JP2001156549A - 高周波ミキサ回路 - Google Patents
高周波ミキサ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 消費電流を増加させることなく低電圧で大振
幅出力が得られ、この大振幅出力での直線性およびＳ／
Ｎ比の優れた出力が得られる高周波ミキサ回路を提供す
る。 【解決手段】 トランジスタＱ１〜Ｑ１２からなる電流
出力型ミキサ回路の出力側に抵抗Ｒ１，Ｒ２およびトラ
ンジスタＱ１３，Ｑ１４と電源Ｖbiasからなる電流源型
エミッタフォロア回路を接続した。
幅出力が得られ、この大振幅出力での直線性およびＳ／
Ｎ比の優れた出力が得られる高周波ミキサ回路を提供す
る。 【解決手段】 トランジスタＱ１〜Ｑ１２からなる電流
出力型ミキサ回路の出力側に抵抗Ｒ１，Ｒ２およびトラ
ンジスタＱ１３，Ｑ１４と電源Ｖbiasからなる電流源型
エミッタフォロア回路を接続した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波ミキサ回路に
関する。より詳しくは、ＴＶやＶＴＲ用のＶＩＦ（映像
中間周波信号）やＳＩＦ（音声中間周波信号）等に使用
される低雑音、高性能の高周波ミキサに関するものであ
る。
関する。より詳しくは、ＴＶやＶＴＲ用のＶＩＦ（映像
中間周波信号）やＳＩＦ（音声中間周波信号）等に使用
される低雑音、高性能の高周波ミキサに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来技術からなるギルバートセル
構成のダブルバランスドミキサーの回路の一例を示す。
従来技術からなる集積回路用ミキサ回路においては、差
動回路を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６に第一の入力
である高周波信号ＲＦ（周波数ｆ１）を加えることでＱ
５に流れる電流Ｉ５と、Ｑ６に流れる電流Ｉ６の和は共
通エミッタ電流ｌｅに等しい。このためＱ５とＱ６は同
一振幅で逆位相の出力電流を各々トランジスタＱ１とＱ
２及びトランジスタＱ３とＱ４のエミッタに供給する。
構成のダブルバランスドミキサーの回路の一例を示す。
従来技術からなる集積回路用ミキサ回路においては、差
動回路を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６に第一の入力
である高周波信号ＲＦ（周波数ｆ１）を加えることでＱ
５に流れる電流Ｉ５と、Ｑ６に流れる電流Ｉ６の和は共
通エミッタ電流ｌｅに等しい。このためＱ５とＱ６は同
一振幅で逆位相の出力電流を各々トランジスタＱ１とＱ
２及びトランジスタＱ３とＱ４のエミッタに供給する。
【０００３】トランジスタＱ１〜Ｑ４に第２の入力であ
る局部発振信号ＬＯ（周波数ｆ２）を加えることにより
２組の差動回路（Ｑ１とＱ２）および（Ｑ３とＱ４）に
スイッチング動作を行わせる。電流Ｉ５はＱ１に流れる
Ｉ１とＱ２に流れる電流Ｉ２とに分流され、電流Ｉ６は
Ｑ３に流れる電流Ｉ３とＱ４に流れる電流Ｉ４とに分流
される。その比は第２の入力の振幅Ａ２によって決定さ
れる。
る局部発振信号ＬＯ（周波数ｆ２）を加えることにより
２組の差動回路（Ｑ１とＱ２）および（Ｑ３とＱ４）に
スイッチング動作を行わせる。電流Ｉ５はＱ１に流れる
Ｉ１とＱ２に流れる電流Ｉ２とに分流され、電流Ｉ６は
Ｑ３に流れる電流Ｉ３とＱ４に流れる電流Ｉ４とに分流
される。その比は第２の入力の振幅Ａ２によって決定さ
れる。
【０００４】負荷抵抗であるＲ１，Ｒ２には各々（Ｉ１
−Ｉ３）、（Ｉ２−Ｉ４）なる電流が流れ、その結果、
Ｒ１にはＶＲ１＝Ｖｃｃ−Ｒ１＊（Ｉ１−Ｉ３）が生
