KR20050121097A - 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로 - Google Patents

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Abstract

전류증폭결합기를 구비한 선형 혼합기회로가 개시된다. 본 발명에 따르면, 고주파개방부하(RF open load) 및 개선된 전류 증폭 결합기를 이용하여 선형성이 우수한 혼합기(mixer) 회로를 개시한다. 이에 의하여 종래 혼합기 회로의 전압-전류 변환단 및 전류-전압 변환단을 없애고 고주파개방부하와 전류 증폭 결합기를 같이 사용하여 신호를 전류 형태로 그대로 전달함으로써 전압-전류 변환단 및 전류-전압 변환단에 의한 비선형성을 없애고, 고주파개방부하를 사용하여 증폭단과 스위칭 단의 바이어스 전류를 분리하며, 인덕터와 커패시턴스의 조합 등에 의한 고주파개방부하에 의해 영상주파수를 필터링할 수 있다는 점이다.

Description

전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로{Linear mixer containing current amplifiers}
본 발명은 선형 혼합기 회로에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 전류 증폭 결합기와 고주파개방부하(RF open load)로 구성되어, 저전력의 선형성이 우수한 수신기회로를 구현할 수 있는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기회로에 관한 것이다.
일반적으로 무선 수신기회로는 전단에는 저잡음 증폭기(LNA, Low Noise Amplifier), 혼합기(Mixer), 중간주파수증폭기 등이 다단으로 연결되어 있다. 저잡음 증폭기는 감쇄 및 잡음의 영향으로 인해 매우 낮은 전력레벨을 갖고 있는 무선 수신단에서 수신된 전력을 잡음을 최소화하면서 증폭한다. 혼합기는 반송파 (Carrier)에 신호를 변조시켜 송신하는 시스템에서 중간주파수(Intermediate Frequency, IF) 혹은 기저대역(baseband) 주파수신호를 추출해내기 위해 주로 사용된다. 혼합기는 대부분 전압-전류 변환단과 주파수 변환단(switching stage)으로 이루어져 있다. 이러한 수신기 회로의 성능은 수신기 회로의 증폭단의 선형성에 크게 영향을 받는다. 증폭단이 비선형적이면 원하지 않는 주파수의 노이즈를 발생시키기 때문이다.
일반적으로, 전압-전류 변환단은 바이폴라 트랜지스터(Bipolar Junction Transistor, 이하 'BJT'라고 함)나 전계효과 트랜지스터(Field-Effect Transistor, 이하 'FET'라고 함) 와 같은 반도체 증폭 소자를 사용한다. BJT나 FET와 같은 반도체 증폭 소자는 입력 전압에 따라 출력 전류가 제어되는 트랜스컨덕턴스(transconductance) 증폭기능을 갖는다. 따라서 일반적으로 트랜지스터 증폭기의 입력단에서는 입력 전압 신호가 출력 전류로 일단 바뀐다. 이 출력 전류가 부하 임피던스에 의해 전압으로 바뀌게 되는 것이다. 그런데 전압-전류 변환단은 FET 소자의 비선형성으로 인해 증폭의 선형성이 떨어진다. 전압-전류 변환단이 여러 단 계속 연결되면 선형 특성은 더욱 더 나빠지게 된다. 수신기 회로에서는 다단으로 연결된 혼합기 부분이 전체적인 선형성을 좌우하게 된다. 특히 혼합기의 경우 전압-전류 변환단과 주파수 변환단(switching stage)으로 이루어져 있는데, 주파수 변환단은 통상 스위칭에 의하여 동작하기 때문에 전류에 대한 선형성이 매우 좋으므로 전압-전류 변환단에 의한 비선형성이 문제가 된다.
도 1은 종래의 혼합기의 구조를 도시한 회로도이다.
이하 도 1을 참조하여 종래의 혼합기의 동작을 설명한다. 도 1을 참조하면 종래의 혼합기는 전압-전류 변환단(T10)과 제 1 혼합기(X20) 및 제 2 혼합기(X40)를 포함한다.
