JPH03278610A - 平衡フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力信号を供給するためのフィルタ入力端子
と出力信号を取り出すためのフィルタ出力端子とを有す
る平衡フィルタ回路であって、フィルタ入力端子にそれ
ぞれ結合された反転入力端子及び非反転入力端子と、フ
ィルタ出力端子にそれぞれ結合された反転出力端子及び
非反転出力端子とを有する平衡増幅器と、第１及び第２
フィルタ抵抗を具える少なくとも１対のフィルタ抵抗と
を具えた平衡フィルタ回路に関するものである。

（従来の技術） このようなフィルタ回路は米国特許第４５０９０１９号
明細書から既知である。これに開示されているフィルタ
回路は複数個の平衡増幅器とこれら増幅器に接続された
フィルタ抵抗対及びキャパシタ対とから成る。フィルタ
を同調し得るようにするために、この既知のフィルタ回
路では全てのフィルタ抵抗をＭＯＳトランジスタで構成
し、その抵抗値をＭＯＳトランジスタの制御電極の可変
電圧により調整し得るようにしている。この方法はフィ
ルタ抵抗値の比較的小さな変化を可能にするだけである
ため、フィルタの制限された同調範囲が得られるだけで
ある。欧州特許願第０２７０１５６号から他の方法が既
知である。この場合には、フィルタ抵抗をトランスコン
ダクタンスを可調整電流源で調整し得るようにしたトラ
ンスコンダクタンス回路で構成している。トランスコン
ダクタンス回路は１対のフィルタ抵抗（その値はトラン
スコンダクタンスに逆比例する）のように動作する。ト
ランスコンダクタンス及び従ってこのようなトランスコ
ンダクタンス回路の抵抗値は比較的広い範囲に亘って制
御することができる。

（発明が解決しようとする課題） しかし、１対のフィルタ抵抗に対し可調整電流源を具え
た１つのトランスコンダクタンス回路が必要とされるた
め、フィルタ回路が複雑になればなるほどトランスコン
ダクタンス回路のための電子回路素子の数及び従ってこ
れら回路に関連する電流消費が増大する。

本発明の目的は比較的広い制御範囲を有するが構造が簡
単で電流消費が比較的小さい平衡フィルタ回路を提供す
ることにある。

（課題を解決するための手段） 本発明は、この目的のために、頭書に記載した種類の平
衡フィルタ回路において、当該平衡フィルタ回路は更に
可制御平衡電流マルチプライヤを具え、該電流マルチプ
ライヤの第１及び第２１流入力端子をそれぞれ前記第１
及び第２フィルタ抵抗に接続し、該電流マルチプライヤ
の第１及び第２１流出力端子をそれぞれ前記平衡増幅器
の反転入力端子及び非反転入力端子に接続したことを特
徴とする。

この可制御平衡電流マルチプライヤによって、フィルタ
抵抗対のそれぞれのフィルタ抵抗を流れる電流をこれら
電流が平衡増幅器の入力端子に供給される前に可調整係
数倍して変化させることができる。この電流マルチプラ
イヤがフィルタ回路に及ぼす効果は可変抵抗又は可変ト
ランスコンダクタンス回路がフィルタ回路に及ぼす効果
と等価である。今、−群のフィルタ抵抗対が１つの平衡
増幅器の入力端子に結合されている場合、入力端子に供
給される総合電流をたった１つの平衡電流マルチプライ
ヤで変化させることができる。従って一群の全フィルタ
抵抗を等価的に１つの調整部材で調整することができる
ことになる。この結果として、構成素子の数が著しく減
少し、全電流消費も著しく減少する。

本発明平衡フィルタ回路の第１の実施例においては、前
記平衡電流マルチプライヤは第１導電型の第１及び第２
トランジスタの差動対を具え、それらのコレクタをその
第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合し、それらの
エミッタを第１電流源に結合し、それらのベースをその
第１及び第２電流入力端子にそれぞれ結合すると共に第
１及び第２半導体接合を経て第２電流源に結合し、前記
第１及び第２電流源の少なくとも一方を可調整にする。