じ、Ｒ２にはＶＲ２＝Ｖｃｃ−Ｒ２＊（Ｉ２−Ｉ４）か
らなる出力電圧が生じる。この時ＶＲ１とＶＲ２も同一
振幅で逆位相となる。それを抵抗負荷型のエミッタフォ
ロワ回路でＶｏｕｔとして出力する。
−Ｉ３）、（Ｉ２−Ｉ４）なる電流が流れ、その結果、
Ｒ１にはＶＲ１＝Ｖｃｃ−Ｒ１＊（Ｉ１−Ｉ３）が生
じ、Ｒ２にはＶＲ２＝Ｖｃｃ−Ｒ２＊（Ｉ２−Ｉ４）か
らなる出力電圧が生じる。この時ＶＲ１とＶＲ２も同一
振幅で逆位相となる。それを抵抗負荷型のエミッタフォ
ロワ回路でＶｏｕｔとして出力する。
【０００５】この出力電圧は第１の入力信号ＲＦと第２
の入力信号ＬＯの掛算結果を含むため、Ｖｏｕｔは第１
の入力信号ＲＦと第２の入力信号ＬＯの混合信号（ｆ１
±ｆ２成分）が得られる。この回路は、入力部差動回路
の各トランジスタのエミッタが直結されているためＳ／
Ｎに優れ、高利得であるという利点を有する。
の入力信号ＬＯの掛算結果を含むため、Ｖｏｕｔは第１
の入力信号ＲＦと第２の入力信号ＬＯの混合信号（ｆ１
±ｆ２成分）が得られる。この回路は、入力部差動回路
の各トランジスタのエミッタが直結されているためＳ／
Ｎに優れ、高利得であるという利点を有する。
【０００６】しかし、δＩｃｃ＝Ｉ１＋Ｉ２は次式で与
えられるため、入力部での直線性が差動入力ＶＲｆ＜２
＊ＶＴ程度までしか確保できない。 δＩｃｃ＝Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｅ＊ｔａｎｈ（Ｖｉｄ／２＊
ＶＴ） ただし、ＶＴ＝ｋ＊Ｔ／ｑ，ｋ：ボルツマン定数１．３
８Ｅ−２３，Ｔ：絶対温度（Ｋ），ｑ：電子電荷１．６
０２Ｅ−１９（Ｃ）である。
えられるため、入力部での直線性が差動入力ＶＲｆ＜２
＊ＶＴ程度までしか確保できない。 δＩｃｃ＝Ｉ１−Ｉ２＝Ｉｅ＊ｔａｎｈ（Ｖｉｄ／２＊
ＶＴ） ただし、ＶＴ＝ｋ＊Ｔ／ｑ，ｋ：ボルツマン定数１．３
８Ｅ−２３，Ｔ：絶対温度（Ｋ），ｑ：電子電荷１．６
０２Ｅ−１９（Ｃ）である。
【０００７】そのため、ドイツ方式ＴＶ音声多重方式で
あるツバイトン（ｔｗｅｉｔｏｎ）方式のように２つの
音声搬送波信号を有する場合、非直線性により、入力信
号が２乗検波されるため、２つの搬送波信号の周波数の
差成分が発生し特性が悪化するという問題がある。
あるツバイトン（ｔｗｅｉｔｏｎ）方式のように２つの
音声搬送波信号を有する場合、非直線性により、入力信
号が２乗検波されるため、２つの搬送波信号の周波数の
差成分が発生し特性が悪化するという問題がある。
【０００８】従来技術のもう１つの例として、図７に上
記図６の従来技術の回路にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ
Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプを追加した例を示
す。この図７の回路方式は前述の図６の回路方式の持つ
非直線性という問題を解決するため、トランジスタＱ
５，Ｑ６からなる差動回路にＲＥを追加しエミッタに負
帰還を行うものである。これにより良好な直線性が確保
できる領域がＶｉｄ＜ＲＥ＊Ｉｅ１まで広がる。
記図６の従来技術の回路にＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ
Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）アンプを追加した例を示
す。この図７の回路方式は前述の図６の回路方式の持つ
非直線性という問題を解決するため、トランジスタＱ
５，Ｑ６からなる差動回路にＲＥを追加しエミッタに負
帰還を行うものである。これにより良好な直線性が確保
