JP2006527565A - ミキサ回路、ミキサ回路を備える受信器、受信器を用いて無線通信装置及び入力信号を発振器信号と混合することによって出力信号を発生する方法。 - Google Patents

Abstract

本発明は、入力信号を受信する入力ノードと、第１出力ノード２０２と、第２出力ノード２１２とを有するミキサ回路であって、電圧／電流変換手段及びスイッチング手段が、互いに並びに前記入力ノード、前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードに動作するように結合され、発振器信号に応答して前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードにおいて混合入力信号を発生するミキサ回路に関する。前記電圧／電流変換手段は、実施例において、ゲートが前記入力ノードに接続されるＮ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２及びＭ３として実施される第１及び第２電圧／電流変換器を有する。Ｍ２のドレインは、前記第１出力ノード２０２に接続され、一方で、Ｍ３のドレインは、前記第２出力ノード２１２に接続される。Ｍ２のソースは、スイッチングノード２２１に接続され、一方で、Ｍ３のソースは、第２スイッチングノード２２２に接続される。スイッチＳＷは、前記発振器信号の第１位相において、前記第１スイッチングノード２２１を第１電源電圧ＶＤＤへ及び前記第２スイッチングノード２２２を第２電源電圧ＶＳＳへ、並びに前記発振器信号の第２位相において、前記第１スイッチングノード２２１をＶＤＤへ及び前記第２スイッチングノード２２２をＶＳＳへ結合するように構成される。本発明に従うミキサ回路は、前記電源電圧ＶＳＳ及びＶＤＤにのみ接続されるスイッチを用いることによって低電源電圧で動作し得る。混合ステップは、前記スイッチＳＷによって交互に作動される電圧／電流変換器ＧＭ１及びＧＭ２によって実現される。

Description

本発明は、入力信号を受信する入力ノード、第１出力ノード及び第２出力ノードを備えるミキサ回路であって、電圧／電流変換手段及びスイッチング手段が、互いに並びに前記入力ノード、前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードに動作可能に結合すると共に発振器信号に応答して前記第１出力ノード及び第２出力ノードにおいて混合出力信号を発生するミキサ回路に関する。

本発明は、更に、無線周波数信号を受信する受信器であって、発振器周波数を発生するローカル発振器を有すると共に信号を別の周波数で出力するように構成される受信器部に結合されるアンテナ部を有する発振器に関する。

本発明は、更に、信号処理部に結合される受信器を有する無線通信装置であって、前記信号処理部が前記受信器によって発生される信号を低い周波数で処理するような無線信号装置に関する。

本発明は、更に、入力信号を発振器信号と混合することによって出力信号を発生する方法であって、これにより、前記出力信号が第１出力電流及び第２出力電流をミキサにおいて有するような方法であって、前記ミキサ回路において、前記入力信号を受信する入力ノードと、前記第１出力電流を供給する第１出力ノードと、前記第２出力電流を供給する第２出力ノードと、互いに並びに、前記入力ノード、前記第１出力ノード、前記第２出力ノードに動作するように結合して電圧／電流変換手段及びスイッチング手段であって、前記発振器信号に応答して前記第１出力ノード及び第２出力ノードにおいて前記出力信号を発生する電圧／電流変換手段及びスイッチング手段とを有するような、方法に関する。

冒頭の段落に記載される既知のミキサ回路は、ゲートに印加されるバイアス信号に重ねられた無線周波数（ＲＦ）信号をドレインにおけるドレイン電流に変換する一方で、ソースが負の電力電源レールに接続される第１Ｎチャネル型金属酸化半導体電界効果トランジスタ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）を有する。前記既知のミキサ回路は、更に、自身のソースが前記第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続されるような第２及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴを有し、第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレインは第１電流出力ノードであり、第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレインは第２電流出力ノードである。第２及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴは、スイッチとして動作される。ローカル発振器信号の第１位相において、第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴは伝導性であり、これにより、第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流を第１出力電流として第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴドレインへ伝達する。ローカル発振器信号の第２位相において、第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴは伝導性であり、これにより、第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流を第２出力電流として第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴドレインへ伝達する。

ミキサは、無線周波数（ＲＦ）通信システムにおいて周波数変換用に一般的に用いられる。周波数変換は、「ローカル発振器」（ＬＯ）信号とのＲＦ入力信号の乗算から生じる。実際問題として、ミキサは、正弦波の代わりに、方形波との乗算に数学的に対応する大きなＬＯ信号を介していわゆる「ハードスイッチング」を用いて実行されるのが好ましい。このことにより、変換利得がより高くなり（１／２ではなく２／π）、より低いノイズ指数になる。特に、相補型金属−酸化膜−半導体（ＣＭＯＳ）及びバイポーラ−金属−酸化膜−半導体（ＢｉＣＭＯＳ）集積回路プロセス技術において、大抵のミキサ回路は、スイッチングを利用している。

現在及び将来のＣＭＯＳ及びＢｉＣＭＯＳ技術におけるアナログ回路の実現に関する既知の問題は、電源電圧の低減が継続する傾向である。このことは、正電力電源電圧と負電力電源電圧との間のどこかにあり且つこれらの電源電圧とは実質的に異なるいわゆる「中位電圧範囲」における、全くの又は貧弱な伝導スイッチを導く。この問題は、既知のミキサ回路においてだけでなく、アナログ／デジタル変換器及びデジタル／アナログ変換器のようなスイッチを備えるアナログ及び混合アナログ／デジタル回路において現れる。

電圧／電流変換の線形性に関する既知のミキサ回路における第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴの動作において、強固な反転及び飽和で動作するために、十分なゲート−ソース電圧のヘッドルーム及びドレイン−ソース電圧のヘッドルームが存在することが必要とされる。一方で、第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴが夫々スイッチオンされる場合に、第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのドレインと第１及び第２電流出力ノードとの間に低オーミック電流経路を確立するのに、第２及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース電圧が十分に大きくあることを必要とされる。このことは、ミキサ回路全体を十分に高い電力電源電圧で動作することによって又は、ミキサ回路を低い電力電源電圧で動作させ、第２及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのゲートを電力電源電圧より十分に高い電圧で個別に駆動することによっての一方によって達成され得る。

第１の解決法は、ＩＣのプロセス技術の視点から許容されるよりも高い電力電源電圧を必要とし、したがって、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴの信頼性を悪化させ、ミキサ回路の動作寿命を低下させ得るので不利である。第２の解決法は、必要とされる駆動回路は、特にギガヘルツ（ＧＨｚ）領域における高周波数の回路設計を複雑化させるので、不利である。また更には、この解決法は、必要とされる駆動電圧が電力電源電圧よりも上であるので、信頼性の問題となり得る。