このような平衡電流マルチプライヤ回路自体は’１．Ｅ
、Ｅ、Ｅ、　　Ｊｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ　５ｏｌｉｄ　
５ｔａｔｅ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓＶｏ１．　５Ｃ−３Ｊ　
１９６８年１２月、ｐｐ、３５３−３６５．　　’Ａ　
ｎｅｗＷｉｄｅ−Ｂａｎｄ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅ　Ｊから既知である。第１及び第２トラ
ンジスタと第１及び第２半導体接合はいわゆるトランス
リニアループを構成する。半導体接合電流とその接合間
電圧との間の既知の指数関係により、第１及び第２トラ
ンジスタを流れる電流と第１及び第２半導体接合を流れ
る電流との比が第１及び第２電流源を流れる電流と同一
の比になることを証明することができる。

この平衡電流マルチプライヤの電流増幅率は第１及び／
又は第２電流源を可調整にすることにより変化させるこ
とができる。

本発明平衡フィルタ回路の第２の実施例においては、前
記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子をそれ
ぞれバッファ段を介して他のフィルタ抵抗対の第１及び
第２抵抗に結合し、これらバッファ段は前記他のフィル
タ抵抗対の第１及び第２抵抗を経てバッファ電流を引き
出すようにする。

この場合、平衡増幅器の反転及び非反転出力端子は一般
に複数のフィルタ抵抗対及びフィルタキャパシタ対に接
続されるが、これらの抵抗及びキャパシタを流れる信号
電流は平衡増幅器により低出力インピーダンスを有する
バッファ段を介して供給される。

バッファ段のバイアス電流を接続されたフィルタ抵抗を
経て流すようにすると、これらフィルタ抵抗に接続され
た平衡電流マルチプライヤの第２電流源のバイアス電流
が同時にバッファ段のバイアス電流として作用する。こ
の場合、電流消費が減少する。また、バッファ段のため
に別個のバイアス電流源を必要としないため、構成素子
も節約される。このバイアス電流の供給は負帰還抵抗と
して接続されたフィルタ抵抗により達成することもでき
る。この目的のために、本発明平衡フィルタ回路の第３
の実施例においては、前記平衡増幅器の反転及び非反転
出力端子をそれぞれバッファ段を介して前記第１及び第
２フィルタ抵抗に結合し、これらバッファ段はそれぞれ
前記第２及び第１フィルタ抵抗を経てバイアス電流を引
き出すようにする。

本発明の第４の実施例においては、前記平？＃ＩＮ流マ
ルチプライヤの第１及び第２電流出力端子間に、第１導
電型と反対の第２導電型の２個の電流源トランジスタを
具えた負荷回路を配置し、これら電流源トランジスタの
エミッタを電源端子に接続し、それらのコレクタを前記
第１及び第２トランジスタのコレクタに接続し、それら
のベースを半導体接合を経て第２導電型の制御トランジ
スタのエミッタに接続し、この制御トランジスタのベー
スを前記第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合され
た第１及び第２負荷抵抗の共通接続点に接続する。

斯る実施例によれば、フィルタ回路の広い制御範囲が得
られる。

前記負荷回路は平衡電流マルチプライヤの出力電流内の
同相モード成分を抑圧し、その結果として差動モード成
分に対し広い制御範囲が得られる。

このような負荷回路自体は前述の欧州特許願第０２７０
１５６号から既知であるが、平衡電流マルチプライヤと
組み合わされていない。

本発明平衡フィルタ回路の第５の実施例においては、前
記平衡増幅器は第１導電型の２個のトランジスタの差動
対を具え、それらのコレクタをその反転出力端子及び非
反転出力端子にそれぞれ接続し、それらのベースをその
非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続し、且
つ前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出力
端子を第１導電型の第１及び第２を圧ホロワトランジス
タを経て前記平衡増幅器の反転及び非反転入力端子にそ
れぞれ結合する。

この場合、第１及び第２電圧ホロワトランジスタが平衡
増幅器の差動対の２個のトランジスタに対する低出力イ
ンピーダンスの駆動段になる。その結果、平衡増幅器の
簡単な構成が可能になる。

これら電圧ホロリトランジスタは平衡電流マルチプライ
ヤの第１及び第２電流出力端子への電流供給と平衡増幅
器の反転及び非反転入力端子への電流供給とを有効に分
離してフィルタの精度を高める。