できる領域がＶｉｄ＜ＲＥ＊Ｉｅ１まで広がる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の図７の回路では、相互コンダクタンスｇｍがＲＥ＝
０のときのｇｍ０に対しｇｍ＝ｇｍ０／（１＋ｇｍ０＊
ＲＥ）となり利取が低下するため前段にそれを補うため
のアンプが必要となり、消費電流の増加を招く。また、
この方式ではミキサ回路の出力がＲ１，Ｒ２から電圧と
して取り出されるため、利取を大きくしたい場合、Ｒ
１，Ｒ２の電圧降下分が増加するため、高性能を確保す
る為には電源電圧Ｖｃｃを上げる必要がある。これらは
高集積化、低電圧化が要求されるＩＣにおいて支障とな
る。
来の図７の回路では、相互コンダクタンスｇｍがＲＥ＝
０のときのｇｍ０に対しｇｍ＝ｇｍ０／（１＋ｇｍ０＊
ＲＥ）となり利取が低下するため前段にそれを補うため
のアンプが必要となり、消費電流の増加を招く。また、
この方式ではミキサ回路の出力がＲ１，Ｒ２から電圧と
して取り出されるため、利取を大きくしたい場合、Ｒ
１，Ｒ２の電圧降下分が増加するため、高性能を確保す
る為には電源電圧Ｖｃｃを上げる必要がある。これらは
高集積化、低電圧化が要求されるＩＣにおいて支障とな
る。
【００１０】本発明は上記従来技術を考慮したものであ
って、消費電流を増加させることなく低電圧で大振幅出
力が得られ、この大振幅出力での直線性およびＳ／Ｎ比
の優れた出力が得られる高周波ミキサ回路の提供を目的
とする。
って、消費電流を増加させることなく低電圧で大振幅出
力が得られ、この大振幅出力での直線性およびＳ／Ｎ比
の優れた出力が得られる高周波ミキサ回路の提供を目的
とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明では、電流出力型ミキサ回路の出力側に電流
源型エミッタフォロア回路を接続したことを特徴とする
高周波ミキサ回路を提供する。
め、本発明では、電流出力型ミキサ回路の出力側に電流
源型エミッタフォロア回路を接続したことを特徴とする
高周波ミキサ回路を提供する。
【００１２】この構成によれば、電源利用率に優れ、大
振幅においても直線性に優れた出力を得ることができ
る。また、微小入力から大入力まで幅広い領域でＳ／Ｎ
比の優れた出力が得られる。また、ダイナミックレンジ
を狭めることなくローパスフィルタ回路を接続して出力
特性の優れた信号が得られる。
振幅においても直線性に優れた出力を得ることができ
る。また、微小入力から大入力まで幅広い領域でＳ／Ｎ
比の優れた出力が得られる。また、ダイナミックレンジ
を狭めることなくローパスフィルタ回路を接続して出力
特性の優れた信号が得られる。
【００１３】好ましい構成例では、混合すべき入力信号
の和成分を除去するためのフィルタ回路を備えたことを
特徴としている。
の和成分を除去するためのフィルタ回路を備えたことを
特徴としている。
【００１４】この構成によれば、例えば音声通信信号等
の高周波信号と局部発信信号とを混合する場合、その和
成分を除去して、この混合信号に各種処理を施すための
後段に接続される回路における変調を防止することがで
きる。また、ダイナミックレンジを広げ出力特性を向上
させることが可能になる。
の高周波信号と局部発信信号とを混合する場合、その和
成分を除去して、この混合信号に各種処理を施すための
後段に接続される回路における変調を防止することがで
きる。また、ダイナミックレンジを広げ出力特性を向上
させることが可能になる。
【００１５】さらに好ましい構成例では、混合すべき一
方の入力信号の経路に出力との干渉を防止するためのバ
ッファ回路を接続し、他方の入力信号の経路に信号電圧
を増幅するためのアンプ回路を接続したことを特徴とし
