JP3022587B2 - 平衡フィルタ回路 - Google Patents
平衡フィルタ回路Info
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力信号を供給するためのフィルタ入力端
子と出力信号を取り出すためのフィルタ出力端子とを有
する平衡フィルタ回路であって、 ・ フィルタ入力端子にそれぞれ結合された反転入力端
子及び非反転入力端子と、フィルタ出力端子にそれぞれ
結合された反転出力端子及び非反転出力端子とを有する
平衡増幅器と、 ・ 第１及び第２フィルタ抵抗を具える少なくとも１対
のフィルタ抵抗とを具えた平衡フィルタ回路に関するも
のである。
子と出力信号を取り出すためのフィルタ出力端子とを有
する平衡フィルタ回路であって、 ・ フィルタ入力端子にそれぞれ結合された反転入力端
子及び非反転入力端子と、フィルタ出力端子にそれぞれ
結合された反転出力端子及び非反転出力端子とを有する
平衡増幅器と、 ・ 第１及び第２フィルタ抵抗を具える少なくとも１対
のフィルタ抵抗とを具えた平衡フィルタ回路に関するも
のである。
（従来の技術） このようなフィルタ回路は米国特許第4509019号明細
書から既知である。これに開示されているフィルタ回路
は複数個の平衡増幅器とこれら増幅器に接続されたフィ
ルタ抵抗対及びキャパシタ対とから成る。フィルタを同
調し得るようにするために、この既知のフィルタ回路で
は全てのフィルタ抵抗をMOSトランジスタで構成し、そ
の抵抗値をMOSトランジスタの制御電極の可変電圧によ
り調整し得るようにしている。この方法はフィルタ抵抗
値の比較的小さな変化を可能にするだけであるため、フ
ィルタの制限された同調範囲が得られるだけである。欧
州特許願第0270156号から他の方法が既知である。この
場合には、フィルタ抵抗をトランスコンダクタンスを可
調整電流源で調整し得るようにしたトランスコンダクタ
ンス回路で構成している。トランスコンダクタンス回路
は１対のフィルタ抵抗（その値はトランスコンダクタン
スに逆比例する）のように動作する。トランスコンダク
タンス及び従ってこのようなトランスコンダクタンス回
路の抵抗値は比較的広い範囲に亘って制御することがで
きる。
書から既知である。これに開示されているフィルタ回路
は複数個の平衡増幅器とこれら増幅器に接続されたフィ
ルタ抵抗対及びキャパシタ対とから成る。フィルタを同
調し得るようにするために、この既知のフィルタ回路で
は全てのフィルタ抵抗をMOSトランジスタで構成し、そ
の抵抗値をMOSトランジスタの制御電極の可変電圧によ
り調整し得るようにしている。この方法はフィルタ抵抗
値の比較的小さな変化を可能にするだけであるため、フ
ィルタの制限された同調範囲が得られるだけである。欧
州特許願第0270156号から他の方法が既知である。この
場合には、フィルタ抵抗をトランスコンダクタンスを可
調整電流源で調整し得るようにしたトランスコンダクタ
ンス回路で構成している。トランスコンダクタンス回路
は１対のフィルタ抵抗（その値はトランスコンダクタン
スに逆比例する）のように動作する。トランスコンダク
タンス及び従ってこのようなトランスコンダクタンス回
路の抵抗値は比較的広い範囲に亘って制御することがで
きる。
（発明が解決しようとする課題） しかし、１対のフィルタ抵抗に対し可調整電流源を具
えた１つのトランスコンダクタンス回路が必要とされる
ため、フィルタ回路が複雑になればなるほどトランスコ
ンダクタンス回路のための電子回路素子の数及び従って
これら回路に関連する電流消費が増大する。
えた１つのトランスコンダクタンス回路が必要とされる
ため、フィルタ回路が複雑になればなるほどトランスコ
ンダクタンス回路のための電子回路素子の数及び従って
これら回路に関連する電流消費が増大する。
本発明の目的は比較的広い制御範囲を有するが構造が
簡単で電流消費が比較的小さい平衡フィルタ回路を提供
することにある。
簡単で電流消費が比較的小さい平衡フィルタ回路を提供
することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明は、この目的のために、頭書に記載した種類の
平衡フィルタ回路において、当該平衡フィルタ回路は更
に可制御平衡電流マルチプライヤを具え、該電流マルチ
プライヤの第１及び第２電流入力端子をそれぞれ前記第
１及び第２フィルタ抵抗に接続し、該電流マルチプライ
ヤの第１及び第２電流出力端子をそれぞれ前記平衡増幅
器の反転入力端子及び非反転入力端子に接続したことを
特徴とする。
平衡フィルタ回路において、当該平衡フィルタ回路は更
に可制御平衡電流マルチプライヤを具え、該電流マルチ
プライヤの第１及び第２電流入力端子をそれぞれ前記第
１及び第２フィルタ抵抗に接続し、該電流マルチプライ
ヤの第１及び第２電流出力端子をそれぞれ前記平衡増幅
器の反転入力端子及び非反転入力端子に接続したことを
特徴とする。
この可制御平衡電流マルチプライヤによって、フィル
タ抵抗対のそれぞれのフィルタ抵抗を流れる電流をこれ
ら電流が平衡増幅器の入力端子に供給される前に可調整
係数倍して変化させることができる。この電流マルチプ
ライヤがフィルタ回路に及ぼす効果は可変抵抗又は可変
トランスコンダクタンス回路がフィルタ回路に及ぼす効
果と等価である。今、一群のフィルタ抵抗対が１つの平
衡増幅器の入力端子に結合されている場合、入力端子に
供給される総合電流をたった１つの平衡電流マルチプラ
イヤで変化させることができる。従って一群の全フィル
タ抵抗を等価的に１つの調整部材で調整することができ
ることになる。この結果として、構成素子の数が著しく
減少し、全電流消費も著しく減少する。
タ抵抗対のそれぞれのフィルタ抵抗を流れる電流をこれ
ら電流が平衡増幅器の入力端子に供給される前に可調整
係数倍して変化させることができる。この電流マルチプ
ライヤがフィルタ回路に及ぼす効果は可変抵抗又は可変
トランスコンダクタンス回路がフィルタ回路に及ぼす効
果と等価である。今、一群のフィルタ抵抗対が１つの平
衡増幅器の入力端子に結合されている場合、入力端子に
供給される総合電流をたった１つの平衡電流マルチプラ
イヤで変化させることができる。従って一群の全フィル
タ抵抗を等価的に１つの調整部材で調整することができ
ることになる。この結果として、構成素子の数が著しく
減少し、全電流消費も著しく減少する。
本発明平衡フィルタ回路の第１の実施例においては、
前記平衡電流マルチプライヤは第１導電型の第１及び第
２トランジスタの差動対を具え、それらのコレクタをそ
の第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合し、それら
のエミッタを第１電流源に結合し、それらのベースをそ
の第１及び第２電流入力端子にそれぞれ結合すると共に
第１及び第２半導体接合を経て第２電流源に結合し、前
記第１及び第２電流源の少なくとも一方を可調整にす
る。
前記平衡電流マルチプライヤは第１導電型の第１及び第
２トランジスタの差動対を具え、それらのコレクタをそ
の第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合し、それら
のエミッタを第１電流源に結合し、それらのベースをそ
の第１及び第２電流入力端子にそれぞれ結合すると共に
第１及び第２半導体接合を経て第２電流源に結合し、前
記第１及び第２電流源の少なくとも一方を可調整にす
る。
このような平衡電流マルチプライヤ回路自体は「I.E.