각 혼합기(X20, X40)는 전압-전류 변환단(T22, T42)과 주파수 변환단(S26, S44) 그리고 전류-전압 변환단(R28, R46)을 가지고 있다. 수신신호에 의하여 T10이 바이어스 되어 전류로 증폭된 다음, R24의 부하에 의하여 다시 전압 값으로 변환된다. 이 전압은 다시 T22를 바이어스 하여 전류로 변환되고 주파수 변환단(S26)과 R28을 거치면서 , 중간주파수 신호를 구한다. 이와 같은 과정은, 제 2 혼합기(X40)에서도 동일하게 진행된다.
문제는 전압에서 전류로 변하는 T22, T42 마다 트랜지스터의 비선형성에 의해 신호에 왜곡을 가져온다는 것이다. 또한 비선형성에 따른 고조파(harmonics)성분이 발생하여 노이즈로 작용할 수 있다는 것이다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 전압-전류 변환단 및 전류-전압 변환단을 없애고 고주파개방부하와 전류 증폭 결합기를 같이 사용하여 신호를 전류 형태로 그대로 전달하는 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 혼합기는, 수신되는 입력전압신호를 동일한 주파수 성분을 가지는 제 1 전류신호로 바꾸어 출력하는 전압-전류 변환부, 상기 전압-전류 변환부에 바이어스(bias) 전압을 인가하고 상기 제 1 전류신호에서 영상주파수(image frequency)를 필터링하는 고주파개방부하, 제 1 국부발진신호(LO1)와 상기 제 1 전류신호를 결합하여 주파수를 변경한 제 2 전류신호를 출력하는 제 1 주파수변환스위치부 및, 상기 제 2 전류신호를 제 1 소정배수로 증폭한 제 3 전류신호를 출력하는 제 1 전류증폭결합부를 포함한다.
바람직하게는,제 2 국부발진신호(LO2)와 상기 제 3 전류신호를 결합하여 주파수를 변경한 전류신호를 출력하는 제 2 주파수변환스위치부를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 전압-전류 변환부에서 출력되는 제 1 전류를 제 2 소정배수로 증폭하여 상기 제 1 주파수변환스위치부로 전달하는 제 2 전류증폭결합부를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 제 1 전류증폭결합부는 기생 버티컬 NPN 바이폴라 트랜지스터 (parasitic vertical NPN bipolar transistor)를 사용하여 flicker 노이즈와 DC 오프셋을 줄일 수 있다.
바람직하게는, 상기 고주파개방부하는 인덕터(inductor)와 커패시터(capacitor) 중에서 적어도 하나를 구비하여 상기 전압-전류 변환부로부터 출력되는 신호의 영상주파수(image frequency)성분을 필터링하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 제 1 전류증폭결합부는 버퍼(buffer) 트랜지스터를 더 구비하여 최대 동작주파수를 높이는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 제 1 전류증폭결합부는 별도의 바이패스 트랜지스터를 더 구비하여 DC 바이어스 전류를 줄일 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예는 상기 혼합기가 하나의 칩(chip)내에 구비되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 실시예는 본 발명의 선형 혼합기회로를 사용하여 입력되는 무선신호에서 중간주파수 및 기저대역 주파수 신호 성분 중에서 적어도 하나의 주파수 신호를 검출함으로써 무선신호를 수신하는 무선 수신기 장치를 개시한다.
본 발명의 또 다른 실시예는 본 발명의 선형 혼합기회로를 사용하여 입력신호의 주파수를 중간주파수 및 반송파 주파수 중에서 적어도 하나의 주파수로 변환함으로써 입력신호를 무선출력신호로 변환하여 출력하는 무선 송신기 장치를 개시한다.
