-07 | Steuerbarer integrator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60206316A true JPS60206316A (ja) | 1985-10-17 |
JPH0572628B2 JPH0572628B2 (ja) | 1993-10-12 |
Family
ID=6229726
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60043853A Granted JPS60206316A (ja) | 1984-03-07 | 1985-03-07 | 制御可能な積分器 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US4734598A (ja) |
JP (1) | JPS60206316A (ja) |
KR (1) | KR920006292B1 (ja) |
DE (1) | DE3408220A1 (ja) |
GB (1) | GB2155267B (ja) |
HK (1) | HK29489A (ja) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3408220A1 (de) * | 1984-03-07 | 1985-09-12 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Steuerbarer integrator |
JPH0770975B2 (ja) * | 1988-01-26 | 1995-07-31 | シャープ株式会社 | 波形変換回路 |
FR2656427B1 (fr) * | 1989-12-22 | 1992-03-13 | Cit Alcatel | Circuit de mesure du niveau d'un signal electrique comprenant des moyens de correction de decalage et application aux amplificateurs a commande automatique de gain. |
US5093628A (en) * | 1990-02-26 | 1992-03-03 | Digital Equipment Corporation Of Canada, Ltd. | Current-pulse integrating circuit and phase-locked loop |
DE4017738A1 (de) * | 1990-06-01 | 1991-12-05 | Thomson Brandt Gmbh | Komparatorschaltung fuer einen integrator |
NL9002154A (nl) * | 1990-10-04 | 1992-05-06 | Philips Nv | Companderende stroom-modus transconductor-c integrator. |
DE4124585A1 (de) * | 1991-07-24 | 1993-01-28 | Siemens Ag | Steuerbare schaltungsanordnung |
US5245222A (en) * | 1992-02-28 | 1993-09-14 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Method and apparatus for buffering electrical signals |
JP3470818B2 (ja) * | 1992-04-30 | 2003-11-25 | アジレント・テクノロジーズ・インク | プログラム可能な充電電流と極性を有する単位利得正帰還積分器 |
GB2292856B (en) * | 1994-08-31 | 1999-04-28 | Texas Instruments Ltd | Bus driver |
US5570049A (en) * | 1995-05-30 | 1996-10-29 | Exar Corporation | Transconductor element for high speed GM-C integrated filters |
JPH09214257A (ja) * | 1996-01-30 | 1997-08-15 | Fujitsu Ltd | 動作点補償方式 |
FR2792474B1 (fr) * | 1999-04-13 | 2001-06-29 | St Microelectronics Sa | Circuit de sortie de signal numerique |
FR2853148B1 (fr) * | 2003-03-24 | 2008-11-14 | Fed Mogul Systems Prot Group | Gaine de blindage electro-magnetique notamment pour proteger des faisceaux de cables dans l'aeronautique. |
RU2602377C1 (ru) * | 2015-09-23 | 2016-11-20 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учрежедение высшего профессионального образования "Юго-Западный государственный университет" (ЮЗГУ) | Аналоговый интегратор последовательности импульсных сигналов |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3805091A (en) * | 1972-06-15 | 1974-04-16 | Arp Instr | Frequency sensitive circuit employing variable transconductance circuit |
JPS5326554A (en) * | 1976-08-24 | 1978-03-11 | Sony Corp | Tr ansistor circuit |
JPS5545224A (en) * | 1978-09-26 | 1980-03-29 | Sony Corp | Filter circuit |
US4374335A (en) * | 1980-05-19 | 1983-02-15 | Precision Monolithics, Inc. | Tuneable I.C. active integrator |
JPS58161413A (ja) * | 1982-03-18 | 1983-09-26 | Sony Corp | 多目的フイルタ |
JPS592410A (ja) * | 1982-06-28 | 1984-01-09 | Sony Corp | 電流増幅器 |
DE3408220A1 (de) * | 1984-03-07 | 1985-09-12 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Steuerbarer integrator |
-
1984
- 1984-03-07 DE DE19843408220 patent/DE3408220A1/de active Granted
-
1985
- 1985-02-25 KR KR1019850001167A patent/KR920006292B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-02-26 US US06/706,294 patent/US4734598A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-03-07 GB GB08505931A patent/GB2155267B/en not_active Expired
- 1985-03-07 JP JP60043853A patent/JPS60206316A/ja active Granted
-
1988
- 1988-03-28 US US07/192,092 patent/US4855626A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-04-06 HK HK294/89A patent/HK29489A/xx not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
INTEGRATION OF ANALOG FILTERS IN A BIPOLAR PROCESS=1982 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
HK29489A (en) | 1989-04-14 |
GB2155267A (en) | 1985-09-18 |
JPH0572628B2 (ja) | 1993-10-12 |
DE3408220C2 (ja) | 1991-07-04 |
US4734598A (en) | 1988-03-29 |
KR920006292B1 (ko) | 1992-08-03 |
DE3408220A1 (de) | 1985-09-12 |
GB8505931D0 (en) | 1985-04-11 |
GB2155267B (en) | 1987-12-09 |
KR850006748A (ko) | 1985-10-16 |
US4855626A (en) | 1989-08-08 |
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