E.E.Journal of Solid State Circuits Vol.SC−３」19
68年12月、pp.353−365,「A new Wide−Band Amplifiel
Technique」から既知である。第１及び第２トランジス
タと第１及び第２半導体接合はいわゆるトランスリニア
ループを構成する。半導体接合電流とその接合間電圧と
の間の既知の指数関係により、第１及び第２トランジス
タを流れる電流と第１及び第２半導体接合を流れる電流
との比が第１及び第２電流源を流れる電流と同一の比に
なることを証明することができる。この平衡電流マルチ
プライヤの電流増幅率は第１及び／又は第２電流源を可
調整することにより変化させることができる。
E.E.Journal of Solid State Circuits Vol.SC−３」19
68年12月、pp.353−365,「A new Wide−Band Amplifiel
Technique」から既知である。第１及び第２トランジス
タと第１及び第２半導体接合はいわゆるトランスリニア
ループを構成する。半導体接合電流とその接合間電圧と
の間の既知の指数関係により、第１及び第２トランジス
タを流れる電流と第１及び第２半導体接合を流れる電流
との比が第１及び第２電流源を流れる電流と同一の比に
なることを証明することができる。この平衡電流マルチ
プライヤの電流増幅率は第１及び／又は第２電流源を可
調整することにより変化させることができる。
本発明平衡フィルタ回路の第２の実施例においては、
前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子をそ
れぞれバッファ段を介して他のフィルタ抵抗対の第１及
び第２抵抗に結合し、これらバッファ段は前記他のフィ
ルタ抵抗対の第１及び第２抵抗を経てバッファ電流を引
き出すようにする。
前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子をそ
れぞれバッファ段を介して他のフィルタ抵抗対の第１及
び第２抵抗に結合し、これらバッファ段は前記他のフィ
ルタ抵抗対の第１及び第２抵抗を経てバッファ電流を引
き出すようにする。
この場合、平衡増幅器の反転及び非反転出力端子は一
般に複数のフィルタ抵抗対及びフィルタキャパシタ対に
接続されるが、これらの抵抗及びキャパシタを流れる信
号電流は平衡増幅器により低出力インピーダンスを有す
るバッファ段を介して供給される。
般に複数のフィルタ抵抗対及びフィルタキャパシタ対に
接続されるが、これらの抵抗及びキャパシタを流れる信
号電流は平衡増幅器により低出力インピーダンスを有す
るバッファ段を介して供給される。
バッファ段のバイアス電流を接続されたフィルタ抵抗
を経て流すようにすると、これらフィルタ抵抗に接続さ
れた平衡電流マルチプライヤの第２電流源のバイアス電
流が同時にバッファ段のバイアス電流として作用する。
この場合、電流消費が減少する。また、バッファ段のた
めに別個のバイアス電流源を必要としないため、構成素
子も節約される。このバイアス電流の供給は負帰還抵抗
として接続されたフィルタ抵抗により達成することもで
きる。この目的のために、本発明平衡フィルタ回路の第
３の実施例においては、前記平衡増幅器の反転及び非反
転出力端子をそれぞれバッファ段を介して前記第１及び
第２フィルタ抵抗に結合し、これらバッファ段はそれぞ
れ前記第２及び第１フィルタ抵抗を経てバイアス電流を
引き出すようにする。
を経て流すようにすると、これらフィルタ抵抗に接続さ
れた平衡電流マルチプライヤの第２電流源のバイアス電
流が同時にバッファ段のバイアス電流として作用する。
この場合、電流消費が減少する。また、バッファ段のた
めに別個のバイアス電流源を必要としないため、構成素
子も節約される。このバイアス電流の供給は負帰還抵抗
として接続されたフィルタ抵抗により達成することもで
きる。この目的のために、本発明平衡フィルタ回路の第
３の実施例においては、前記平衡増幅器の反転及び非反
転出力端子をそれぞれバッファ段を介して前記第１及び
第２フィルタ抵抗に結合し、これらバッファ段はそれぞ
れ前記第２及び第１フィルタ抵抗を経てバイアス電流を
引き出すようにする。
本発明の第４の実施例においては、前記平衡電流マル
チプライヤの第１及び第２電流出力端子間に、第１導電
型と反対の第２導電型の２個の電流源トランジスタを具
えた負荷回路を配置し、これら電流源トランジスタのエ
ミッタを電源端子に接続し、それらのコレクタを前記第
１及び第２トランジスタのコレクタに接続し、それらの
ベースを半導体接合を経て第２導電型の制御トランジス
タのエミッタに接続し、この制御トランジスタのベース
を前記第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合された
第１及び第２負荷抵抗の共通接続点に接続する。
チプライヤの第１及び第２電流出力端子間に、第１導電
型と反対の第２導電型の２個の電流源トランジスタを具
えた負荷回路を配置し、これら電流源トランジスタのエ
ミッタを電源端子に接続し、それらのコレクタを前記第
１及び第２トランジスタのコレクタに接続し、それらの
ベースを半導体接合を経て第２導電型の制御トランジス
タのエミッタに接続し、この制御トランジスタのベース
を前記第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合された
第１及び第２負荷抵抗の共通接続点に接続する。
斯る実施例によれば、フィルタ回路の広い制御範囲が
得られる。
得られる。
前記負荷回路は平衡電流マルチプライヤの出力電流内
の同相モード成分を抑圧し、その結果として差動モード
成分に対し広い制御範囲が得られる。このような負荷回
路自体は前述の欧州特許願第0270156号から既知である
が、平衡電流マルチプライヤと組み合わされていない。
の同相モード成分を抑圧し、その結果として差動モード
成分に対し広い制御範囲が得られる。このような負荷回
路自体は前述の欧州特許願第0270156号から既知である
が、平衡電流マルチプライヤと組み合わされていない。
本発明平衡フィルタ回路の第５の実施例においては、
前記平衡増幅器は第１導電型の２個のトランジスタの差