ている。
方の入力信号の経路に出力との干渉を防止するためのバ
ッファ回路を接続し、他方の入力信号の経路に信号電圧
を増幅するためのアンプ回路を接続したことを特徴とし
ている。
【００１６】この構成によれば、バッファ回路により、
出力が入力側に漏れ込むことが防止され、アンプ回路に
より、微弱な信号を増幅して消費電流を増加させること
なくダイナミックレンジを広げ高い直線性を有する高特
性高品質の出力を低電力で得ることができる。
出力が入力側に漏れ込むことが防止され、アンプ回路に
より、微弱な信号を増幅して消費電流を増加させること
なくダイナミックレンジを広げ高い直線性を有する高特
性高品質の出力を低電力で得ることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の実施
の形態について説明する。図１は、本発明のミキサ回路
の使用回路例の図である。本発明による高周波ミキサ回
路は、ＴＶ／ＶＴＲ用ＶＩＦやＳＩＦのＩＣなどに使用
される低雑音、高性能の高周波ミキサとして用いられ
る。ＴＶやＶＴＲ用のＶＩＦやＳＩＦのＩＣにおいても
小型化および低消費電力化の傾向にあり、本発明の実施
形態に係る集積回路においても電源電圧が５Ｖ程度まで
の動作を想定している。
の形態について説明する。図１は、本発明のミキサ回路
の使用回路例の図である。本発明による高周波ミキサ回
路は、ＴＶ／ＶＴＲ用ＶＩＦやＳＩＦのＩＣなどに使用
される低雑音、高性能の高周波ミキサとして用いられ
る。ＴＶやＶＴＲ用のＶＩＦやＳＩＦのＩＣにおいても
小型化および低消費電力化の傾向にあり、本発明の実施
形態に係る集積回路においても電源電圧が５Ｖ程度まで
の動作を想定している。
【００１８】図１において、チューナ（図示しない）を
介して選択されたＦＳ信号（音声搬送周波信号）および
ＬＯ信号（局部発振信号）が第１ミキサ回路１に入力さ
れ掛け合わされてＳＩＦ信号（音声中間周波信号）を出
力する。このＳＩＦ信号はバンドパスフィルタ２に入力
される。このバンドパスフィルタ２を通すことにより、
ＦＳ信号とＬＯ信号の和成分を除去して変調を防止し、
またノイズ成分およびＦＳ信号中の映像成分を除去して
特性の向上が図られる。
介して選択されたＦＳ信号（音声搬送周波信号）および
ＬＯ信号（局部発振信号）が第１ミキサ回路１に入力さ
れ掛け合わされてＳＩＦ信号（音声中間周波信号）を出
力する。このＳＩＦ信号はバンドパスフィルタ２に入力
される。このバンドパスフィルタ２を通すことにより、
ＦＳ信号とＬＯ信号の和成分を除去して変調を防止し、
またノイズ成分およびＦＳ信号中の映像成分を除去して
特性の向上が図られる。
【００１９】バンドパスフィルタ２を通過した信号はリ
ミッタアンプ３に入力され、所定の周波数の信号が選定
されるとともに振幅変調の防止が図られる。リミッタア
ンプ３を通過した信号は、フェーズシフト回路５により
位相を９０゜ずらせた信号とともに第２ミキサ回路４に
入力される。この第２ミキサ回路４はＦＭの復調を行っ
てベースバンドの音声検波信号を出力するものである。
ミッタアンプ３に入力され、所定の周波数の信号が選定
されるとともに振幅変調の防止が図られる。リミッタア
ンプ３を通過した信号は、フェーズシフト回路５により
位相を９０゜ずらせた信号とともに第２ミキサ回路４に
入力される。この第２ミキサ回路４はＦＭの復調を行っ
てベースバンドの音声検波信号を出力するものである。
【００２０】本発明の高周波ミキサ回路は、上記のよう
に受信時にＲＦ信号とＬＯ信号を混合してＩＦ（中間周
波）信号を得る第１ミキサ回路１およびＩＦ信号をさら
にベースバンド信号に変換する第２ミキサ回路４に対し
適用される。