図面につき本発明を説明する。

第１図は平衡フィルタ回路の詳細を示す。このフィルタ
は反転入力端子１１及び非反転入力端子１２と反転出力
端子１３及び非反転出力端子１４とを有する１個以上の
平衡増幅器１０を基礎とする。入力端子及び出力端子は
平衡であり、これはこれら端子を流れる信号がほぼ等し
い大きさで反対位相であることを意味する。増幅器はそ
の入力端子及び出力端子に接続された複数対の等しいフ
ィルタ抵抗及びフィルタキャパシタで取り囲まれ、これ
らフィルタ抵抗対及びフィルタキャパシタ対によりフィ
ルタ回路のフィルタ伝達特性を決定する。−例では、フ
ィルタ抵抗対２ＯＡ／２０Ｂ、　２１Ａ／２１Ｂ、　２
２Ａ／２２Ｂ及びキャパシタ対２３Ａ／２３Ｂ、　２４
Ａ／２４Ｂを増幅器１０の非反転入力端子１２及び反転
入力端子１１に接続する。

これらの対は他の平衡増幅器（図示せず）の出力端子又
は当該増幅器の出力端子又はフィルタ処理すべき信号を
供給する回路入力端子（図示せず）に接続する。−例で
は、フィルタ抵抗対２５＾／２５Ｂ。

２７Ａ／２７Ｂ及びフィルタキャパシタ対２６Ａ／２６
Ｂを同様に平衡増幅器１０の反転出力端子１３及び非反
転出力端子１４に接続する。本例では抵抗対２７Ａ／２
７Ｂを第２平衡増幅器の入力端子に接続すると共に、抵
抗対２５Ａ／２５Ｂ及びキャパシタ対２６Ａ／２６Ｂを
更に他の平衡増幅器（図示せず）の入力端子に接続する
。

これら増幅器の１つの増幅器の出力端子をフィルタ処理
した信号を取り出す出力端子（図示せず）に接続する。

抵抗及びキャパシタの設は方によりフィルタ回路のフィ
ルタ特性が決まる。多くの変更や組合せが可能であり、
前記米国特許第４５０９０１９号明細書に記載されてい
る。全てのフィルタ素子、抵抗及びキャパシタを信号電
流が流れ、これら電流は各対の素子で互いに逆相である
。第１図においてこれを抵抗対２７Ａ／２７Ｂにつきｉ
Ａ／ｉＢで示しである。これらのフィルタ回路では、一
般に全てのフィルタ素子をフィルタ回路の１平衡増幅器
の出力端子又はフィルタ入力端子の１つと、同−又は他
の平衡増幅器の入力端子の１つ（仮想アース点のように
動作しそれ自体何の電流も流さない）との間に接続する
。

このような平衡フィルタ回路の同調周波数を調整し得る
ようにするために、全ての抵抗を可調整にする。第２図
は可調整抵抗の２つの既知の例を示す、第２ａ図の例で
は、抵抗をＭＯＳ　　！−ランジスタ３０、３１と置き
換え、その順方向抵抗値をＭＯＳ　）ランジスタの制御
電極３２．３３の制御電圧Ｖｃで調整可能にする。この
例は米国特許第４５０９０１９号から既知であり、ＭＯ
Ｓトランジスタの抵抗値を調整し得る範囲がかなり制限
される欠点を有する。第２ｂ図はフィルタ抵抗対を電流
源３７で調整し得るトランスコンダクタンスを有するト
ランスコンダクタンス回路３６と置き換えた回路を示す
。トランスコンダクタンス回路３６は端子３８及び３９
の平衡信号電圧を２つの平衡信号電流＋ｉ、−ｉに変換
し、平衡増幅器１０の入力端子１２．１１へと流す。第
２ｂ図に示す回路は欧州特許願第０２７０１５６号から
既知であり、広い可調整範囲を有するが、各フィルタ抵
抗対ごとに可調整電流源を具えた１つのトランスコンダ
クタンス回路を必要とする。第１図に示すようなフィル
タ回路においては、抵抗対２ＯＡ／２０Ｂ、　２１Ａ／
２１Ｂ及び２２Ａ／２２Ｂに対し各々可調整電流源を具
えた３つのトランスコンダクタンス回路を必要とする。