이하에서는, 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 블럭도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 혼합기(Mixer)회로는 전압-전류 변환부(202), 고주파개방부하(204), 제 1 주파수변환스위치부(208), 전류증폭결합부(210) 및 제 2 주파수변환스위치부(212)를 포함한다. 종래의 도 1에서 일반부하(R24), 전압-전류 변환단(T22, T42) 및 전류-전압 변환단(R28, R46)이 생략되고 고주파개방부하(204), 전류증폭결합부(210)를 포함한다.
전압-전류 변환부(202)는 입력되는 전압신호(VRF)를 동일한 주파수를 가지는 제 1 전류신호로 변환하여 206의 회선를 통해 출력한다.
고주파개방부하(RF open load)(204)는 전압-전류 변환부(202)에 바이어스 전압을 걸어준다. 또한 전압-전류변환부(202)와 제 1 주파수변환스위치부(208)의 바이어스 전류를 분리할 수 있다. 고주파개방부하(204)는 저항, 인덕터 및 인덕터와 커패시터의 조합을 포함한다. 인덕터와 커패시터의 조합 등에 의한 능동부하는 필터로 동작할 수 있으며, 이때 적절한 조합으로, 전압-전류변환부로부터 출력되는 제 1 전류신호에 포함된 입력 전압신호(VRF)의 영상 주파수(image frequency)신호 성분을 제거하는 대역통과필터(BPF, Band Pass Filter)를 구현할 수도 있다. 즉 고주파개방부하(204)는 이미지필터(image filter 혹은 image reject filter)로 동작할 수 있다.
제 1 주파수변환스위치부(208)는 제 1 국부발진기(또는 RF 국부발진기)(미도시)에서 제 1 국부발진신호(이하 'LO1'이라 함)를 수신하여 전압-전류변환부(202)로부터 출력되는 제 1 전류신호와 혼합한다. 이를 통해, 제 1 주파수변환스위치부(208)는 입력 전압신호의 주파수를 포함하는 제 1 전류신호를 중간주파수를 포함하는 제 2 전류신호로 변환하여 214 회선을 통해 출력한다. 여기서 LO1 신호는 입력 전압신호의 포함된 반송파의 주파수와 중간주파수의 차에 해당하는 주파수를 가진다.
전류증폭결합부(210)는 제 2 전류신호를 받아 해당 주파수 신호성분을 유지한 채, 소정배수만큼 증폭한 제 3 전류신호를 생성하여 216회선을 통해 출력한다. 전류증폭결합기(210)는 바람직하게는 2개의 전류미러(current mirror) 구조를 가진다. 2개의 전류미러의 이득을 조정함으로써 소정배수의 증폭을 가능하게 되고, 이를 통해 미약한 제 2 전류신호를 소정배수 만큼 증폭한다. 반도체 공정에 의해 2개 전류미러에 포함되는 트랜지스터의 W/L(width/length) 비를 소정배함으로써 이득을 조정할 수 있다.
제 2 주파수변환스위치부(212)는 전류증폭결합부로부터 중간주파수를 포함하는 제 3 전류신호를 받는다. 제 2 주파수변환스위치부(212)는 제 2 국부발진기(또는 IF 국부발진기)(미도시)로부터 제 2 국부발진신호(이하 'LO2'라고 함)를 받아 기저대역(Base band) 주파수 성분을 포함하는 출력전류신호를 생성한다. 여기서 LO2 신호는 중간주파수와 기저대역 주파수의 차에 해당하는 주파수를 가진다.
제 1 주파수변환스위치부(208) 및 제 2 주파수변환스위치부(212)는 BJT 뿐만 아니라 모스전계효과 트랜지스터(MOSFET 또는 metal-oxide semiconductor field-effect transistor)로서 N-type MOSFET(이하 'NMOS' 라고 함) 또는 P-type MOSFET(이하 'PMOS' 라고 함)을 사용할 수 있으며, 바람직하게는 PMOS를 사용할 수 있다. 나아가, 제 2 주파수변환스위치부(208)의 입출력 단자의 격리(isolation) 문제를 해결하기 위하여 Single Balanced Mixer(SBM) 및 Double Balanced Mixer (DBM)를 사용할 수 있다.