とりわけ、本発明の目的は、増加された電力電源電圧を必要としない、すなわち電力電源電圧領域外の電圧を供給する駆動回路のないミキサ回路を得ることである。

このことを達成するために、本発明は、冒頭の段落において定義されるような、
電圧／電流変換手段が、
−前記入力ノードに結合された第１制御電極、並びに前記第１出力ノードに結合された第１出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第１スイッチング電極を有する第１主伝導性経路を有する第１電圧／電流変換器と、
−前記入力ノードに結合された第２制御電極、並びに前記第２出力ノードに結合された第２出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第２スイッチング電極を有する第２主伝導性経路を有する第２電圧／電流変換器と
を有し、
−前記スイッチング手段が、
−発振器信号の第１位相において、前記第１スイッチング電極を第１電源電圧に結合し、前記第２スイッチング電極を第２電源電圧に結合し
−発振器信号の第２位相において、前記第１スイッチング電極を前記第２電源電圧に結合し、前記第２スイッチング電極を前記第１電源電圧に結合する
ことを特徴とするミキサ回路を与える。

第１及び第２スイッチ可能電圧／電流変換器のスイッチングノードは、動作中において、第１電力電源電圧に又は第２電力電源電圧にの何れかに引き入れられる必要がある。このことは、低オーミック伝導経路を中間電圧領域における電圧で確立するスイッチング手段の代わりに、低オーミック伝導経路を第１又は第２電源電圧の何れかの近傍において確立するスイッチング手段を必要とする。このことは、信頼性の視点から所望であるよりも高い電力電源電圧においてミキサ回路を動作する必要性を回避する。スイッチング手段を駆動する電力電源電圧範囲外の電圧を得る駆動回路を含む必要もない。

第２段落に記載の受信器は、受信器部が、発振器信号を無線周波数信号と混合する本発明に従うミキサ回路を備えることを特徴とする。

第３段落に記載の無線通信装置は、受信器が本発明に従う受信器であることを特徴とする。

第４段落に記載の、入力信号を発振器信号と混合することによって出力信号を発生する方法は、
−電圧／電流変換手段が、
−前記入力ノードに結合された第１制御電極、並びに前記第１出力ノードに結合された第１出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第１スイッチング電極を有する第１主伝導性経路を有する第１電圧／電流変換器と、
−前記入力ノードに結合された第２制御電極、並びに前記第２出力ノードに結合された第２出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第２スイッチング電極を有する第２主伝導性経路を有する第２電圧／電流変換器と
を有し、
−前記スイッチング手段が、
−発振器信号の第１位相において、前記第１スイッチング電極を第１電源電圧に結合し、前記第２スイッチング電極を第２電源電圧に結合し
−発振器信号の第２位相において、前記第１スイッチング電極を前記第２電源電圧に結合し、前記第２スイッチング電極を前記第１電源電圧に結合する
ことを特徴とする。

本発明の上記の及び他の目的及び有利な特徴は、添付の図面に関連して考慮される以下の説明から更に明らかにされる。

これらの図において、同一の部分は、同一の参照符号を用いて識別される。

図１Ａは、先行技術のミキサ回路の概略図を示す。このミキサ回路は、一般的に用いられるアクティブ型ミキサである。このミキサは、第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１、第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２、第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ３及び負荷ネットワークＬＯＡＤからなる。第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１のソースは負電力電源レールＶＳＳに接続され、ドレインは内部ノードｎ１に接続され、一方で入力信号ＶＢ＋ＶＲＦはゲートにおいて供給される。第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのソースは内部ノードｎ１に接続され、ドレインは負荷ネットワークＬＯＡＤに接続され、一方で第１ローカル発振器信号ＬＯ＋は、ゲートにおいて供給される。第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのソースは、内部ノードｎ１に接続され、ドレインは負荷ネットワークＬＯＡＤに接続され、一方で第２ローカル発振器信号ＬＯ−は、ゲートにおいて供給される。更に、負荷ネットワークＬＯＡＤは、正電力電源レールＶＤＤに接続される。第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１は、トランスコンダクタンス段、すなわち電圧／電流変換器を形成する。第２Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２及び第３Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ３はスイッチである。

トランスコンダクタ段Ｍ１は、バイアス電圧ＶＢ付近にバイアスされ、バイアス電圧ＶＢに重ねられた、入力電圧信号ＶＲＦの第１Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１のドレイン電流の変化への線形電圧／電流変換を実行することを所望とされる。線形性の目的のために、ソース縮退抵抗器が、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１と負電力電源レールＶＳＳとの間において挿入され得る。

スイッチＭ２及びＭ３は、互いに対して逆位相である第１ローカル発振器信号ＬＯ＋及び第２ローカル発振器信号ＬＯ−によって駆動される。ローカル発振器信号の両方は、図１Ａに示されないバイアス電圧ＶＢＬＯ付近に平衡される。両方の発振器信号ＬＯ−及びＬＯ＋の増幅は、ローカル発振器周波数における方形波信号との乗算を模擬するために、トランスコンダクタ段Ｍ１のドレインにおいて出力電流ＩＯＵＴ１すなわちＮ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１のドレイン電流又はＩＯＵＴ２すなわちＮ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２のドレイン電流の何れかに供給されるトランスコンダクタ電流を完全にスイッチするように十分に高いように選択されなければならない。

Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２及びＭ３は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１に対してカスケード装置として交互に動作するように飽和状態で動作されるのが好適であり、これにより、ミキサ回路の出力抵抗値及び線形性が向上する。負荷ネットワークＬＯＡＤは、応用例に応じて異なることもある。例えば、負荷ネットワークＬＯＡＤは、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２及びＭ３のドレインを正電力電源レールＶＤＤに夫々接続する２つの抵抗器から構成され得る。このことは、広帯域の電圧変換利得を与える。代わりとしては、負荷ネットワークＬＯＡＤは、狭い周波数帯域においてのみ利得を与える調整されたＬＣネットワークでもあり得る。いずれの場合にしても、ミキサ回路の動作原理は、同じである。

動作において良好な線形性を与えるためには、図１Ａに示されるミキサ回路におけるＮ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１は、十分なゲート−ソース電圧のヘッドルーム及びドレイン−ソース電圧のヘッドルームを有さなければならず、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１が強固な反転及び飽和状態において十分である場合にのみ、トランスコンダクタンス段は、良好な線形性を得る。0.18μmＣＭＯＳプロセスに関する典型的な最小ドレイン−ソース電圧値は、0dBmより十分高いＩＩＰ３に対して、0.5Ｖ又はそれ以上の範囲にある。0.5Ｖ付近の閾値電圧を用いた場合、このことは、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ２及びＭ３のゲートの最小電圧が、これらの装置をスイッチオンにするには、一般的には１Ｖより高いことを意味する。更には、低いスイッチ抵抗を得るために、スイッチＭ２及びＭ３に関して大きなオーバードライブ電圧が必要とされる。

したがって、１Ｖより十分に上の電源電圧、又はスイッチＭ２及びＭ３のゲートをＶＤＤより十分に上であるように駆動するスイッチ駆動装置回路の何れかが必要とされる。斯様な駆動装置は、特に、広帯域幅が必要とされ且つＬＣタンクが非実用的である場合、ＧＨｚ領域の動作周波数において容易に実行されない。更に、最大許容ゲート電圧は、新しい技術に関して、ＭＯＳＦＥＴのゲート酸化膜の必要とされる信頼性のために低下している。