動対を具え、それらのコレクタをその反転出力端子及び
非反転出力端子にそれぞれ接続し、それらのベースをそ
の非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続し、
且つ前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出
力端子を第１導電型の第１及び第２電圧ホロワトランジ
スタを経て前記平衡増幅器の反転及び非反転入力端子に
それぞれ結合する。
前記平衡増幅器は第１導電型の２個のトランジスタの差
動対を具え、それらのコレクタをその反転出力端子及び
非反転出力端子にそれぞれ接続し、それらのベースをそ
の非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続し、
且つ前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出
力端子を第１導電型の第１及び第２電圧ホロワトランジ
スタを経て前記平衡増幅器の反転及び非反転入力端子に
それぞれ結合する。
この場合、第１及び第２電圧ホロワトランジスタが平
衡増幅器の差動対の２個のトランジスタに対する低出力
インピーダンスの駆動段になる。その結果、平衡増幅器
の簡単な構成が可能になる。これら電圧ホロワトランジ
スタは平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出力
端子への電流供給と平衡増幅器の反転及び非反転入力端
子への電流供給とを有効に分離してフィルタの精度を高
める。
衡増幅器の差動対の２個のトランジスタに対する低出力
インピーダンスの駆動段になる。その結果、平衡増幅器
の簡単な構成が可能になる。これら電圧ホロワトランジ
スタは平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出力
端子への電流供給と平衡増幅器の反転及び非反転入力端
子への電流供給とを有効に分離してフィルタの精度を高
める。
図面につき本発明を説明する。
第１図は平衡フィルタ回路の詳細を示す。このフィル
タは反転入力端子11及び非反転入力端子12と反転出力端
子13及び非反転出力端子14とを有する１個以上の平衡増
幅器10を基礎とする。入力端子及び出力端子は平衡であ
り、これはこれら端子を流れる信号がほぼ等しい大きさ
で反対位相であることを意味する。増幅器はその入力端
子及び出力端子に接続された複数対の等しいフィルタ抵
抗及びフィルタキャパシタで取り囲まれ、これらフィル
タ抵抗対及びフィルタキャパシタ対によりフィルタ回路
のフィルタ伝達特性を決定する。一例では、フィルタ抵
抗対20A/20B,21A/21B,22A/22B及びキャパシタ対23A/23
B,24A/24Bを増幅器10の非反転入力端子12及び反転入力
端子11に接続する。これらの対は他の平衡増幅器（図示
せず）の出力端子又は当該増幅器の出力端子又はフィル
タ処理すべき信号を供給する回路入力端子（図示せず）
に接続する。一例では、フィルタ抵抗対25A/25B,27A/27
B及びフィルタキャパシタ対26A/26Bを同様に平衡増幅器
10の反転出力端子13及び非反転出力端子14に接続する。
本例では抵抗対27A/27Bを第２平衡増幅器の入力端子に
接続すると共に、抵抗対25A/25B及びキャパシタ対26A/2
6Bを更に他の平衡増幅器（図示せず）の入力端子に接続
する。これら増幅器の１つの増幅器の出力端子をフィル
タ処理した信号を取り出す出力端子（図示せず）に接続
する。抵抗及びキャパシタの設け方によりフィルタ回路
のフィルタ特性が決まる。多くの変更や組み合せが可能
であり、前記米国特許第4509019号明細書に記載されて
いる。全てのフィルタ素子、抵抗及びキャパシタを信号
電流が流れ、これら電流は各対の素子で互いに逆相であ
る。第１図においてこれを抵抗対27A/27BにつきiA/iBで
示してある。これらのフィルタ回路では、一般に全ての
フィルタ素子をフィルタ回路の１平衡増幅器の出力端子
又はフィルタ入力端子の１つと、同一又は他の平衡増幅
器の入力端子の１つ（仮想アース点のように動作しそれ
自体何の電流も流さない）との間に接続する。
タは反転入力端子11及び非反転入力端子12と反転出力端
子13及び非反転出力端子14とを有する１個以上の平衡増
幅器10を基礎とする。入力端子及び出力端子は平衡であ
り、これはこれら端子を流れる信号がほぼ等しい大きさ
で反対位相であることを意味する。増幅器はその入力端
子及び出力端子に接続された複数対の等しいフィルタ抵
抗及びフィルタキャパシタで取り囲まれ、これらフィル
タ抵抗対及びフィルタキャパシタ対によりフィルタ回路
のフィルタ伝達特性を決定する。一例では、フィルタ抵
抗対20A/20B,21A/21B,22A/22B及びキャパシタ対23A/23
B,24A/24Bを増幅器10の非反転入力端子12及び反転入力
端子11に接続する。これらの対は他の平衡増幅器（図示
せず）の出力端子又は当該増幅器の出力端子又はフィル
タ処理すべき信号を供給する回路入力端子（図示せず）
に接続する。一例では、フィルタ抵抗対25A/25B,27A/27
B及びフィルタキャパシタ対26A/26Bを同様に平衡増幅器
10の反転出力端子13及び非反転出力端子14に接続する。
本例では抵抗対27A/27Bを第２平衡増幅器の入力端子に
接続すると共に、抵抗対25A/25B及びキャパシタ対26A/2
6Bを更に他の平衡増幅器（図示せず）の入力端子に接続
する。これら増幅器の１つの増幅器の出力端子をフィル
タ処理した信号を取り出す出力端子（図示せず）に接続
する。抵抗及びキャパシタの設け方によりフィルタ回路
のフィルタ特性が決まる。多くの変更や組み合せが可能
であり、前記米国特許第4509019号明細書に記載されて
いる。全てのフィルタ素子、抵抗及びキャパシタを信号
電流が流れ、これら電流は各対の素子で互いに逆相であ
る。第１図においてこれを抵抗対27A/27BにつきiA/iBで
示してある。これらのフィルタ回路では、一般に全ての
フィルタ素子をフィルタ回路の１平衡増幅器の出力端子
又はフィルタ入力端子の１つと、同一又は他の平衡増幅
器の入力端子の１つ（仮想アース点のように動作しそれ
自体何の電流も流さない）との間に接続する。