に受信時にＲＦ信号とＬＯ信号を混合してＩＦ（中間周
波）信号を得る第１ミキサ回路１およびＩＦ信号をさら
にベースバンド信号に変換する第２ミキサ回路４に対し
適用される。
【００２１】図２は、本発明の高周波ミキサ回路の原理
構成図である。本発明は、優れた直線性と電源利用率を
もつ電流出力型ミキサ回路と電源利用率に優れる電流源
負荷型のエミッタフォロワ回路によって構成される。
構成図である。本発明は、優れた直線性と電源利用率を
もつ電流出力型ミキサ回路と電源利用率に優れる電流源
負荷型のエミッタフォロワ回路によって構成される。
【００２２】ＲＦ（高周波）信号ＶＲｆ＝Ａ１ｃｏｓ
（２π＊ｆ１＊ｔ）を２現象の入力であるトランジスタ
Ｑ５，Ｑ６および抵抗ＲＥからなる差動回路に入力す
る。また、ＬＯ（局部発振）信号ＶＬｏ＝Ａ２ｃｏｓ
（２π＊ｆ２＊ｔ）をもう一組の２現象入力であるトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各ベースに入力す
る。この時、トランジスタＱ５，Ｑ６に流れる電流Ｉ
５，Ｉ６は、 Ｉ５≒Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ
１）｝］ Ｉ６≒Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ
１）｝］ となる。
（２π＊ｆ１＊ｔ）を２現象の入力であるトランジスタ
Ｑ５，Ｑ６および抵抗ＲＥからなる差動回路に入力す
る。また、ＬＯ（局部発振）信号ＶＬｏ＝Ａ２ｃｏｓ
（２π＊ｆ２＊ｔ）をもう一組の２現象入力であるトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の各ベースに入力す
る。この時、トランジスタＱ５，Ｑ６に流れる電流Ｉ
５，Ｉ６は、 Ｉ５≒Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ
１）｝］ Ｉ６≒Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ
１）｝］ となる。
【００２３】この電流はトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ
３，Ｑ４からなる２組の差動回路でスイッチング動作を
行い、各々以下の式で表わされるようになる。すなわ
ち、 Ｉ１≒Ｉ５／｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ２≒Ｉ５／｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ３≒Ｉ６／｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ４≒Ｉ６／｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ となる。
３，Ｑ４からなる２組の差動回路でスイッチング動作を
行い、各々以下の式で表わされるようになる。すなわ
ち、 Ｉ１≒Ｉ５／｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ２≒Ｉ５／｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ３≒Ｉ６／｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（−ＶＬｏ／ＶＴ）｝ Ｉ４≒Ｉ６／｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ ＝Ｉｅ１／［１＋ｅｘｐ｛−ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊｛１＋ｅｘｐ（ＶＬｏ／ＶＴ）｝ となる。