これらの問題を扱うために、例えばＰ−ＭＯＳＦＥＴスイッチがＮ−ＭＯＳＦＥＴトランスコンダクタ段に続くような、折返しトポロジ(folded topology)が、提案されている。しかし、斯様なミキサ回路は、有効な電圧のヘッドルームが残されていない場合、大幅なノイズを加えるバイアス電流電源を加える必要がある（しかし、その場合、スイッチが再び問題となる）。パッシブ型ミキサのような他の普及しているミキサにおいて、特に、ＡＣカップリングが多くの場合可能でない（例えばゼロＩＦアーキテクチャ）又は非常に大きなコンデンサを必要とする（低ＩＦアーキテクチャ）ダウンコンバージョンミキサにおいて、非常に類似した問題が発生する。問題の本質は同一であり、電源電圧間の中間領域における電圧レベルにおいて低スイッチ抵抗値を得ることは、ゲートを電源外で駆動することなく不可能である。この問題は、閾値電圧が遅い速度でのみ縮小している一方で、更に薄いゲート酸化膜及びより低い電源電圧を用いる将来のロセスにおいてより一層深刻になる。したがって、デジタルＣＭＯＳ技術と直接互換性のある低電源電圧で動作することが可能である代替のミキサアーキテクチャは、所望とされる。

図１Ｂは、図１Ａの従来技術のミキサ回路の概略的な機能説明を示す。これは、図１Ａに記載のミキサ回路の簡素化された説明である。トランスコンダクタンス段Ｍ１は、第１端子が内部ノードｎ１に接続され及び第２端子が負電源電圧ＶＳＳに接続され、制御ノードにおいて印加される入力信号ＶＢ＋ＶＲＦの制御の下に、電流Ｉ（Ｖ）を発生する電圧制御器電流電源である電圧／電流変換器ＧＭによって表される。スイッチＭ２及びＭ３は、ローカル発振器信号ＬＯ＋を表す論理信号ＬＯ及びローカル発振器信号ＬＯ−を表す逆信号

によって駆動されるスイッチによって表され、電圧／電流変換器ＧＭによって発生される電流を第１出力電流ＩＯＵＴ１として第１出力ノードＯＵＴ１へ及び第２出力電流ＩＯＵＴ２として第２出力ノードＯＵＴ２へスイッチングする。

図２Ａは、本発明に従うミキサ回路２００の実施例の概略的な機能説明を示す。示されるミキサ回路２００は、いわゆる単一平衡スイッチ型トランスコンダクタミキサである。このミキサは、２つの整合されたトランスコンダクタすなわち電圧／電流変換器ＧＭ１及びＧＭ２を有する。入力信号ＶＢ＋ＶＲＦは、両方のトランスコンダクタＧＭ１及びＧＭ２の制御端子２０１及び２１１に印加される。出力電流ＩＯＵＴ１は、トランスコンダクタＧＭ１の出力端子２０２において供給され、スイッチング端子２０３は、第１スイッチングノード２２１に結合される。出力電流ＩＯＵＴ２は、トランスコンダクタＧＭ２の出力端子２１２において供給され、スイッチング端子２１３は、第２スイッチングノード２２２に結合される。スイッチＳＷを用いて、第１スイッチングノード２２１は、ローカル発振器信号の第１位相ＬＯにおいて負電源電圧ＶＳＳにスイッチされる一方で、同時に、第２スイッチングノード２２２は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる。ローカル発振器信号の第２位相

において、第１スイッチングノード２２１は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる一方で、同時に、第２スイッチングノード２２２は、負電力電源ＶＳＳにスイッチされる。

本発明に従うミキサ回路の解決の鍵は、図１Ａ及び図１Ｂに示される既知のミキサ回路に関連する問題が、電源ＶＳＳ及びＶＤＤ間の中間領域における電圧レベルに伝導チャネルを必要とすることに関することに注目することである。しかし、低オーミックスイッチを作成することは、これらの伝導性チャネルがＶＳＳ（Ｎ−ＭＯＳＦＥＴ）又はＶＤＤ（Ｐ−ＭＯＳＦＥＴ）に接続される場合、容易に可能である。このことは、デジタル論理回路がこの機能性（インバータ）に頼るという単純な理由により、将来のＣＭＯＳ技術においても頼りにされ得る。

図２Ａに記載のミキサ回路２００は、概念的に、如何にして本発明に従う単一平衡ミキサ回路が２つの整合されたトランスコンダクタＧＭ１及びＧＭ２及び電源電圧ＶＳＳ及びＶＤＤに結合されたスイッチＳＷのみを用いて構築され得るかを例示する。トランスコンダクタＧＭ１及びＧＭ２は、交互に、夫々のスイッチング端子２０３及び２１３を負電源電圧ＶＳＳにスイッチすることによってスイッチオンされ、また夫々のスイッチング端子２０３及び２１３を正電源電圧ＶＤＤにスイッチングすることによってスイッチオフされる。説明のようにＧＭ２がオフの場合、ＧＭ１がオンにされ、その逆も同様である。ＩＯＵＴ１又はＩＯＵＴ２の一方は、整合されたトランスコンダクタンス及び理想の瞬間的なスイッチングに関して、ＧｍがトランスコンダクタンスＧＭ１及びＧＭ２のトランスコンダクタンス係数を表し、ＶＲＦが入力電圧信号を表す、図１Ａ及び図１Ｂに示される既知のミキサ回路におけるように、積ＧｍＶｒｆに等しい。実際に、前記既知のミキサ回路及びミキサ回路２００の両方は、同じミキサ機能を異なる方法で実行をし、前記既知のミキサは、電流スイッチングが後に続く電圧／電流変換器によるものであり、本発明に従うミキサ回路２００は、トランスコンダクタを直接的にスイッチングする（２つの「スイッチ型トランスコンダクタ」ＧＭ１及びＧＭ２のうちの１つの一方を活性化する）ことによるものである。

図２Ｂは、本発明によるミキサ回路２５０の別の実施例の概略的な機能説明を示す。示されるミキサ回路２５０は、いわゆる二重平衡スイッチ型トランスコンダクタミキサである。このミキサは、４つの整合されたトランスコンダクタすわなち電圧／電流変換器ＧＭ１ａ、ＧＭ１ｂ、ＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂを備える。入力信号ＲＦ＋は、トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ２ａの制御端子２５１及び２６１の夫々に供給される。入力信号ＲＦ−は、トランスコンダクタＧＭ１ｂ及びＧＭ２ｂの制御端子２５４及び２６４の夫々に供給される。トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ２ｂの出力端子２５２及び２６５の夫々は、出力電流ＩＯＵＴ１を供給する第１出力ノード２８１に結合される。トランスコンダクタＧＭ２ａ及びＧＭ１ｂの出力端子２６２及び２５５の夫々は、出力電流ＩＯＵＴ２を供給する第２出力ノード２８２に結合される。トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ１ｂのスイッチング端子２５３及び２５６の夫々は、第１スイッチングノード２７１に結合される。トランスコンダクタＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂのスイッチング端子２６３及び２６６の夫々は、第２スイッチングノード２７２に結合される。スイッチＳＷを用いて、第１スイッチングノード２７１は、ローカル発振器信号の第１位相ＬＯにおいて負電源電圧ＶＳＳにスイッチされる一方で、同時に、第２スイッチングノード２７２は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる。ローカル発振器信号の第２位相