このような平衡フィルタ回路の同調周波数を調整し得
るようにするために、全ての抵抗を可調整にする。第２
図は可調整抵抗の２つの既知の例を示す。第2a図の例で
は、抵抗をMOSトランジスタ30,31と置き換えて、その順
方向抵抗値をMOSトランジスタの制御電極32,33の制御電
圧Vcで調整可能にする。この例は米国特許第4509019号
から既知であり、MOSトランジスタの抵抗値を調整し得
る範囲がかなり制限される欠点を有する。第2b図はフィ
ルタ抵抗対を電流源37で調整し得るトランスコンダクタ
ンスを有するトランスコンダクタンス回路36と置き換え
た回路を示す。トランスコンダクタンス回路36は端子38
及び39の平衡信号電圧を２つの平衡信号電流＋i,−ｉに
変換し、平衡増幅器10の入力端子12,11へと流す。第2b
図に示す回路は欧州特許願第0270156号から既知であ
り、広い可調整範囲を有するが、各フィルタ抵抗対ごと
に可調整電流源を具えた１つのトランスコンダクタンス
回路を必要とする。第１図に示すようなフィルタ回路に
おいては、抵抗対20A/20B,21A/21B及び22A/22Bに対し各
々可調整電流源を具えた３つのトランスコンダクタンス
回路を必要とする。平衡フィルタ回路がもう少し複雑に
なると、必要とする構成素子の数及び関連する電流消費
が急激に増大する。
るようにするために、全ての抵抗を可調整にする。第２
図は可調整抵抗の２つの既知の例を示す。第2a図の例で
は、抵抗をMOSトランジスタ30,31と置き換えて、その順
方向抵抗値をMOSトランジスタの制御電極32,33の制御電
圧Vcで調整可能にする。この例は米国特許第4509019号
から既知であり、MOSトランジスタの抵抗値を調整し得
る範囲がかなり制限される欠点を有する。第2b図はフィ
ルタ抵抗対を電流源37で調整し得るトランスコンダクタ
ンスを有するトランスコンダクタンス回路36と置き換え
た回路を示す。トランスコンダクタンス回路36は端子38
及び39の平衡信号電圧を２つの平衡信号電流＋i,−ｉに
変換し、平衡増幅器10の入力端子12,11へと流す。第2b
図に示す回路は欧州特許願第0270156号から既知であ
り、広い可調整範囲を有するが、各フィルタ抵抗対ごと
に可調整電流源を具えた１つのトランスコンダクタンス
回路を必要とする。第１図に示すようなフィルタ回路に
おいては、抵抗対20A/20B,21A/21B及び22A/22Bに対し各
々可調整電流源を具えた３つのトランスコンダクタンス
回路を必要とする。平衡フィルタ回路がもう少し複雑に
なると、必要とする構成素子の数及び関連する電流消費
が急激に増大する。
本発明によるこの問題の解決手段を第３図に示してあ
る。第３図において対応する部分には第１図と同一の参
照番号を付してある。本例では抵抗対20A/20B,21A/21B
及び22A/22Bを平衡電流マルチプライヤ40の平衡電流入
力端子41,42に接続し、その平衡電流出力端子43,44を平
衡増幅器10の入力端子12,11に接続する。キャパシタ対2
3A/23B及び24A/24Bを第１図と同様に増幅器10の入力端
子12,11に直接接続する。電流マルチプライヤは抵抗対2
0A/20B,21A/21B及び22A/22Bの電流分i20,i21及びi22の
総合平衡入力電流i20＋i21＋i22を可調整部材80により
調整し得る係数倍だけ増幅するものである。電流出力端
子43及び44に得られた平衡出力電流＋iM及び−iMは平衡
増幅器10の入力端子が接続された接続点へと流れる。第
３図に示すこの平衡フィルタ回路では、フィルタ抵抗自
身ではなく、これら抵抗から平衡増幅器の入力端子との
接続点へと流れる電流が調整される。これらの電流を電
流マルチプライヤの電流入力端子に集めれば、接続され
たフィルタ抵抗対の総合作用を１つの可調整電流マルチ
プライヤのみにより調整することができる。複雑な平衡
フィルタ回路においては、これにより回路素子及び電流
消費の著しい節約が得られる。全ての関連する制御部材
を同時に作動させることによりフィルタ回路全体の同調
周波数を調整することができる。
る。第３図において対応する部分には第１図と同一の参
照番号を付してある。本例では抵抗対20A/20B,21A/21B
及び22A/22Bを平衡電流マルチプライヤ40の平衡電流入
力端子41,42に接続し、その平衡電流出力端子43,44を平
衡増幅器10の入力端子12,11に接続する。キャパシタ対2
3A/23B及び24A/24Bを第１図と同様に増幅器10の入力端
子12,11に直接接続する。電流マルチプライヤは抵抗対2
0A/20B,21A/21B及び22A/22Bの電流分i20,i21及びi22の
総合平衡入力電流i20＋i21＋i22を可調整部材80により
調整し得る係数倍だけ増幅するものである。電流出力端
子43及び44に得られた平衡出力電流＋iM及び−iMは平衡
増幅器10の入力端子が接続された接続点へと流れる。第
３図に示すこの平衡フィルタ回路では、フィルタ抵抗自
身ではなく、これら抵抗から平衡増幅器の入力端子との
接続点へと流れる電流が調整される。これらの電流を電
流マルチプライヤの電流入力端子に集めれば、接続され
たフィルタ抵抗対の総合作用を１つの可調整電流マルチ
プライヤのみにより調整することができる。複雑な平衡
フィルタ回路においては、これにより回路素子及び電流
消費の著しい節約が得られる。全ての関連する制御部材
を同時に作動させることによりフィルタ回路全体の同調
周波数を調整することができる。
第４図は平衡電流マルチプライヤの一実施例を示す。
この図において、対応する部分には第１図と同一の参照
番号を付してある。差動対として接続した２個のnpnト
ランジスタT1及びT2のエミッタをバイアス電流I1を供給
する第１バイアス電流源45に接続し、それらのベースを
電流入力端子41及び42にそれぞれ接続し、コレクタを電
流出力端子43及び44にそれぞれ接続する。バイアス電流
I2を供給する第２バイアス電流源46をそれぞれ半導体接
続D1及びD2を経て電流入力端子41及び42に接続する。半
導体接合の代わりにダイオードとして接続したnpnトラ
ンジスタを用いることもできる。トランジスタT1及びT2
のベース−エミッタ接合及び半導体接合D1及びD2はトラ