平衡フィルタ回路がもう少し複雑になると、必要とする
構成素子の数及び関連する電流消費が急激に増大する。

本発明によるこの問題の解決手段を第３図に示しである
。第３図において対応する部分には第１図と同一の参照
番号を付しである。本例では抵抗対２ＯＡ／２０Ｂ、　
２１Ａ／２１Ｂ及び２２Ａ／２２Ｂを平衡電流マルチプ
ライヤ４０の平衡電流入力端子４１４２に接続し、その
平衡電流入力端子４３．４４を平衡増幅器１０の入力端
子１２．１１に接続する。キャパシタ対２３Ａ／２３Ｂ
及び２４Ａ／２４Ｂを第１図と同様に増幅器１０の入力
端子１２．１１に直接接続する。電流マルチプライヤは
抵抗対２ＯＡ／２０Ｂ、　２１Ａ／２１Ｂ及び２２Ａ／
２２Ｂの電流分１２０゜ｉ２１及びｉ２２の総合平衡入
力電流ｉ２０　＋　ｉ２１　＋　ｉ２２を可調整部材８
０により調整し得る係数倍だけ増幅するものである。電
流出力端子４３及び４４に得られた平衡出力電流＋ｉＭ
及び−ｉＭは平衡増幅器１０の入力端子が接続された接
続点へと流れる。第３図に示すこの平衡フィルタ回路で
は、フィルタ抵抗自身ではなく、これら抵抗から平衡増
幅器の入力端子との接続点へと流れる電流が調整される
。これらの電流を電流マルチプライヤの電流入力端子に
集めれば、接続されたフィルタ抵抗対の総合作用を１つ
の可調整電流マルチプライヤのみにより調整することが
できる。複雑な平衡フィルタ回路においては、これによ
り回路素子及び電流消費の著しい節約が得られる。全て
の関連する制御部材を同時に作動させることによりフィ
ルタ回路全体の同調周波数を調整することができる。

第４図は平衡電流マルチプライヤの一実施例を示す。こ
の図において、対応する部分には第１図と同一の参照番
号を付しである。差動対として接続した２個のｎｐｎ　
　）ランジスタＴ１及びＴ２のエミッタをバイアス電流
■１を供給する第１バイアス電流源４５に接続し、それ
らのベースを電流入力端子４１及び４２にそれぞれ接続
し、コレクタを電流出力端子４３及び４４にそれぞれ接
続する。バイアス電流Ｉ２を供給する第２バイアス電流
源４６をそれぞれ半導体接続ＤＩ及びＤ２を経て電流入
力端子４１及び４２に接続する。半導体接合の代わりに
ダイオードとして接続したｎｐｎ　　）ランジスタを用
いることもできるトランジスタＴ１及びＴ２のベース−
エミッタ接合及び半導体接合Ｄ１及びＤ２はトランスリ
ニアループを構成する。半導体接合を流れる電流と半導
体接合間の電圧との間の既知の指数間係により、電流出
力端子４３及び４４と電流入力端子４１及び４２との間
の信号電流増幅率１ｏｕｔ／目ｎがバイアス電流源４５
及び４６のバイアス電流の比１１／１２に等しくなるこ
とを証明することができる。第１又は第２バイアス電流
源を可調整にすれば平衡ｉｉ電流マルチプライヤ０の電
流増幅率を調整することができる。この場合、この可調
整電流源が第３図の可調整部材として作用することにな
る。

第５図は負荷回路を具えた平衡電流マルチプライヤの回
路図を示す。この図において、対応する部分には第３及
び第４図と同一の参照符号を付しである＊　Ｉ’ｎｌ）
電流源トランジスタＴ３及びＴ４をトランジスタＴ１及
びＴ２のコレクタと直列に接続し、トランジスタＴ１及
びＴ３のコレクタを互いに接続すると共にトランジスタ
Ｔ２及びＴ４のコレクタを互いに接続する。トランジス
タＴ３及びＴ４のエミッタを正電源端子に接続する。負
荷回路は更に２個の等しい抵抗４７及び４８を具え、こ
れら抵抗を電流出力端子４３及び４４間に直列に接続す
る。これら抵抗の共通接続点をｐｎｐ　　トランジスタ
Ｔ５のベースに接続し、そのコレクタを負電源端子に接
続し、そのエミッタをダイオードＤ３を経て電流源トラ
ンジスタＴ３及びＴ４のベースに接続する。トランジス
タＴ５は抵抗４７及び４８の共通接続点を固定の直流電
圧に維持し、トランジスタＴ５のベース電流は小さいた
めにほぼ同一の直流電圧が電流出力端子４３及び４４に
与えられる。高いコレクタインピーダンスのためにトラ
ンジスタＴ３及びＴ４を流れる信号電流は無視し得る。