【００２４】ミキサの出力電流δＩはδＩ＝（Ｉ１＋Ｉ
３）−（Ｉ２＋Ｉ４）であるから δＩ＝Ｉｅ１＊［ｔａｎｈ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊［ｔａｎｈ｛ＶＬｏ／（２※ＶＴ）｝］ ≒Ｉｅ１＊｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝＊｛ＶＬｏ／（２＊ＶＴ）｝ となる。ただし、ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１），ＶＬｏ／
（２＊ＶＴ）＜＜１である。したがって、掛算器として
動作していることがわかる。
３）−（Ｉ２＋Ｉ４）であるから δＩ＝Ｉｅ１＊［ｔａｎｈ｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝］ ＊［ｔａｎｈ｛ＶＬｏ／（２※ＶＴ）｝］ ≒Ｉｅ１＊｛ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１）｝＊｛ＶＬｏ／（２＊ＶＴ）｝ となる。ただし、ＶＲｆ／（ＲＥ＊Ｉｅ１），ＶＬｏ／
（２＊ＶＴ）＜＜１である。したがって、掛算器として
動作していることがわかる。
【００２５】このδＩをＱ７〜Ｑ１０，Ｑ８〜Ｑ９，Ｑ
１１〜Ｑ１２からなるカレントミラー回路により電流出
力Ｉｏｕｔとして出力する。Ｉｏｕｔはカレントミラー
回路のトランジスタ掛数比ｎを任意に設定することによ
ってＩｏｕｔ＝ｎ＊δＩとなる。このＩｏｕｔはエミッ
タフォロワ回路のバイアスを与えるとともにミキサ回路
の負荷であるＲ１，Ｒ２によって 電圧Ｖｏｕｔ１＝Ｉｏｕｔ＊Ｒ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ
２） に変換され、エミッタフォロワ回路を介し、Ｖｏｕｔと
して後段に接続される回路（図示しない）に出力され
る。
１１〜Ｑ１２からなるカレントミラー回路により電流出
力Ｉｏｕｔとして出力する。Ｉｏｕｔはカレントミラー
回路のトランジスタ掛数比ｎを任意に設定することによ
ってＩｏｕｔ＝ｎ＊δＩとなる。このＩｏｕｔはエミッ
タフォロワ回路のバイアスを与えるとともにミキサ回路
の負荷であるＲ１，Ｒ２によって 電圧Ｖｏｕｔ１＝Ｉｏｕｔ＊Ｒ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ
２） に変換され、エミッタフォロワ回路を介し、Ｖｏｕｔと
して後段に接続される回路（図示しない）に出力され
る。
【００２６】カレントミラー回路はコレクタ出力である
ため、コレクタ／エミッタ間の飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａ
ｔ）まで電圧振幅を得ることが可能である。よって各ト
ランジスタのエミッタをＶｃｃあるいはＧＮＤに直接接
続した場合、最大でＶｃｃ−２＊Ｖｃｅ（ｓａｔ）の振
幅を得ることができる。
ため、コレクタ／エミッタ間の飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａ
ｔ）まで電圧振幅を得ることが可能である。よって各ト
ランジスタのエミッタをＶｃｃあるいはＧＮＤに直接接
続した場合、最大でＶｃｃ−２＊Ｖｃｅ（ｓａｔ）の振
幅を得ることができる。
【００２７】また、出力段に電流源負荷型のエミッタフ
ォロワ回路を接続したことにより、電流源の飽和電圧を
Ｖｉ（ｓａｔ）、エミッタフォロワ回路のベース／エミ