において、第１スイッチングノード２７１は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる一方で、同時に、第２スイッチングノード２７２は、負電源電圧ＶＳＳにスイッチされる。

図２Ｃは、本発明に従うミキサ回路２９０の更に別の実施例の概略的な機能説明を示す。図２Ｂに示されるミキサ回路２５０を用いるのと同様に、ミキサ２９０は、二重平衡スイッチ型トランスコンダクタミキサである。このミキサは、４つの整合されたトランスコンダクタすわなち電圧／電流変換器ＧＭ１ａ、ＧＭ１ｂ、ＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂを備える。入力信号ＲＦ＋は、トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ２ａの制御端子２５１及び２６１の夫々に供給される。入力信号ＲＦ−は、トランスコンダクタＧＭ１ｂ及びＧＭ２ｂの制御端子２５４及び２６４の夫々に供給される。トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ２ｂの出力端子２５２及び２６５の夫々は、出力電流ＩＯＵＴ１を供給する第１出力ノード２８１に結合される。トランスコンダクタＧＭ２ａ及びＧＭ１ｂの出力端子２６２及び２５５の夫々は、出力電流ＩＯＵＴ２を供給する第２出力ノード２８２に結合される。トランスコンダクタＧＭ１ａのスイッチング端子２５３及びトランスコンダクタＧＭ２ａのスイッチング端子２６３は、第１スイッチＳＷ１に結合される。トランスコンダクタＧＭ１ｂのスイッチング端子２５６及びトランスコンダクタＧＭ２ｂのスイッチング端子２６６は、第２スイッチＳＷ２に結合される。トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ１ｂのスイッチング端子は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２を用いて、ローカル発振器信号の第１位相ＬＯにおいて負電源電圧ＶＳＳにスイッチされる一方で、同時に、トランスコンダクタＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂのスイッチング端子は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる。ローカル発振器信号の第２位相

において、トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ１ｂのスイッチング端子は、正電力電源ＶＤＤにスイッチされる一方で、同時に、トランスコンダクタＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂのスイッチング端子は、負電源電圧ＶＳＳにスイッチされる。

図２Ａに示される単一平衡ミキサ回路２００は、二重平衡ミキサ回路２５０において相殺され得る、ＬＯ周波数における強力な出力信号を有する。トランスコンダクタＧＭ１ａ及びＧＭ２ａを駆動するＲＦ信号ＲＦ＋の逆位相版であるＲＦ信号ＲＦ−によって駆動されるトランスコンダクタＧＭ１ｂ及びＧＭ２ｂを加えることによって、このことが直ちに実行される。二重スイッチ型トランスコンダクタミキサ回路２５０は、図１Ａに示される既知のミキサ回路の二重平衡版と同一の公称変換利得を有する。

機能的な同等性にもかかわらず、著しい違いが存在する。最も目立つこととしては、図１Ａの既知のミキサ回路において、トランスコンダクタＧＭと出力ノードとの間に内部ノードｎ１が存在し、寄生容量が原因である帯域幅制限並びに歪み及びノイズ効果を与える。この内部ノードは、本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタンスミキサ回路２００及び２５０において欠落している。更に、負電源電圧ＶＳＳへのスイッチＳＷは、出力ノード２８１及び２８２への２つのアクティブ型トランスコンダクタに関するコモンモード電流経路を構成する。このことは、理想的な即時のスイッチングに関して、一定コモンモード出力電流を理想的には与える。実際、スイッチングの瞬間は、最もエネルギーが２ｆ_ＬＯにおいて集中して発生し、ここで、２ｆ_ＬＯは、ローカル発振器信号の周波数を表す。このことは、コンデンサによって容易に接地へフィルタ除去処理され得る。これらのコモンモード電流は、ノイズも伴うが、このことは、本発明に従うミキサ回路２００及び２５０のノイズ指数をほとんど損なわない。

上述のように、スイッチング装置ＳＷによって導入されるノイズ電流は、コモンモードノイズ電流である。したがって、このノイズ電流は、第１出力電流ＩＯＵＴ１及び第２出力電流ＩＯＵＴ２の差ＩＯＵＴ１−ＩＯＵＴ２である、差動出力電流において相殺される。図１Ａに示される既知のミキサ回路に関して、状況は、完全に異なる。このことは、出力ＯＵＴ１及びＯＵＴ２の間において直接ノイズ電流経路が存在するからであり、ローカル発振器信号ＬＯ＋及びＬＯ−がおよそ同じ値を有する場合、両方のスイッチ型トランジスタＭ２及びＭ３は伝導しかなりのノイズ電流を有し、ゼロ交差付近でノイズピークを生じる。またローカル発振器ノイズは、この時間間隔においても増幅される。このノイズは、トランスコンダクタンス段Ｍ１のノイズ上に生じ、「ゼロ交差範囲」がローカル発振器信号周期時間の大部分を構成する高周波数において支配的になる。同様の効果が、パッシブ型ミキサにおいて発生する。対照的に、本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタミキサ２００及び２５０は、スイッチＳＷによって発生されるノイズがコモンモードノイズなので、この効果を示さない。

図３は、本発明に従うミキサ回路と既知のミキサ回路との両方に関する、シミュレーションされた温度出力ノイズ電流密度対ローカル発振器周波数を含むグラフを示す。垂直軸は、出力ノイズをpA/sqrt(Hz)で示し、水平軸は、ローカル発振器周波数をGHzで示す。グラフ３０１は、図１Ａに示される既知のミキサ回路のローカル発振器周波数に依存するシミュレーションされた温度出力ノイズを示す。グラフ３０２は、図２Ａに示される本発明に従うミキサ回路のローカル発振器周波数に依存するシミュレーションされた温度出力ノイズを示す。

両方の場合において、トランスコンダクタは、公称Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_ＤＳ＝0.65V(0.5Ｖ閾値電圧)でバイアスされるＷ／Ｌ＝15/0.3を有するＮ−ＭＯＳＦＥＴを用いて実装される。スイッチは、Ｗ／Ｌ＝15/0.18(ＮＭＯＳＴ)及び30/0.18(ＰＭＯＳＴ)を有し、0dBmローカル発振器電力（５０Ω終端子、コモンモード電圧Ｖｄｄ/2付近の平衡信号）を用いて駆動される。変換トランスコンダクタは、およそ1mSであり、両方のミキサの帯域幅は、およそ4GHzである。図３は、本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタミキサ回路と既知のアクティブ型ミキサ回路との両方の低オーム終端子を備えるシミュレーションされた温度出力ノイズ電流密度を示す。