ンスリニアループを構成する。半導体接合を流れる電流
と半導体接合間の電圧との間の既知の指数関数により、
電流出力端子43及び44と電流入力端子41及び42との間の
信号電流増幅率ｉout/iinがバイアス電流源45及び46の
バイアス電流の比I1/I2に等しくなることを証明するこ
とができる。第１又は第２バイアス電流源を可調整にす
れば平衡電流マルチプライヤ40の電流増幅率を調整する
ことができる。この場合、この可調整電流源が第３図の
可調整部材として作用することになる。
この図において、対応する部分には第１図と同一の参照
番号を付してある。差動対として接続した２個のnpnト
ランジスタT1及びT2のエミッタをバイアス電流I1を供給
する第１バイアス電流源45に接続し、それらのベースを
電流入力端子41及び42にそれぞれ接続し、コレクタを電
流出力端子43及び44にそれぞれ接続する。バイアス電流
I2を供給する第２バイアス電流源46をそれぞれ半導体接
続D1及びD2を経て電流入力端子41及び42に接続する。半
導体接合の代わりにダイオードとして接続したnpnトラ
ンジスタを用いることもできる。トランジスタT1及びT2
のベース−エミッタ接合及び半導体接合D1及びD2はトラ
ンスリニアループを構成する。半導体接合を流れる電流
と半導体接合間の電圧との間の既知の指数関数により、
電流出力端子43及び44と電流入力端子41及び42との間の
信号電流増幅率ｉout/iinがバイアス電流源45及び46の
バイアス電流の比I1/I2に等しくなることを証明するこ
とができる。第１又は第２バイアス電流源を可調整にす
れば平衡電流マルチプライヤ40の電流増幅率を調整する
ことができる。この場合、この可調整電流源が第３図の
可調整部材として作用することになる。
第５図は負荷回路を具えた平衡電流マルチプライヤの
回路図を示す。この図において、対応する部分には第３
及び第４図と同一の参照符号を付してある。pnp電流源
トランジスタT3及びT4をトランジスタT1及びT2のコレク
タと直列に接続し、トランジスタT1及びT3のコレクタを
互いに接続すると共にトランジスタT2及びT3のコレクタ
を互いに接続する。トランジスタT3及びT4のエミッタを
正電源端子に接続する。負荷回路は更に２個の等しい抵
抗47及び48を具え、これら抵抗を電流出力端子43及び44
間に直列に接続する。これら抵抗の共通接続点をpnpト
ランジスタT5のベースに接続し、そのコレクタを負電源
端子に接続し、そのエミッタをダイオードD3を経て電流
源トランジスタT3及びT4のベースに接続する。トランジ
スタT5は抵抗47及び48の共通接続点を固定の直流電圧に
維持し、トランジスタT5のベース電流は小さいためにほ
ぼ同一の直流電圧が電流出力端子43及び44に与えられ
る。高いコレクタインピーダンスのためにトランジスタ
T3及びT4を流れる信号電流は無視し得る。抵抗47及び48
の値は電流出力端子43及び44に接続すべき負荷の抵抗値
に対し大きく選択して抵抗47,48を小さな信号電流のみ
が流れるようにする。電流出力端子43及び44に接続され
た増幅器10の負帰還作用によりこれら出力端子間に得ら
れる信号電圧が極めて小さくなる。従って、抵抗47及び
48を流れる電流を実際上無視し得る小電流にするのにこ
れら抵抗の値RLを極めて高い値にする必要がなくなる。
従って、この負荷回路は電流出力端子43及び44の調整電
流及び調整電圧の有効な同相分除去をもたらすと共に、
電流出力端子43及び44の平衡出力信号の高い差動増幅を
もたらす。
回路図を示す。この図において、対応する部分には第３
及び第４図と同一の参照符号を付してある。pnp電流源
トランジスタT3及びT4をトランジスタT1及びT2のコレク
タと直列に接続し、トランジスタT1及びT3のコレクタを
互いに接続すると共にトランジスタT2及びT3のコレクタ
を互いに接続する。トランジスタT3及びT4のエミッタを
正電源端子に接続する。負荷回路は更に２個の等しい抵
抗47及び48を具え、これら抵抗を電流出力端子43及び44
間に直列に接続する。これら抵抗の共通接続点をpnpト
ランジスタT5のベースに接続し、そのコレクタを負電源
端子に接続し、そのエミッタをダイオードD3を経て電流
源トランジスタT3及びT4のベースに接続する。トランジ
スタT5は抵抗47及び48の共通接続点を固定の直流電圧に
維持し、トランジスタT5のベース電流は小さいためにほ
ぼ同一の直流電圧が電流出力端子43及び44に与えられ
る。高いコレクタインピーダンスのためにトランジスタ
T3及びT4を流れる信号電流は無視し得る。抵抗47及び48
の値は電流出力端子43及び44に接続すべき負荷の抵抗値
に対し大きく選択して抵抗47,48を小さな信号電流のみ
が流れるようにする。電流出力端子43及び44に接続され
た増幅器10の負帰還作用によりこれら出力端子間に得ら
れる信号電圧が極めて小さくなる。従って、抵抗47及び
48を流れる電流を実際上無視し得る小電流にするのにこ
れら抵抗の値RLを極めて高い値にする必要がなくなる。
従って、この負荷回路は電流出力端子43及び44の調整電
流及び調整電圧の有効な同相分除去をもたらすと共に、
電流出力端子43及び44の平衡出力信号の高い差動増幅を
もたらす。
第１及び３図から明らかなように、平衡増幅器10の反
転出力端子13及び非反転出力端子14には複数の回路網素
子が負荷される。これは一般に既存の全ての平衡増幅器
についていえる。これらの全回路網素子に信号電流を供
給し得るようにするためにはこれらの出力端子を十分低
い出力インピーダンスにする必要がある。これは出力端
子にバッファ段を設けることにより達成される。これら
のバッファ段は任意の適当な方法で構成することができ
るが、それらの直流電流バイアスに関しては各出力端子
のバッファ段に別々にバイアス電流源を設ける必要があ
る。
転出力端子13及び非反転出力端子14には複数の回路網素
子が負荷される。これは一般に既存の全ての平衡増幅器
についていえる。これらの全回路網素子に信号電流を供
給し得るようにするためにはこれらの出力端子を十分低
い出力インピーダンスにする必要がある。これは出力端
子にバッファ段を設けることにより達成される。これら
のバッファ段は任意の適当な方法で構成することができ