제 2 주파수변환스위치부(212)를 거친 출력 전류신호는 전류-전압변환부(미도시)를 통과하여 실제로 RF 수신기회로 등이 원하는 기저대역의 전압신호로 바뀌게 된다.
다만, 수신기 중에서 직접변환(Direct conversion)수신기의 경우에는 제 2 주파수변환스위치부(212)는 생략된다. 이경우는, 중간주파수를 사용하지 않는 무선 송수신 방식이므로 입력전압(VRF)에서 반송파만을 제거하기 위한 하나의 주파수변환스위치만을 필요로 한다. 전류증폭결합부(210)에서 출력되는 제 3 전류신호가 전류-전압변환부(미도시)를 통과하여 출력전압으로 바뀌어, 바로 기저대역 아날로그(BBA, Base Band Analog)회로(미도시)로 입력될 수 있다.
본 발명에 따른 도 2의 혼합기 회로는 종래의 전압-전류 변환단과 전류-전압 변환단이 반복되는 구조를 피하고 전압-전류 변환부(202)에서 전류신호로 바꾼 후에는 계속 전류신호 상태로 신호처리를 행한다. 그럼으로써 전압-전류 변환단의 비선형성을 피할 수 있다. 또한 제 1 주파수변환스위치부(208)가 전압-전류 변환부(202)로부터 분리되어 있는 folded 혼합기 구조를 이용하여 전압-전류 변환부(202)와 제 1 주파수변환스위치부(208)의 바이어스 전류를 분리할 수 있으며, 각각 최적 바이어스 전류를 얻을 수 있다.
도 3은 본 발명에 다른 실시예에 따른 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 블럭도이다. 도 3에 따른 혼합기 회로는 전압-전류 변환부(202)에서 출력되는 제 1 전류신호를 제 1 주파수변환스위치부(208)로 입력하기 전에 소정배수로 증폭한다.
제 2 전류증폭결합부(318)는 제 1 주파수변환스위치부로 입력되는 제 1 전류신호 자체를 증폭한다. 이에 따라, 제 1 주파수변환스위치부(208)에서 출력되는 제 2 전류신호의 크기를 미리 증폭할 수 있다. 제 1 주파수변환스위치부(208)나 제 2 주파수변환스위치부(212)에서 출력되는 전류신호 중에서 최종적으로 수신기 회로가 획득할려는 신호는 제 1 주파수변환스위치부(208)로 입력되는 제 1 전류신호나 제 1 국부발진기 신호의 주파수가 아닌 다른 혼변조(intermodulation)에 의한 신호이므로 신호의 크기가 줄어든다. 그러므로 전반적으로 증폭기 회로가 필수적으로 필요하다.
제 2 전류증폭결합부(318)는 전압-전류 변환부(202)에서 출력되는 제 1 전류신호를 동일 주파수를 유지하며 소정배수만큼 증폭하여 제 1 주파수변환스위치부(208)로 전달한다.
도 4는, 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 구체적인 실시예를 도시한 회로도이다. 도 2 내지 도 4를 참조하여 본 발명의 혼합기의 구체적인 실시예를 설명한다. 이하에서는, 도면에서 동일한 참조번호를 사용하는 것은 동일하게 동작하는 것으로 중복설명을 생략한다.
전압-전류 변환부(202)는 NMOS(M402)를 사용하였다. 입력전압(VRF)는 M402에 의하여 제 1 전류신호(406)로 바뀐다.
제 1 주파수변환스위치부(208)는 도 2의 제 1 주파수변환스위치부(208)와 동일하며 구체적인 실시예로서 PMOS(M404, M406)를 이용하여 Single Balanced 구조로 구현되었다.
제 1 전류증폭결합부(410)는 Q418, Q419, Q420 및 Q421의 트랜지스터를 포함한다. Q418과 Q419이 제 1 전류미러를 구성하고, Q420과 Q421이 제 2 전류미러를 구성한다. 제 1 전류미러와 제 2 전류미러의 이득을 조정함으로써 소정배수의 전류증폭을 구현할 수 있다.