明らかに、両方のミキサ回路に関する出力ノイズの振る舞いは、非常に異なり、グラフ３０２に示される本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタの出力ノイズは、（変換トランスコンダクタンスの周波数ロールオフに大体従って）減少し、グラフ３０１に示される既知のミキサ回路の出力ノイズは増加する。低ノイズ増幅器（ＬＮＡｓ）が通常高周波数において減少する利得を有し、したがって、高ローカル発振器周波数において低ミキサノイズの適合度を増加させるので、本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタミキサ回路の低ノイズが高度に望まれる。

図４は、集積回路として実施された、本発明に従うミキサ回路４００の実施例の概略的回路図を示す。ミキサ回路４００は、第１成分ＲＦ＋及び第２成分ＲＦ−を有する差動無線周波数入力信号によって駆動される。ミキサ回路４００の差動出力信号は、第１成分Ｖｏｕｔ１及び第２成分Ｖｏｕｔ２を有する。ミキサ回路４００を駆動する差動発振器周波数は、第１成分ＬＯ＋及び第２成分ＬＯ−を有する。

ミキサ回路４００は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴのＭ５、Ｍ６、Ｍ７及びＭ８の夫々によって実施される４個の電圧／電流変換器すなわちトランスコンダクタＧＭ１ａ、ＧＭ１ｂ、ＧＭ２ａ及びＧＭ２ｂを有する。入力信号ＲＦ＋の第１成分は、Ｍ５及びＭ８のゲートに印加され、一方で、入力信号ＲＦ−の第２成分は、Ｍ６及びＭ７のゲートに印加される。Ｍ５及びＭ６のソースは、第１スイッチングノード４２０に接続され、一方で、Ｍ７及びＭ８のソースは、第２スイッチングノード４２１に接続される。Ｍ５及びＭ７のドレインは、第１出力ノード４１０に接続される。Ｍ６及びＭ８のドレインは、第２出力ノード４１１に接続される。

トランジスタＭ５〜Ｍ８は、適切な働きのためにバイアス電圧がゲートに印加される必要があることを注意しなければならない。したがって、入力信号ＲＦ＋の第１成分は、直流バイアス成分Ｖｂｉａｓと重ねられた交流成分＋Ｖｉｎとを有し、一方で、入力信号ＲＦ−の第２成分は、交流バイアス成分Ｖｂｉａｓと信号＋Ｖｉｎの逆位相版である重ねられた交流成分−Ｖｉｎとを有する。

スイッチは、２つのＮ−ＭＯＳＦＥＴのＭ１及びＭ２並びに２つのＰ−ＭＯＳＦＥＴのＭ３及びＭ４を有する。発振器信号の第１成分ＬＯ＋は、Ｍ１及びＭ３のゲートに印加され、一方で、発振器信号の第２成分ＬＯ−は、Ｍ２及びＭ４のゲートに印加される。Ｍ１及びＭ３のドレインは、第１スイッチングノード４２０に接続され、一方で、Ｍ２及びＭ４のドレインは、第２スイッチングノード４２１に接続される。Ｍ３及びＭ４のソースは、正スイッチ電力電源ＶＤＤ，ＳＷに接続される。Ｍ１及びＭ２のソースは、負電力電源ＶＳＳに接続される。

ミキサ回路４００は、更に、電流Ｉ１及びＩ２を出力信号の第１成分ＶＯＵＴ１及び第２ＶＯＵＴ２に変換するアクティブ型負荷回路を有する。電流Ｉ１及びＩ２は、夫々、Ｍ５及びＭ７の組み合わせられたドレイン電流、及びＭ６及びＭ８の組み合わせられたドレイン電流である。負荷回路は、２個のＰ−ＭＯＳＦＥＴのＭ９及びＭ１０を有する。Ｍ９及びＭ１０のソースは、スイッチ型電力電源ＶＤＤ，ＳＷと同一であり得る正電力電源ＶＤＤに接続される。Ｍ９のドレインは、第１出力ノード４１０に接続され、一方で、Ｍ１０のドレインは、第２出力ノード４１１に接続される。Ｍ９及びＭ１０のゲートは、内部ノード４３０に接続される。Ｍ９及びＭ１０のゲートは、内部ノード４３０に接続される第１端子と負電源電圧ＶＳＳであり得る負電源電圧に接続される第２端子とを具えると共にバイアス電流ＩＢを供給するバイアス電流電源４３１を用いてバイアスされる。第１出力抵抗器ＲＯＵＴ１は、内部ノード４３０及び第１出力ノード４１０の間において接続され、一方で、第２出力抵抗ＲＯＵＴ２は、内部ノード４３０及び第２出力ノード４１１の間において接続される。第１出力コンデンサＣＯＵＴ１は、第１出力ノード４１０及びＶＳＳであり得る負電源電圧の間において接続され、一方で、第２出力コンデンサＣＯＵＴ２は、第２出力ノード４１１及びＶＳＳであり得る負電源電圧の間において接続される。

ミキサ回路４００は、本発明に従うミキサ回路を実証するために実験的に実施された。ダウンコンバージョンミキサが、１Ｖ電源電圧で動作するように設計された。図４に示されるミキサ回路４００は、チップ上において実施される概略図、すなわち図３の二重平衡スイッチ型トランスコンダクタミキサの複雑でない簡単な実施を示す。トランスコンダクタは、鎖線の囲み（Ｍ５〜Ｍ８）に示される。トランスコンダクタンスは、ある程度任意的に、１mS付近で選択される。トランジスタＭ１及びＭ２は、ＶＳＳへのスイッチを実行し、一方で、Ｍ３及びＭ４は、ＶＤＤへのスイッチを実行する。これらは、（ＶＤＤ／２に近い）インバータスイッチ閾値に等しい共通電圧付近の逆位相正弦波信号によって駆動される。ここでは、正弦波が実験的な理由で用いられるが、デジタルＣＭＯＳと互換性を高めるフルスイングのデジタル信号も用いられ得ることを注意しなければならない。

差動出力電圧信号ＶＯＵＴ１−ＶＯＵＴ２を発生するために、電流／電圧（Ｉ−Ｖ）変換器が追加されなければならない。このことは、図４の上側部分の２個の抵抗器ＲＯＵＴ１及びＲＯＵＴ２並びに２個のＰ−ＭＯＳＦＥＴのＭ９及びＭ１０を具えるコモンモード電流吸収回路によって実施される。しかし、斯様であるので、この回路は、比較的低いコモンモード出力電圧を有する。コモンモード出力電圧は、バイアス電流ＩＢを供給するバイアス電流電源４３１を加えることによって、１Ｖ電源電圧にフィットする0.6V付近の値に持ち上げられる。ミキサ回路４００は、およそ20dBの最大変換利得に設計され（ＲＯＵＴ１＝ＲＯＵＴ２＝10kΩ）、これは、第１出力ノード４１０及び第２出力ノード４１１の間に外部抵抗器を加えて低下され得る。以下において説明されるように、この抵抗器は、12dB変換利得を得る利得範囲の真ん中に選択される。ミキサは、標準工業0.18μmＣＭＯＳプロセスで組み立てられる。