ッタ間電圧をＶＦとすると正のサイクルの最大電位は Ｖｃｃ−｛Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋ＶＦ｝ であり、また負のサイクルの最大電位はＶＩ（ｓａｔ）
まで得られることから、この回路で得られる最大振幅Ｖ
ｐｐ（ＭＡＸ）は理論的には Ｖｐｐ（ＭＡＸ）＝Ｖｃｃ−｛Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋ＶＦ
＋ＶＩ（ｓａｔ）｝ となる。
ォロワ回路を接続したことにより、電流源の飽和電圧を
Ｖｉ（ｓａｔ）、エミッタフォロワ回路のベース／エミ
ッタ間電圧をＶＦとすると正のサイクルの最大電位は Ｖｃｃ−｛Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋ＶＦ｝ であり、また負のサイクルの最大電位はＶＩ（ｓａｔ）
まで得られることから、この回路で得られる最大振幅Ｖ
ｐｐ（ＭＡＸ）は理論的には Ｖｐｐ（ＭＡＸ）＝Ｖｃｃ−｛Ｖｃｅ（ｓａｔ）＋ＶＦ
＋ＶＩ（ｓａｔ）｝ となる。
【００２８】負のサイクルで後段回路に供給する電流は Ｖｐｐ（ＭＡＸ）／２＊Ｚｉ ただし、Ｚｉ：後段の入力インピーダンスの最小値、で
あるため電流源が供給する電流Ｉｅ２はそれ以上に設定
すればよい。抵抗負荷型エミッタフォロワ回路では負サ
イクルの最大電位で抵抗値を設定する必要があるため、
定常時の消費電流が極めて大きい。定電流型は低歪みで
大振幅を得たい場合、この点で非常に有利である。
あるため電流源が供給する電流Ｉｅ２はそれ以上に設定
すればよい。抵抗負荷型エミッタフォロワ回路では負サ
イクルの最大電位で抵抗値を設定する必要があるため、
定常時の消費電流が極めて大きい。定電流型は低歪みで
大振幅を得たい場合、この点で非常に有利である。
【００２９】図３は、図２の回路の具体的な構成を示す
回路図である。出力段の電流源Ｉｅ２は、電源Ｖbiasと
トランジスタＱ１４とにより構成している。各ペアとな
るトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）（Ｑ３，Ｑ４）（Ｑ８，
Ｑ９）（Ｑ１１，Ｑ１２）等はカレントミラー回路を構
成する。トランジスタＱ１〜Ｑ１２を含む回路が電流出
力型ミキサ回路を構成する。また抵抗Ｒ１，Ｒ２および
トランジスタＱ１３，Ｑ１４と電源Ｖbiasを含む回路が
定電流型エミッタフォロア回路を構成する。なお、図中
×ｎは、トランジスタが多段（ｎ段）に接続されること
を示す。
回路図である。出力段の電流源Ｉｅ２は、電源Ｖbiasと
トランジスタＱ１４とにより構成している。各ペアとな
るトランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）（Ｑ３，Ｑ４）（Ｑ８，
Ｑ９）（Ｑ１１，Ｑ１２）等はカレントミラー回路を構
成する。トランジスタＱ１〜Ｑ１２を含む回路が電流出
力型ミキサ回路を構成する。また抵抗Ｒ１，Ｒ２および
トランジスタＱ１３，Ｑ１４と電源Ｖbiasを含む回路が
定電流型エミッタフォロア回路を構成する。なお、図中
×ｎは、トランジスタが多段（ｎ段）に接続されること
を示す。
【００３０】図４は、本発明の別の実施の形態を示す。
この実施形態は、前述の図３の回路にＬＯ信号とＲＦ信
号の和成分除去用のフィルタ回路を加えたものである。
前述の図３の回路では、ＬＯ信号とＲＦ信号の周波数の
和成分も同時に出力する。しかし、これは不要な成分で
あり後段に接続される回路で変調を起こす可能性があ
る。また、ダイナミックレンジを損なう要因でもある。
この実施形態は、前述の図３の回路にＬＯ信号とＲＦ信
号の和成分除去用のフィルタ回路を加えたものである。