제 1 전류증폭결합부(410)의 각 트랜지스터(Q418, Q419, Q420, Q421)는 CMOS 공정의 기생 버티컬 NPN 바이폴라 트랜지스터(parasitic vertical NPN BJT, 이하 'V-NPN BJT'이라 함)를 사용하였다. 이에 의하여, 능동 소자가 가지고 있는 고유의 노이즈인 flicker 노이즈(또는 1/f 노이즈)가 일반 MOSFET에 비해서 아주 작고 소자 정합(matching) 특성을 향상시킬 수 있다. 이것은 제 2 주파수변환스위치부(212)를 구비하지 않는 직접변환 수신기에서 더욱 효과적이다.
flicker 노이즈와 DC 오프셋(DC offset)은 직접변환 수신기에서 중요한 문제가 된다. 종래의 직접변환 수신기는 국부 발진기 누설(local oscillator leakage)에 의한 DC 오프셋 문제와 위상일치/직교입력(In-phase/Quadrature-phase, I/Q)회로간의 부정합 등의 문제로 집적 회로로의 구현에 어려움이 많다.
이를 위하여 일반적으로 MOSFET에 비해서 flicker 노이즈의 크기가 몇 차수정도만큼 아주 작고 소자와 소자 사이의 정합특성도 더 뛰어난 BJT를 사용한다. 나아가, 표준 3중웰 CMOS 공정에서 깊은 웰(deep well)을 이용하여 얻을 수 있는 V-NPN BJT를 사용함으로써 수 GHz 회로에 사용이 충분할 정도의 높은 고주파 성능과 소자간의 격리도 되어 있어 고속 집적 회로에의 적용이 가능하게 할 수 있다. 또한, V-NPN BJT는 BJT 본연의 특성으로 인하여 flicker 잡음이 MOS 트랜지스터에 비하여 매우 적고, 소자간 정합 특성도 좋다.
이러한 V-NPN BJT를 사용한 제 1 전류증폭결합부(410)는 도 3의 회로의 제 1 전류증폭결합부(210)에도 그대로 적용될 수 있다.
도 5는, 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 다른 구체적인 실시예를 도시한 회로도이다.
도 5의 회로는 도 4의 회로와 전체적으로 동일한 구조를 가진다. 다만 도 4의 전류증폭결합부(410)에 대응하여 버퍼(buffer) 트랜지스터를 더 포함하는 buffered 전류미러(current mirror)를 이용한 전류증폭결합부(510)을 포함한다. 도 2 및 도 3의 혼합기 회로의 대역폭은 전류증폭결합부(210)에 의해 결정되므로, 도 5의 회로는 전류증폭결합부(510)에 대역폭이 넓은 buffered 전류미러를 사용하여 높은 최대 동작 주파수를 얻을 수 있다.
전류증폭결합부(510)는 NMOS인 M518, M519, M520, M521, M522 및 M523을 가진다. 전류증폭결합부(510)가 넓은 대역폭을 가지기 위해서는 내재된 커패시턴스가 작아야 한다. M518과 M523의 게이트(gate) 커패시턴스는 버퍼 M520에 의해 보이지 않게 되고, M519과 M521의 게이트 커패시턴스는 버퍼 M522에 의해 보이지 않게 된다. buffer M520과 M522의 게이트 커패시턴스는 M518, M519, M521 및 M523에 비해 작게 구현할 수 있고, 또한 소정배수의 증폭을 위하여 제작공정상에서 M521과 M523의 면적을 증가시키더라도 대역폭에는 영향을 받지 않게 된다. 그러므로 전체 전류증폭결합부(510)의 최대동작 주파수가 높아지게 된다.