るが、それらの直流電流バイアスに関しては各出力端子
のバッファ段に別々にバイアス電流源を設ける必要があ
る。
本発明によれば、電流マルチプライヤのバイアス電流
源46を同時に平衡増幅器のバッファ段のバイアス電流源
として用いることにより素子及び電流消費を有利に減少
させることができる。第６図はバッファ増幅器を具えた
平衡フィルタ回路の一例を示し、第１〜５図と対応する
部分には同一の参照番号を付してある。増幅器10の反転
出力端子13及び比反転出力端子14をバッファ段50及び55
のそれぞれの入力端子51及び56にそれぞれ接続する。バ
ッファ段50の出力端子52をフィルタ抵抗25A,27A及び29A
に接続し、次いで電流マルチプライヤ60,61及び40の電
源入力端子に接続する。同様に、バッファ段55の出力端
子57をそれぞれフィルタ抵抗25B,27B及び29Bを経て電流
マルチプライヤ60,61及び40の他方の入力端子に接続す
る。バッファ段50のバイアス電流の一部はその正電源端
子53からフィルタ抵抗29A及びダイオードD1を経て電流
マルチプライヤ40のバイアス電流源46へと流れる。バッ
ファ段50のバイアス電流の他の部分はフィルタ抵抗25A
及び27A及び電流マルチプライヤ60及び61の対応するダ
イオードを経て関連するバイアス電流源へと流れる。バ
ッファ段55にも同様にしてバイアス電流が供給される。
源46を同時に平衡増幅器のバッファ段のバイアス電流源
として用いることにより素子及び電流消費を有利に減少
させることができる。第６図はバッファ増幅器を具えた
平衡フィルタ回路の一例を示し、第１〜５図と対応する
部分には同一の参照番号を付してある。増幅器10の反転
出力端子13及び比反転出力端子14をバッファ段50及び55
のそれぞれの入力端子51及び56にそれぞれ接続する。バ
ッファ段50の出力端子52をフィルタ抵抗25A,27A及び29A
に接続し、次いで電流マルチプライヤ60,61及び40の電
源入力端子に接続する。同様に、バッファ段55の出力端
子57をそれぞれフィルタ抵抗25B,27B及び29Bを経て電流
マルチプライヤ60,61及び40の他方の入力端子に接続す
る。バッファ段50のバイアス電流の一部はその正電源端
子53からフィルタ抵抗29A及びダイオードD1を経て電流
マルチプライヤ40のバイアス電流源46へと流れる。バッ
ファ段50のバイアス電流の他の部分はフィルタ抵抗25A
及び27A及び電流マルチプライヤ60及び61の対応するダ
イオードを経て関連するバイアス電流源へと流れる。バ
ッファ段55にも同様にしてバイアス電流が供給される。
バッファ段50はベース、エミッタ及びコレクタをそれ
ぞれ入力端子51、出力端子52及び電源端子53に接続した
エミッタホロワとして接続したトランジスタで構成する
ことができる。エミッタホロワの代わりに、もっと複雑
な回路も可能であり、電源端子53からバッファ段へ流れ
る全バイアス電流を出力端子52及び接続されたフィルタ
抵抗を経て負電源へ流出させる必要はない。他のバッフ
ァ段もバッファ段50と同様に構成することができる。
ぞれ入力端子51、出力端子52及び電源端子53に接続した
エミッタホロワとして接続したトランジスタで構成する
ことができる。エミッタホロワの代わりに、もっと複雑
な回路も可能であり、電源端子53からバッファ段へ流れ
る全バイアス電流を出力端子52及び接続されたフィルタ
抵抗を経て負電源へ流出させる必要はない。他のバッフ
ァ段もバッファ段50と同様に構成することができる。
第７図は平衡増幅器10に結合された平衡電流マルチプ
ライヤ40の一実施例の詳細回路図を示す。この図でも第
１〜６図と対応する部分には同一の参照番号を付してあ
る。電流マルチプライヤ40の負荷回路は第５図の負荷回
路にnpn電圧ホロワトランジスタT6及びT7を付加したも
のであり、これらトランジスタT6及びT7のベースを電流
出力端子43及び44にそれぞれ接続すると共にそれらのコ
レクタを正電源端子に接続する。本例では抵抗47及び48
を電流出力端子43及び44に接続しないでトランジスタT6
及びT7のエミッタに接続する。トランジスタT6のエミッ
タを平衡増幅器10の非反転入力端子12に接続すると共に
電流源75で給電する。同様にトランジスタT7のエミッタ
を反転入力端子11及び電流源77に接続する。平衡増幅器
10の入力段はnpn差動対T15,T16から成り、それらのエミ
ッタを電流源76に接続すると共にそれらのベースを非反
転入力端子12及び反転入力端子11にそれぞれ接続する。
トランジスタの組合せT6/T15及びT7/T16は電流出力端子
43及び44に対し高オームインピーダンスのように作用
し、信号電流が平衡増幅器の入力端子11,12へ流れるの
を阻止する。このようにして信号電流がフィルタ素子内
に維持され、その結果として平衡フィルタ回路全体の精
度が増大する。
ライヤ40の一実施例の詳細回路図を示す。この図でも第
１〜６図と対応する部分には同一の参照番号を付してあ
る。電流マルチプライヤ40の負荷回路は第５図の負荷回
路にnpn電圧ホロワトランジスタT6及びT7を付加したも
のであり、これらトランジスタT6及びT7のベースを電流
出力端子43及び44にそれぞれ接続すると共にそれらのコ
レクタを正電源端子に接続する。本例では抵抗47及び48
を電流出力端子43及び44に接続しないでトランジスタT6
及びT7のエミッタに接続する。トランジスタT6のエミッ
タを平衡増幅器10の非反転入力端子12に接続すると共に
電流源75で給電する。同様にトランジスタT7のエミッタ
を反転入力端子11及び電流源77に接続する。平衡増幅器
10の入力段はnpn差動対T15,T16から成り、それらのエミ
ッタを電流源76に接続すると共にそれらのベースを非反
転入力端子12及び反転入力端子11にそれぞれ接続する。
トランジスタの組合せT6/T15及びT7/T16は電流出力端子
43及び44に対し高オームインピーダンスのように作用
し、信号電流が平衡増幅器の入力端子11,12へ流れるの
を阻止する。このようにして信号電流がフィルタ素子内
に維持され、その結果として平衡フィルタ回路全体の精
度が増大する。
平衡増幅器10にも、電流マルチプライヤ40と同様に、