測定において、５０Ωの終端抵抗が、測定を容易にするために、無線周波数入力信号ＲＦ＋及びＲＦ−並びに発振器信号ＬＯ＋及びＬＯ−を供給するのにチップ上に加えられる。チップは、入力においてシングルを差動に変換するためのバランを用いて、ウェハプロービングを介して測定される。差動プローブは、差動出力電圧、すなわちＶＯＵＴ１及びＶＯＵＴ２の差分を測定するのに用いられた。ＩＦ帯域幅が、プローブの入力キャパシタンスによって制限されて、2MHzであった（10MHz以上は、オンチップ負荷を用いて容易に達成され得る。）

図５は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された変換利得対ローカル発振器周波数を備えたグラフを示す。垂直軸は、変換利得をdBで示し、一方で、水平軸は、ローカル発振器（ＬＯ）周波数をＧＨｚで示す。曲線５０１及び５０２は、ローカル発振器周波数に依存するミキサ回路４００の変換利得を示す。

周波数の関数としての変換利得は、１個は300MHz〜3GHz帯に関する曲線５０１と、もう１個は2〜18GHz帯に関する曲線５０２との周波数範囲において重複を有する２個のバランを用いて測定される。実験的な不正確性にもかかわらず、ミキサは１２dB変換利得とおよそ4GHzのＬＯ帯域幅とを有し、このことは、状況と適度に一致するということを結論付けられ得る。ミキサの電流消費は、トランスコンダクタコアに関する多少一定である180μAの項、及びスイッチング（およそ200mA/GHz）によって決定される動的な項から構成される。トランスコンダクタンスが比較的低いので、電力消費は低く、高等価入力ノイズ抵抗器を生じることを注意しなければならない。50Ωに対して15dBより少ないノイズ指数を得るためには、おおよそ１０倍高いトランスコンダクタンス、すなわち１０倍より多い電力消費が必要とされる。1GHzにおいて、このことは、おおよそ4mW電力消費を生じ得る。

図６は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された線形性対ローカル発振器周波数を含むグラフを示す。垂直軸は、好ましい３次入力インターセプトポイント（ＩＩＰ３）をdBで示し、一方で、水平軸は、ローカル発振器（ＬＯ）周波数をＧＨｚで示す。曲線６０１及び６０２は、ローカル発振器周波数に依存するミキサ回路４００のＩＩＰ３を示す。図６は、通例用いられるＩＩＰ３を示す。この理由は、これが１個のパラメータを用いてミキサ回路の線形性を記述し、これにより、例えば出力範囲及び歪みの両方を記述する必要を回避するからである。

周波数の関数としてのＩＩＰ３は、１個は300MHz〜3GHz帯に関する曲線６０１と、もう１個は2〜18GHz帯に関する曲線６０２との周波数範囲において重複を有する２個のバランを用いて測定される。+4dBmより良いＩＩＰ３は、通常、１２dB変換利得に関して得られる。様々な出力抵抗器を用いたシミュレーション及び実験は、この線形性が出力スイングによって制限されるということを示した。実際に、変換利得及びＩＩＰ３は、交換され得る。シミュレーションは、+10dBmを越えるＩＩＰ３は、出力電圧スイングが減らされる場合、可能であることを示した。

図７は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された出力ノイズ対ローカル発振器周波数を含むグラフを示す。垂直軸は、出力ノイズをdBμV/sqrt(Hz)で示し、一方で、水平軸は、ローカル発振器（ＬＯ）周波数をＧＨｚで示す。曲線７０１及び７０２は、ローカル発振器周波数に依存するミキサ回路４００の出力ノイズを示す。

周波数の関数としての出力ノイズは、１個は300MHz〜3GHz帯に関する曲線７０１と、もう１個は2〜18GHz帯に関する曲線７０２との周波数範囲において重複を有する２個のバランを用いて測定される。図７は、1MHzのＩＦ周波数において測定される、周波数の関数としての出力ノイズを示す。傾向は、図３に示されるシミュレーション結果と一致して、変換利得の低下と類似する。また値も、シミュレーションによるトランスコンダクタコアから予想されるノイズ電流におおよそフィットする。1/fのコーナー周波数は、1MHz前後である。

図４、図５、図６及び図７を要約すると、１Ｖスイッチ型トランスコンダクタミキサは、0.5V閾値装置を用いて、標準0.18μmＣＭＯＳで実施された。このミキサは、ＶＳＳ又はＶＤＤの何れかに接続される伝導性チャネルを用いたスイッチのみが用いられるので、斯様な低電源電圧で動作し得、且つ将来のデジタルＣＭＯＳと互換性を有する。スイッチ型トランジスタによって発生されるノイズは、従来のアクティブ型及びパッシブ型ＣＭＯＳミキサと対照に、差動出力において除かれるコモンモードノイズである。結果として、スイッチ型トランスコンダクタミキサの出力ノイズは、既知のミキサ回路と対照的に、ＬＯ周波数とともに増加しない。

当業者にとって、図４のミキサに関する種々異なる変更は可能であることは明らかである。例えば、
Ｐ−ＭＯＳＦＥＴをＮ−ＭＯＳＦＥＴにより置き換えての相補的実施、及びその逆の実施、
Ｍ５〜Ｍ８の代わりにＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）を用いての実施（ＢＪＴが更に少ない1/fノイズを有するのでＢｉＣＭＯＳプロセスでの実施が好ましい）、
線形性を増加するために、劣化抵抗器をトランスコンダクタ（Ｍ５〜Ｍ８）に直列に加えての実施、
等がある。

図３の回路をその相補版と組み合わせて、これにより、Ｎ型トランスコンダクタのバイアス電流は、Ｐ型トランスコンダクタにおいて再利用される。この場合所要の最低電力電源を減らすために、Ｎ型トランスコンダクタンス段のＶｂｉａｓは、Ｖｄｄに等しく選択され得、一方で、ＰＭＯＳＴに関しては、Ｖｂｉａｓは、Ｖｓｓに等しく選択され得る。直流バイアスは、（高）抵抗器によってＶｓｓ及びＶｄｄの夫々に行われ得、一方で、コンデンサは、信号結合を与え得る。相補型ミキサの半分部の出力は、直流結合され得、これは、ゼロＩＦダウンコンバージョンミキサ応用例に関して重要である。

図８は、本発明に従うミキサ回路を具える受信器の概略図を示す。受信器８００は、アンテナ部８０１及び受信器部８０２を有する。アンテナ部８０１は、無線周波数（ＲＦ）信号を受信するように構成される。アンテナ部８０１の目的は、ＲＦ信号を受信し、この信号を受信器部８０２へ通過させることである。アンテナ部８０１は、アンテナ８１１を有し、アンテナ８１１のインピーダンスを受信器部８０３の入力インピーダンスに一致させるマッチングネットワーク８１２を有し得る。受信器部は、本発明に従うミキサ回路８２１を有する。これは、例えば、図４に示されるミキサ回路であり得る。更に、受信器部は、ローカル発振器信号を発生するローカル発振器８２２を有する。受信されたＲＦ信号は、出力信号８０３を中間周波数（ＩＦ）で発生させるためにローカル発振器信号と混合される。図８は、基本概念を示すことを注意しなければならない。通常、受信器は、例えば性能を向上させる低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）のような追加的な成分を有する。