도 5의 전류증폭결합부(510)의 버퍼 구조는 도 3의 회로의 제 1 전류증폭결합부(210)에도 적용할 수 있으며, 도 4의 V-NPN BJT를 사용하여 같은 bufferd 전류미러의 구성을 구현할 수도 있다. 그 밖에도, 본 발명의 기술분야에 통상의 지식을 가지는 자에게 알려진 bufferd 전류미러구조를 사용할 수 있다.
도 6은 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 또 다른 구체적인 실시예를 도시한 회로도이다.
도 2의 전류증폭결합기(210)에서 전류미러를 사용하는 경우에 DC 바이어스 전류도 함께 증폭되는 등 스케일링 된다는 단점이 있다. 이런 문제를 해결하기 위하여 DC 바이어스 전류를 줄이기 위한 구조로서 도 6의 전류증폭결합기(610)를 사용할 수 있다.
전류증폭결합기(610)는 NMOS인 M618, M619, M620, M621, M622, M623을 포함한다. 이중에서, 바이패스 트랜지스터인 M620 과 M621는 전류미러의 DC 전류를 제거하는 역할을 하게 된다. 바이패스 트랜지스터(M620, M621)는 두 전류미러의 전류를 제어하는 쪽에 병렬로 연결되어 반사(mirror)되는 전류의 DC 성분을 바이패스 트랜지스터(M620, M621)에 의해 줄이게 된다. 바이패스 트랜지스터(M620, M621)는 바이어스(BIAS) 전압 조정에 따라 그에 해당하는 일정한 전류를 바이패스한다.
도 7은 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 구체적인 실시예를 도시한 회로도이다.
전류증폭결합기(710)는 M719, M720, M721 및 M722를 포함하며, M719과 M720에 의한 제 1 전류미러와 M721과 M722에 의한 제 2 전류미러의 W/L 비율은 N 으로 한다.
Double Balanced 구조를 사용한 제 2 주파수변환스위치부(712)와 전류-전압변환부(718)을 포함한다.
전류-전압변환부(718)는 제 2 주파수변환스위치부의 출력전류신호를 기저대역 아날로그 회로(미도시)로 보내기에 앞서 전압신호로 변환시켜준다.
도 8은 도 7의 실시예를 이용하여 시뮬레이션을 수행한 결과를 표시한 그래프이다.
그래프의 가로축은 전류증폭결합기(710)의 2개 전류미러의 W/L 비율인 N 을 나타낸다. 그래프의 가로축은 N에 따른 전류이득 즉, 증폭율을 나타낸다. 그래프를 통해 증폭이 선형적으로 변함을 알 수 있다.
또한 이러한 선형성에 의하여 수신기 회로의 성능을 가늠하는 IIP3(3rd Input Intercept Point)값을 측정하면 현저하게 IIP3 값이 증가되었음을 볼 수 있다.
도 9는 도 7의 실시예를 이용하여 시뮬레이션을 수행한 결과를 표시한 그래프이다.
그래프에서 910은 종래의 구조에서의 IIP3을 측정한 것이고, 920은 도 7의 실시예를 통해 측정한 IIP3 값을 나타낸다.
지금까지 수신기 회로에서의 혼합기를 중심으로 본 발명을 설명하였다. 그러나 본 발명의 도 2 내지 도 7의 실시예는 수신기회로에 한정되지 아니하며, RF의 송신기회로에서도 동일하게 적용된다. 다만 이때의 전압-전류변환단에 입력되는 전압신호는 기저대역 신호가 될 것이며 제 2 주파수변환스위치단을 거친 전류신호는 carrier주파수로 변조된 신호를 포함하게 될 것이다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, 종래의 혼합기 회로에서의 전압-전류 변환단 및 전류-전압 변환단에 의한 비선형성을 없앨 수 있다. 뿐만 아니라, 전류미러를 이용하는 혼합기의 구체적인 회로를 제시함에 따라 다음과 같은 효과를 가진다.