トランジスタT10,T11,T12,T13,T14、ダイオードD4及び
抵抗70及び71を具え、これら素子をトランジスタT1/T2
に対する素子T3,T4,T6,T7,T5,D3,47及び48と同様に接続
した負荷回路を設ける。トランジスタT12及びT13は電圧
ホロワとして接続してバッファ段として作用させる。こ
れらバッファ段には、破線で示すように、上述したよう
にフィルタ抵抗を介して調整電流を供給することができ
る。
トランジスタT10,T11,T12,T13,T14、ダイオードD4及び
抵抗70及び71を具え、これら素子をトランジスタT1/T2
に対する素子T3,T4,T6,T7,T5,D3,47及び48と同様に接続
した負荷回路を設ける。トランジスタT12及びT13は電圧
ホロワとして接続してバッファ段として作用させる。こ
れらバッファ段には、破線で示すように、上述したよう
にフィルタ抵抗を介して調整電流を供給することができ
る。
本発明は上述した実施例にのみ限定されるものではな
い。平衡電流マルチプライヤ及び平衡増幅器は任意に適
当に構成とすることができ、MOSトランジスタにより等
価な結果を得ることができる。また、図示のバイポーラ
トランジスタを用いる実施例においては、npnトランジ
スタとpnpトランジスタを交換することもでき、この場
合には電源電圧の極性も適当に逆にする必要がある。
い。平衡電流マルチプライヤ及び平衡増幅器は任意に適
当に構成とすることができ、MOSトランジスタにより等
価な結果を得ることができる。また、図示のバイポーラ
トランジスタを用いる実施例においては、npnトランジ
スタとpnpトランジスタを交換することもでき、この場
合には電源電圧の極性も適当に逆にする必要がある。
第１図は平衡フィルタ回路の一般的な構成図、 第２図は平衡フィルタ回路内の可変抵抗の既知の実現方
法を示す図、 第３図は本発明平衡フィルタ回路の一実施例の構成図、 第４図は平衡電流マルチプライヤの一実施例の構成図、 第５図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤの一実施例の構成図、 第６図は本発明平衡フィルタ回路の他の実施例の構成
図、 第７図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤ及び平衡増幅器の回路図である。 10……平衡増幅器 20A/20B,21A/21B,22A/22B,25A/25B,27A/27B,28A/28B,29
A/29B……フィルタ抵抗対 23A/23B,24A/24B,26A/26B……フィルタキャパシタ対 40……平衡電流マルチプライヤ 80……調整手段 T1,T2……差動対 D1,D2……半導体接合 45,46……第1,第２バイアス電流源 T3,T4,T5,D3,47,48……負荷回路 T3,T4……電流源トランジスタ 50,55……バッファ段 60,61……平衡電流マルチプライヤ T6,T7……電圧ホロワトランジスタ T10,T11,T14,D4,70,71……負荷回路 T12,T13……電圧ホロワトランジスタ T15,T16……差動対
法を示す図、 第３図は本発明平衡フィルタ回路の一実施例の構成図、 第４図は平衡電流マルチプライヤの一実施例の構成図、 第５図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤの一実施例の構成図、 第６図は本発明平衡フィルタ回路の他の実施例の構成
図、 第７図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤ及び平衡増幅器の回路図である。 10……平衡増幅器 20A/20B,21A/21B,22A/22B,25A/25B,27A/27B,28A/28B,29
A/29B……フィルタ抵抗対 23A/23B,24A/24B,26A/26B……フィルタキャパシタ対 40……平衡電流マルチプライヤ 80……調整手段 T1,T2……差動対 D1,D2……半導体接合 45,46……第1,第２バイアス電流源 T3,T4,T5,D3,47,48……負荷回路 T3,T4……電流源トランジスタ 50,55……バッファ段 60,61……平衡電流マルチプライヤ T6,T7……電圧ホロワトランジスタ T10,T11,T14,D4,70,71……負荷回路 T12,T13……電圧ホロワトランジスタ T15,T16……差動対
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04
Claims (7)
- 【請求項１】入力信号を供給するためのフィルタ入力端
子と出力信号を取り出すためのフィルタ出力端子とを有
する平衡フィルタ回路であって、 ・ 反転入力端子及び非反転入力端子と、フィルタ出力
端子にそれぞれ結合された反転出力端子及び非反転出力
端子とを有する平衡増幅器と、 ・ 一端がフィルタ入力端子にそれぞれ接続され、他端
が前記平衡増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子に
それぞれ結合された第１及び第２フィルタ抵抗を具える
少なくとも１対のフィルタ抵抗と、 を具えた平衡フィルタ回路において、当該平衡フィルタ
回路は更に可制御平衡電流マルチプライヤを具え、該電
流マルチプライヤの第１及び第２電流入力端子をそれぞ
れ前記第１及び第２フィルタ抵抗の他端に接続し、該電
流マルチプライヤの第１及び第２電流出力端子をそれぞ
れ前記平衡増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子に
接続したことを特徴とする平衡フィルタ回路。 - 【請求項２】前記平衡電流マルチプライヤは第１導電型
の第１及び第２トランジスタの差動対を具え、それらの
コレクタをその第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結
合し、それらのエミッタを第１電流源に結合し、それら
のベースをその第１及び第２電流入力端子にそれぞれ結
合すると共に第１及び第２半導体接合を経て第２電流源
に結合し、前記第１及び第２電流源の少なくとも一方を
可調整にしたことを特徴とする請求項１記載の平衡フィ