図８に示される受信器は、例えば、携帯電話の端末のような無線通信装置において用いられ得るが、他の無線通信装置も可能であることは明らかである。斯様な無線通信装置において、出力信号８０３は、処理ユニットにおいて更に処理され得る。該処理ユニットは、例えば、出力信号８０３に依存する音声信号を発生することもある。

要約として、本発明に従うミキサ回路は、多数の魅力的な特徴を有する。

例えば、当該ミキサ回路は、全ての所要のスイッチがノードをＶｓｓ又はＶｄｄの何れかに接続するので、デジタルＣＭＯＳと互換性があり、非常に低電源電圧で動作することが可能である。

更に、当該ミキサ回路は、図１のｎ１のような「内部」ノードを用いず、電流出力Iout1及びIout2へのトランスコンダクタ出力ノードの直接接続があるので、高周波数動作が可能である。図１のミキサにおいて、ノードｎ１から接地へのキャパシタンスは、重大な帯域幅制限である。

より更に、スイッチ型トランジスタによって導入されるノイズは、２個のアクティブ型トランスコンダクタに関する「コモンモード」ノイズであり、コモンモード出力ノイズ電流を生じる。このノイズは、差動出力電流ＩＯＵＴ１−ＩＯＵＴ２において相殺し、このことは、スイッチが無視出来るノイズ寄与を与えることを意味する。図１のミキサに関して、状況は、根本的に異なる。図１におけるミキサ回路のスイッチＭ２〜３は、発振器信号のゼロ交差におけるノイズのＰＳＤにおいて大きなピークを導入する。これは、両方の出力間において直接ノイズ電流経路が存在するからである。ＬＯ＋及びＬＯ−がおよそ同じ電圧を有する場合、両方のスイッチは伝導し、かなりのノイズ電流を有し、ゼロ交差においてノイズピークを生じる。このノイズは、トランスコンダクタンス段のノイズ上に生じ、「引継ぎ領域（take-over region）」がローカル発振器信号期間の大きな部分を構成する高周波数において支配的になる。類似の効果が、パッシブ型ミキサにおいて発生する。対照的に、スイッチ型トランスコンダクタミキサは、高周波数において、かなり少ないノイズの低下を示す。

本発明に従うスイッチ型トランスコンダクタンスミキサ回路は、単純なフルスイングデジタル発振器信号を用いて動作することが可能である。コモンモード電圧及び振幅は、既知のアクティブ型ミキサ回路におけるようにさほど重要でなく、スイッチ型トランジスタは、トランスコンダクタ段に関してカスケードとして動作するために、強い反転及び飽和でいるべきことが好ましい。またスイッチのノイズが上述のようにさほど重要でないという事実は、ＬＯ発生を簡単にする。

本発明に従うミキサ回路が有利に用いられ得る応用例は、例えば、低電源電圧における標準デジタルＣＭＯＳでの低電圧ＣＭＯＳ送信器であり、高ミキサ帯域幅が必要とされ既知のアクティブ型ミキサ回路の帯域幅が内部ノードによって制限される応用例、高ローカル発振器周波数における低ノイズ指数（ＮＦ）が必要とされスイッチ引継ぎノイズがノイズ指数を支配する応用例、及びデジタル発振器信号の使用が所望とされる応用例等である。デジタル発振器信号発生は、スピードが増加するにしたがいより一層実現可能になる。デジタル発振器の有利な点は、例えば、柔軟性及び可プログラム性であり、当該デジタル発振器は、ムーアの法則から集積回路の物理寸法の縮尺変更に対して利益を得る。

本文章中に記載の本発明の実施例は、例示に採用されることを意図されており、制限する意味には意図されていない。添付の請求項に規定される本発明の範囲から逸脱することなく当業者によってこれら実施例に様々な変更態様がされ得る。図２Ａ、図２Ｂ及び図４に示される本発明に従うミキサ回路の実施例への種々異なる変更が可能であることは、当業者にとって明らかである。例えば、代替案として、相補型実装として、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴがＮ−ＭＯＳＦＥＴによって置換され得、また逆も可能であり、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）が、Ｍ５〜Ｍ８の代わりに用いられ得（ＢＪＴがより少ない1/fノイズを有するのでＢｉＣＭＯＳプロセスでの実装が好ましい）、並びに図２Ａ及び図２Ｂのミキサ回路の何れかは、これらの相補型版と組み合わせられ得、これによりＮ型トランスコンダクタのバイアス電流はＰ型トランスコンダクタにおいて再利用される。この場合、所要の最小電力電源を減らすために、Ｎ型トランスコンダクタンス段のバイアス電圧は、ＶＤＤと等しく選択される一方で、Ｐ−ＭＯＳＦＥＴに対してＶＳＳに等しく選択され得る。直流バイアスは、比較的高い抵抗値を有する抵抗器によってＶｓｓ及びＶｄｄの夫々に行われ得、一方で、コンデンサは、信号結合を与え得る。相補型ミキサの半分部の出力は、直流結合され得、これは、ゼロＩＦダウンコンバージョンミキサ応用例に関して重要である。

より更には、ギルバートミキサに関して用いられる既知の種類の負荷ネットワークが適用されることも可能であり得、例えば、コンデンサが低域通過フィルタ処理用に加えられ得ると同時に加えられる広帯域電圧変換利得用のＶＤＤへの抵抗器、トランスインピーダンス増幅器、狭帯域応用例用の整合帯域通過ＬＣネットワーク、高差動抵抗値を有するコモンモード電流吸収ネットワーク、及び（例えば、周波数が十分に低く演算増幅器（ＯＰＡＭＰ）を実行するダウンコンバージョンミキサにおける）トランスインピーダンス増幅器を介した電流／電圧変換器等が適用され得る。

図１Ａは、先行技術のミキサ回路の概略図を示す。 図１Ｂは、図１Ａの先行技術のミキサ回路の概略的な機能説明を示す。 図２Ａは、本発明に従うミキサ回路の実施例の概略的な機能説明を示す。 図２Ｂは、本発明に従うミキサ回路の別の実施例の概略的な機能説明を示す。 図２Ｃは、本発明に従うミキサ回路の更に別の実施例の概略的な機能説明を示す。 図３は、本発明に従うミキサ及び既知のミキサ回路の両方に関して熱的出力ノイズ電流密度対ローカル発振器周波数のシミュレーションを含むグラフ図を示す。 図４は、集積回路として実現された、本発明に従うミキサ回路の実施例の概略的回路図を示す。 図５は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された変換利得対ローカル発振器周波数を含むグラフ図を示す。 図６は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された線形性対ローカル発振器周波数を含むグラフ図を示す。 図７は、図４に示される、本発明に従うミキサ回路に関する測定された出力ノイズ対ローカル発振器周波数を含むグラフ図を示す。 図８は、本発明に従うミキサ回路を備える受信器の概略図を示す。