抵抗４７及び４８の値は電流出力端子４３及び４４に接
続すべき負荷の抵抗値に対し大きく選択して抵抗４７゜
４８を小さな信号電流のみが流れるようにする。電流出
力端子４３及び４４に接続された増幅器１０の負帰還作
用によりこれら出力端子間に得られる信号電圧が極めて
小さくなる。従って、抵抗４７及び４Ｂを流れる電流を
実際上無視し得る小電流にするのにこれら抵抗の値ＲＬ
を極めて高い値にする必要がなくなる。従って、この負
荷回路は電流出力端子４３及び４４の調整電流及び調整
電圧の有効な同相分除去をもたらすと共に、電流出力端
子４３及び４４の平衡出力信号の高い差動増幅をもたら
す。

第１及び３図から明らかなように、平衡増幅器１０の反
転出力端子１３及び非反転出力端子１４には複璧の回路
網素子が負荷される。これは一般に既存の全ての平衡増
幅器についていえる。これらの全回路網素子に信号電流
を供給し得るようにするためにはこれらの出力端子を十
分低い出力インピーダンスにする必要がある。これは出
力端子にバッファ段を設けることにより達成される。こ
れらのバッファ段は任意の適当な方法で構成することが
できるが、それらの直流電流バイアスに関しては各出力
端子のバッファ段に別々にバイアス電流源を設ける必要
がある。

本発明によれば、電流マルチプライヤのバイアス電流源
４６を同時に平衡増幅器のバッファ段のバイアス電流源
として用いることにより素子及び電流消費を有利に減少
させることができる。第６図はバッファ増幅器を具えた
平衡フィルタ回路の一例を示し、第１〜５図と対応する
部分には同一の参照番号を付しである。増幅器１０の反
転出力端子１３及び比反転出力端子１４をバッファ段５
０及び５５のそれぞれの入力端子５１及び５６にそれぞ
れ接続する。

バッファ段５０の出力端子５２をフィルタ抵抗２５Ａ。

２７Ａ及び２９Ａに接続し、次いで電流マルチプライヤ
６０．６１及び４０の電流入力端子に接続する。同様に
、バッファ段５５の出力端子５７をそれぞれフィルタ抵
抗２５Ｂ、　２７Ｂ及び２９Ｂを経て電流マルチプライ
ヤ６０．６１及び４０の他方の入力端子に接続する。バ
ッファ段５０のバイアス電流の一部はその正電源端子５
３からフィルタ抵抗２９Ａ及びダイオードＤＩを経て電
流マルチプライヤ４０のバイアス’Ｒ’ｌＲ源４６へと
流れる。バッファ段５０のバイアス電流の他の部分はフ
ィルタ抵抗２５Ａ及び２７Ａ及び電流マルチプライヤ６
０及び６１の対応するダイオードを経て関連するバイア
ス電流源へと流れる。バッファ段５５にも同様にしてバ
イアス電流が供給される。

バッファ段５０はベース、エミッタ及びコレクタをそれ
ぞれ入力端子５１、出力端子５２及び電源端子５３に接
続したエミッタホロワとして接続したトランジスタで構
成することができる。エミッタホロワの代わりに、もっ
と複雑な回路も可能であり、電源端子５３からバッファ
段へ流れる全バイアス電流を出力端子５２及び接続され
たフィルタ抵抗を経て負電源へ流出させる必要はない。