ルタ回路。 - 【請求項３】前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転
出力端子をそれぞれバッファ段を介して他のフィルタ抵
抗対の第１及び第２抵抗に結合し、これらバッファ段は
前記他のフィルタ抵抗対の第１及び第２抵抗を経てバッ
ファ電流を引き出すようにしたことを特徴とする請求項
２記載の平衡フィルタ回路。 - 【請求項４】前記平衡増幅器の反転及び非反転出力端子
をそれぞれバッファ段を介して前記第１及び第２フィル
タ抵抗に結合し、これらバッファ段はそれぞれ前記第２
及び第１フィルタ抵抗を経てバイアス電流を引き出すよ
うにしたことを特徴とする請求項２記載の平衡フィルタ
回路。 - 【請求項５】前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第
２電流出力端子間に、第１導電型と反対の第２導電型の
２個の電流源トランジスタを具えた負荷回路を配置し、
これら電流源トランジスタのエミッタを電源端子に接続
し、それらのコレクタを前記第１及び第２トランジスタ
のコレクタに接続し、それらのベースを半導体接合を経
て第２導電型の制御トランジスタのエミッタに接続し、
この制御トランジスタのベースを前記第１及び第２電流
出力端子にそれぞれ結合された第１及び第２負荷抵抗の
共通接続点に接続したことを特徴とする請求項２〜４の
何れかに記載の平衡フィルタ回路。 - 【請求項６】前記平衡増幅器は第１導電型の２個のトラ
ンジスタの差動対を具え、それらのコレクタをその反転
出力端子及び非反転出力端子にそれぞれ接続し、それら
のベースをその非反転入力端子及び反転入力端子にそれ
ぞれ接続し、且つ前記平衡電流マルチプライヤの第１及
び第２電流出力端子を第１導電型の第１及び第２電圧ホ
ロワトランジスタを経て前記平衡増幅器の反転及び非反
転入力端子にそれぞれ結合したことを特徴とする請求項
５記載の平衡フィルタ回路。 - 【請求項７】前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転
出力端子を第１導電型の第３及び第４電圧ホロワトラン
ジスタのベースにそれぞれ結合し、これらトランジスタ
のエミッタ間に２個の負荷抵抗の直列接続を配置し、こ
れら抵抗の共通接続点を第２導電型の制御トランジスタ
のベースに接続し、この制御トランジスタのエミッタを
半導体接合を経て第２導電型の２個の電流源トランジス
タのベースに接続し、これら電流源トランジスタのコレ
クタを前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端
子にそれぞれ接続すると共にそれらのエミッタを電源端
子に接続したことを特徴とする請求項６記載の平衡フィ
ルタ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8902420 | 1989-09-29 | ||
| NL8902420 | 1989-09-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03278610A JPH03278610A (ja) | 1991-12-10 |
| JP3022587B2 true JP3022587B2 (ja) | 2000-03-21 |
Family
ID=19855371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2254395A Expired - Fee Related JP3022587B2 (ja) | 1989-09-29 | 1990-09-26 | 平衡フィルタ回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5063356A (ja) |
| EP (1) | EP0420341B1 (ja) |
| JP (1) | JP3022587B2 (ja) |
| DE (1) | DE69018184T2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04346508A (ja) * | 1991-05-24 | 1992-12-02 | Fujitsu Ltd | 差動増幅器及びそれを用いたアクティブフィルター |
| JPH0548362A (ja) * | 1991-08-13 | 1993-02-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | リミツタ用増幅器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| NL8602894A (nl) * | 1986-11-14 | 1988-06-01 | Philips Nv | Filterschakeling. |
-
1990
- 1990-09-19 US US07/585,341 patent/US5063356A/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-25 DE DE69018184T patent/DE69018184T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-25 EP EP90202527A patent/EP0420341B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-26 JP JP2254395A patent/JP3022587B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03278610A (ja) | 1991-12-10 |
| US5063356A (en) | 1991-11-05 |
| DE69018184D1 (de) | 1995-05-04 |
| EP0420341A1 (en) | 1991-04-03 |
| DE69018184T2 (de) | 1995-11-02 |
| EP0420341B1 (en) | 1995-03-29 |
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