Claims (10)

1. 入力信号を受信する入力ノードと、第１出力ノードと、第２出力ノードとを有するミキサ回路であって、電圧／電流変換手段及びスイッチング手段が、互いに並びに前記入力ノード、前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードに動作するように結合され、発振器信号に応答して前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードにおいて混合入力信号を発生するミキサ回路において、
   ＊前記電圧／電流変換器手段が、
   −前記入力ノードに結合された第１制御電極、並びに前記第１出力ノードに結合された第１出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第１スイッチング電極を有する第１主伝導性経路を有する第１電圧／電流変換器と、
   −前記入力ノードに結合された第２制御電極、並びに前記第２出力ノードに結合された第２出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第２スイッチング電極を有する第２主伝導性経路を有する第２電圧／電流変換器と
   を有し、
   ＊前記スイッチング手段が、
   −前記発振器信号の第１位相において、前記第１スイッチング電極を第１電源電圧に、且つ前記第２スイッチング電極を第２電源電圧に、
   −前記発振器信号の第２位相において、前記第１スイッチング電極を第２電源電圧に、且つ前記第２スイッチング電極を第１電源電圧に
   結合するように構成される、
   ことを特徴とするミキサ回路。
2. 前記第１電圧／電流変換器及び前記第２電圧／電力変換器が、絶縁ゲート電界効果トランジスタであり、該トランジスタのゲートが夫々の前記制御電極であり、該トランジスタのドレインが夫々の前記出力電極であり、該トランジスタのソースが夫々の前記スイッチング電極であることを特徴とする、請求項１に記載のミキサ回路。
3. 前記スイッチング手段が、
   −前記第１スイッチング電極を、前記発振器信号の第１位相において前記第１電源電圧に、且つ前記発振器信号の第２位相において第２電源電圧に結合する第１スイッチと、
   −前記第２スイッチング電極を、前記発振器信号の第１位相において前記第２電源電圧に、且つ前記発振器信号の第２位相において第１電源電圧に結合する第２スイッチと
   を有することを特徴とする、請求項１に記載のミキサ回路。
4. −前記第１スイッチが、前記スイッチングノードに結合される第１スイッチ出力ノードと前記発振器信号を受信する第１スイッチ入力ノードとを具える第１インバータ回路であり、
   −前記第２スイッチが、前記第２スイッチングノードに結合される第２スイッチ出力ノードと前記発振器信号の反転版を受信する第２スイッチ入力ノードとを具える第２インバータ回路である
   ことを特徴とする、請求項３に記載のミキサ回路。
5. 前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路がトランジスタを有することを特徴とする請求項４に記載のミキサ回路。
6. −前記第１インバータ回路が、ドレインが前記第１スイッチ出力ノードに結合され、ソースが前記第１電源電圧に結合され、ゲートが前記第１スイッチ入力ノードに結合される第１タイプの第１スイッチ絶縁ゲート電界効果トランジスタと、ドレインが前記第１スイッチ出力ノードに結合され、ソースが前記第２電源電圧に結合され、ゲートが前記第１スイッチ入力ノードに結合される第２タイプの第２スイッチ絶縁ゲート電界効果トランジスタとを有し、
   −前記第２インバータ回路が、ドレインが前記第２スイッチ出力ノードに結合され、ソースが前記第１電源電圧に結合され、ゲートが前記第２スイッチ入力ノードに結合される前記第１タイプの第３スイッチ絶縁ゲート電界効果トランジスタと、ドレインが前記第１スイッチ出力ノードに結合され、ソースが前記第２電源電圧に結合され、ゲートが前記第２スイッチ入力ノードに結合される前記第２タイプの第４スイッチ絶縁ゲート電界効果トランジスタとを有する
   ことを特徴とする、請求項５に記載のミキサ回路。
7. 前記ミキサ回路が、第２入力電圧を印加する第２入力ノードを有し、これにより、
   ＊前記電圧／電流変換手段が、
   −前記第２入力ノードに結合された第３制御電極、並びに前記第２出力ノードに結合された第３出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第３スイッチング電極を有する第３主伝導性経路を有する第３電圧／電流変換器と、
   −前記第２入力ノードに結合された第４制御電極、並びに前記第１出力ノードに結合された第４出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第４スイッチング電極を有する第４主伝導性経路を有する第４電圧／電流変換器と
   を有し、
   ＊前記スイッチング手段が、
   −前記発振器信号の前記第１位相において、前記第３スイッチング電極を前記第１電源電圧に、且つ前記第４スイッチング電極を前記第２電源電圧に、
   −前記発振器信号の前記第２位相において、前記第３スイッチング電極を前記第２電源電圧に、且つ前記第４スイッチング電極を前記第１電源電圧に
   結合するように構成される、
   ことを特徴とする、請求項１に記載のミキサ回路。
8. 無線周波数信号を受信する受信器であって、発振器周波数信号を発生するローカル発振器を有する受信器部に結合されるアンテナ部を有し、信号を別の周波数で出力するように構成される受信器において、
   前記受信器部が、前記発振器信号を前記無線周波数信号と混合する請求項１に記載のミキサ回路を有することを特徴とする受信器。
9. 信号処理部に結合される受信器を有する無線通信装置であって、前記信号処理部が、この受信器によって発生される信号をより低い周波数で処理するような無線通信装置において、前記受信器が、請求項８に記載の受信器であることを特徴とする無線通信装置。
10. 入力信号を発振器信号と混合することによって出力信号を発生し、これにより、前記出力信号が、第１出力電流及び第２出力電流を有し、前記入力信号を受信する入力ノードと、前記第１出力電流を供給する第１出力ノードと、前記第２出力電流を供給する第２出力ノードとを有するミキサ回路において、電圧／電流変換手段及びスイッチング手段が、互いに並びに前記入力ノード、前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードに動作するように結合され、前記発振器信号に応答して前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードにおいて前記出力信号を発生する方法において、
    ＊前記電圧／電流変換手段が、
    −前記入力ノードに結合された第１制御電極、並びに前記第１出力ノードに結合された第１出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第１スイッチング電極を有する第１主伝導性経路を有する第１電圧／電流変換器と、
    −前記入力ノードに結合された第２制御電極、並びに前記第２出力ノードに結合された第２出力電極及び前記スイッチング手段に結合された第２スイッチング電極を有する第２主伝導性経路を有する第２電圧／電流変換器と
    を有し、
    ＊前記スイッチング手段が、
    −前記発振器信号の第１位相において、前記第１スイッチング電極を第１電源電圧に、且つ前記第２スイッチング電極を第２電源電圧に、
    −前記発振器信号の第２位相において、前記第１スイッチング電極を第２電源電圧に、且つ前記第２スイッチング電極を第１電源電圧に
    結合する、
    ことを特徴とする方法。

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