他のバッファ段もバ・ンファ段５０と同様に構成するこ
とができる。

第７図は平衡増幅器１０に結合された平衡電流マルチプ
ライヤ４０の一実施例の詳細回路図を示す。

この図でも第１〜６図と対応する部分には同一の参照番
号を付しである。電流マルチプライヤ４０の負荷回路は
第５図の負荷回路にｎｐｎ電圧電圧ホロワトランジスタ
及６Ｔ７を付加したものであり、これらトランジスタＴ
６及びＴ７のベースを電流出力端子４３及び４４にそれ
ぞれ接続すると共にそれらのコレクタを正電源端子に接
続する。本例では抵抗４７及び４８を電流出力端子４３
及び４４に接続しないでトランジスタＴ６及びＴ７のエ
ミッタに接続する。トランジスタＴ６のエミッタを平衡
増幅器ＩＯの非反転入力端子１２に接続すると共に電流
源７５で給電する。同様にトランジスタＴ７のエミッタ
を反転入力端子１１及び電流源７７に接続する。平衡増
幅器１ｏの入力段はｎｐｎ差動対Ｔ１５．　Ｔ１６から
成り、それらのエミッタを電流源７Ｇに接続すると共に
それらのベースを非反転入力端子１２及び反転入力端＋
１１にそれぞれ接続する。トランジスタの組合せＴ６／
Ｔ１５及びＴ７／Ｔ１６は電流出力端子４３及び４４に
対し高オームインピーダンスのように作用し、信号電流
が平衡増幅器の入力端子ＩＬ　１２へ流れるのを阻止す
る。このようにして信号電流がフィルタ素子内に維持さ
れ、その結果として平衡フィルタ回路全体の精度が増大
する。

平衡増幅器１０にも、電流マルチプライヤ４０と同様に
、トランジスタＴＩＯ，Ｔ１１．　ＴＩ２．　Ｔ１３．
　ＴＩ４、ダイオードＤ４及び抵抗７０及び７１を具え
、これら素子をトランジスタＴＩ／Ｔ２に対する素子Ｔ
３．　Ｔ４．　Ｔ６゜Ｔ７．　Ｔ５．　Ｄ３．４７及び
４８と同様に接続した負荷回路を設ける。トランジスタ
Ｔ１．２及びＴ１３は電圧ホロワとして接続してバッフ
ァ段として作用させる。

これらバッファ段には、破線で示すように、上述したよ
うにフィルタ抵抗を介して調整電流を供給することがで
きる。

本発明は上述した実施例にのみ限定されるものではない
。平衡電流マルチプライヤ及び平衡増幅器は任意に適当
に構成することができ、ＭＯＳトランジスタにより等価
な結果を得ることができる。