첫째로, V-NPN BJT를 사용함으로써, 직접변환 수신기에서의 flicker 노이즈와 DC 오프셋을 줄일 수 있는 혼합기회로를 구현할 수 있고,
둘째, buffer 트랜지스터를 함께 사용함으로써 최대동작주파수가 높은 혼합기회로가 가능해지고,
세번째는, 전류미러를 사용함에 따른 DC 바이어스 전류의 스케일링을 방지할 수 있는 혼합기회로를 구현할 수 있다.
나아가, 본 발명은 인덕터와 커패시터 부하 등의 고주파개방부하를 사용함으로써 전류는 그대로 전달하면서, 영상주파수를 필터링 할 수 있는 부가적인 효과를 가진다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
도 1은 종래의 혼합기의 구조를 도시한 회로도,
도 2는 본 발명에 일 실시예에 따른 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 블럭도,
도 3은 본 발명에 다른 실시예에 따른 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 블럭도,
도 4는, 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 구체적인 실시예를 도시한 회로도,
도 5는, 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 다른 구체적인 실시예를 도시한 회로도,
도 6은 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 또 다른 구체적인 실시예를 도시한 회로도.
도 7은 도 2의 일 실시예에 따른 본 발명의 전류증폭결합기를 이용한 선형 혼합기의 구체적인 실시예를 도시한 회로도,
도 8은 도 7의 실시예를 이용하여 시뮬레이션을 수행한 결과를 표시한 그래프, 그리고
도 9는 도 7의 실시예를 이용하여 시뮬레이션을 수행한 결과를 표시한 그래프이다.

Claims (10)

  1. 입력되는 전압신호를 동일한 주파수 성분을 가지는 제 1 전류신호로 바꾸어 출력하는 전압-전류 변환부;
    상기 전압-전류 변환부에 바이어스(bias) 전압을 인가하고 상기 제 1 전류신호에서 영상주파수(image frequency)성분을 필터링하는 고주파개방부하;
    제 1 국부발진신호(LO1)와 상기 제 1 전류신호를 결합하여 주파수를 변경한 제 2 전류신호를 출력하는 제 1 주파수변환스위치부; 및,
    상기 제 2 전류신호를 제 1 소정배수로 증폭한 제 3 전류신호를 출력하는 제 1 전류증폭결합부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    제 2 국부발진신호(LO2)와 상기 제 3 전류신호를 결합하여 주파수를 변경한 전류신호를 출력하는 제 2 주파수변환스위치부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기회로.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 전압-전류 변환부에서 출력되는 제 1 전류를 제 2 소정배수로 증폭하여 상기 제 1 주파수변환스위치부로 전달하는 제 2 전류증폭결합부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 전류증폭결합부는 기생 버티컬 NPN 바이폴라 트랜지스터 (parasitic vertical NPN bipolar transistor)를 사용하여 flicker 노이즈와 DC 오프셋을 줄이는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 고주파개방부하는 인덕터와 커패시터 중에서 적어도 하나를 구비하여 상기 전압-전류 변환부로부터 출력되는 신호의 영상주파수(image frequency)성분을 필터링하는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 전류증폭결합부는 버퍼(buffer) 트랜지스터를 더 구비하여 최대 동작주파수를 높이는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기.
  7. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제 1 전류증폭결합부는 별도의 바이패스 트랜지스터를 더 구비하여 DC 바이어스 전류를 줄이는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기.
  8. 제 1항 또는 제 7항의 선형 혼합기회로가 하나의 칩(chip)내에 구비되는 것을 특징으로 하는 전류증폭결합기를 포함한 선형 혼합기.
  9. 제 1항 또는 제 7항의 혼합기회로를 사용하여 입력되는 무선신호에서 중간주파수 및 기저대역 주파수 신호 성분 중에서 적어도 하나의 주파수 신호를 검출함으로써 무선신호를 수신하는 무선 수신기 장치.
  10. 제 1항 또는 제 7항의 혼합기를 사용하여 입력신호의 주파수를 중간주파수 및 반송파 주파수 중에서 적어도 하나의 주파수로 변환함으로써 입력신호를 무선출력신호로 변환하여 출력하는 무선 송신기 장치.
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