また、図示のバイポーラトランジスタを用いる実施例に
おいては、ｎｐｎ　　トランジスタとｐｎｐ　　トラン
ジスタを交換することもでき、この場合には電源電圧の
極性も適当に逆にする必要がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は平衡フィルタ回路の一般的な構成図、第２図は
平衡フィルタ回路内の可変抵抗の既知の実現方法を示す
図、 第３図は本発明平衡フィルタ回路の一実施例の構成図、 第４図は平衡電流マルチプライヤの一実施例の構成図、 第５図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤの一実施例の構成図、第６図は本発明平衡フ
ィルタ回路の他の実施例の構成図、 第７図は本発明平衡フィルタ回路に用いる平衡電流マル
チプライヤ及び平衡増幅器の回路図である。 １０・・・平衡増幅器 ２ＯＡ／２０Ｂ、　　２１Ａ／２１Ｂ、　　２２Ａ／２
２Ｂ、　　２５Ａ／２５Ｂ、　　２７八７２７Ｂ２８Ａ
／２８Ｂ、　２９Ａ／２９Ｂ・・・フィルタ抵抗対２３
Ａ／２３Ｂ、　２４Ａ／２４Ｂ、　２６Ａ／２６Ｂ・・
・フィルタキャパシタ対 ４０・・・平衡電流マルチプライヤ ８０・・・調整手段 Ｔｌ、　Ｔ２・・・差動対 ＤＩ、　Ｄ２・・・半導体接合 ４５、４６・・・第１．第２バイアス電流源Ｔ３．　Ｔ
４．　Ｔ５．　Ｄ３．４７．４８・・・負荷回路Ｔ３．
　Ｔ４・・・電流源トランジスタ５０、５５・・・バッ
ファ段 ６０、６１・・・平衡電流マルチプライヤＴ６．　Ｔ７
・・・電圧ホロワトランジスタＴＩＯ，Ｔｌｌ、　Ｔ１
４．　Ｄ４．７０．７１・・・負荷回路子１２．　Ｔ１
３・・・電圧ホロワトランジスタ丁１５□Ｔ１６・・・
差動対 ＦＩＧｉ、３ −Ｃコ ＦｌＯ，５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力信号を供給するためのフィルタ入力端子と出力
   信号を取り出すためのフィルタ出力端子とを有する平衡
   フィルタ回路であって、フィルタ入力端子にそれぞれ結
   合された 反転入力端子及び非反転入力端子と、フィ ルタ出力端子にそれぞれ結合された反転出 力端子及び非反転出力端子とを有する平衡 増幅器と、 第１及び第２フィルタ抵抗を具える少な くとも１対のフィルタ抵抗と、 を具えた平衡フィルタ回路において、当該平衡フィルタ
   回路は更に可制御平衡電流マルチプライヤを具え、該電
   流マルチプライヤの第１及び第２電流入力端子をそれぞ
   れ前記第１及び第２フィルタ抵抗に接続し、該電流マル
   チプライヤの第１及び第２電流出力端子をそれぞれ前記
   平衡増幅器の反転入力端子及び非反転入力端子に接続し
   たことを特徴とする平衡フィルタ回路。 ２、前記平衡電流マルチプライヤは第１導電型の第１及
   び第２トランジスタの差動対を具え、それらのコレクタ
   をその第１及び第２電流出力端子にそれぞれ結合し、そ
   れらのエミッタを第１電流源に結合し、それらのベース
   をその第１及び第２電流入力端子にそれぞれ結合すると
   共に第１及び第２半導体接合を経て第２電流源に結合し
   、前記第１及び第２電流源の少なくとも一方を可調整に
   したことを特徴とする請求項１記載の平衡フィルタ回路
   。 ３、前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子
   をそれぞれバッファ段を介して他のフィルタ抵抗対の第
   １及び第２抵抗に結合し、これらバッファ段は前記他の
   フィルタ抵抗対の第１及び第２抵抗を経てバッファ電流
   を引き出すようにしたことを特徴とする請求項２記載の
   平衡フィルタ回路。 ４、前記平衡増幅器の反転及び非反転出力端子をそれぞ
   れバッファ段を介して前記第１及び第２フィルタ抵抗に
   結合し、これらバッファ段はそれぞれ前記第２及び第１
   フィルタ抵抗を経てバイアス電流を引き出すようにした
   ことを特徴とする請求項２記載の平衡フィルタ回路。 ５、前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電流出
   力端子間に、第１導電型と反対の第２導電型の２個の電
   流源トランジスタを具えた負荷回路を配置し、これら電
   流源トランジスタのエミッタを電源端子に接続し、それ
   らのコレクタを前記第１及び第２トランジスタのコレク
   タに接続し、それらのベースを半導体接合を経て第２導
   電型の制御トランジスタのエミッタに接続し、この制御
   トランジスタのベースを前記第１及び第２電流出力端子
   にそれぞれ結合された第１及び第２負荷抵抗の共通接続
   点に接続したことを特徴とする請求項２〜４の何れかに
   記載の平衡フィルタ回路。 ６、前記平衡増幅器は第１導電型の２個のトランジスタ
   の差動対を具え、それらのコレクタをその反転出力端子
   及び非反転出力端子にそれぞれ接続し、それらのベース
   をその非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ接続
   し、且つ前記平衡電流マルチプライヤの第１及び第２電
   流出力端子を第１導電型の第１及び第２電圧ホロワトラ
   ンジスタを経て前記平衡増幅器の反転及び非反転入力端
   子にそれぞれ結合したことを特徴とする請求項５記載の
   平衡フィルタ回路。 ７、前記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子
   を第１導電型の第３及び第４電圧ホロワトランジスタの
   ベースにそれぞれ結合し、これらトランジスタのエミッ
   タ間に２個の負荷抵抗の直列接続を配置し、これら抵抗
   の共通接続点を第２導電型の制御トランジスタのベース
   に接続し、この制御トランジスタのエミッタを半導体接
   合を経て第２導電型の２個の電流源トランジスタのベー
   スに接続し、これら電流源トランジスタのコレクタを前
   記平衡増幅器の反転出力端子及び非反転出力端子にそれ
   ぞれ接続すると共にそれらのエミッタを電源端子に接続
   したことを特徴とする請求項６記載の平衡フィルタ回路
   。