前述の図３の回路では、ＬＯ信号とＲＦ信号の周波数の
和成分も同時に出力する。しかし、これは不要な成分で
あり後段に接続される回路で変調を起こす可能性があ
る。また、ダイナミックレンジを損なう要因でもある。
【００３１】そこで図４の回路では抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ
１０と容量Ｃ１，Ｃ２からなるサレン・キー構成の２次
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を追加し、和成分を除去し
ている。この回路での共振角周波数ＷＯおよび選択度Ｑ
は次式で与えられる。
１０と容量Ｃ１，Ｃ２からなるサレン・キー構成の２次
ＬＰＦ（ローパスフィルタ）を追加し、和成分を除去し
ている。この回路での共振角周波数ＷＯおよび選択度Ｑ
は次式で与えられる。
【００３２】ＷＯ＝√（Ｃ１＊Ｃ２＊Ｒ１０＊Ｒ’） Ｑ＝１／［√｛（Ｃ１＊Ｒ’）／（Ｃ２＊Ｒ１０）｝＋
√｛（Ｃ１＊Ｒ１０）／（Ｃ２＊Ｒ’）｝］ 但しＲ’＝Ｒ９＊Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）である。
√｛（Ｃ１＊Ｒ１０）／（Ｃ２＊Ｒ’）｝］ 但しＲ’＝Ｒ９＊Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）である。
【００３３】ＷＯおよびＱを任意に設定することでバタ
ワース特性やベッセル特性など希望の特性を得ることが
きる。また、図４の回路の抵抗Ｒ２〜Ｒ７は、トランジ
スタによるカレントミラーの安定性および電源利用率を
考慮して（抵抗が増えると利用率が低下する）、必要に
応じて図３の回路に適宜追加する。
ワース特性やベッセル特性など希望の特性を得ることが
きる。また、図４の回路の抵抗Ｒ２〜Ｒ７は、トランジ
スタによるカレントミラーの安定性および電源利用率を
考慮して（抵抗が増えると利用率が低下する）、必要に
応じて図３の回路に適宜追加する。
【００３４】図５は、本発明のさらに別の実施の形態を
示す。前述の図４の回路では、トランジスタのベース／
コレクタ、ベース／エミッタ間の容量Ｃｃｂ、Ｃｅｂな
どを経由し、出力がＲＦ信号およびＬＯ信号に漏れ込む
ことを防止するため前段の出力インピーダンスを低く押
さえる必要がある。
示す。前述の図４の回路では、トランジスタのベース／
コレクタ、ベース／エミッタ間の容量Ｃｃｂ、Ｃｅｂな
どを経由し、出力がＲＦ信号およびＬＯ信号に漏れ込む
ことを防止するため前段の出力インピーダンスを低く押
さえる必要がある。
【００３５】そこで図５の回路ではその対策としてＬＯ
信号の経路にトランジスタＱ６，Ｑ７からなるバッファ
回路を入力部に追加し、さらにＲＦ信号の経路にトラン
ジスタＱ１〜Ｑ５からなる増幅回路を追加する。これに
より各入力への出力の漏れ込みを防止している。
信号の経路にトランジスタＱ６，Ｑ７からなるバッファ
回路を入力部に追加し、さらにＲＦ信号の経路にトラン
ジスタＱ１〜Ｑ５からなる増幅回路を追加する。これに
より各入力への出力の漏れ込みを防止している。
【００３６】ここでＲＦ信号の経路に、利得を持つ増幅
回路を追加したのは、微弱な信号においても良好な特性
を得るためである。ミキサ回路のトランジスタＱ１５，
Ｑ１６からなる回路には電圧を増幅する機能がないた
め、広大なダイナミックレンジを持つ信号で、良好なＳ
／Ｎを得るためにはＲＥを小さくし、電流源の電流値を
想定する大信号で十分な直線性を確保できるように設定
する必要がある。
回路を追加したのは、微弱な信号においても良好な特性
を得るためである。ミキサ回路のトランジスタＱ１５，
Ｑ１６からなる回路には電圧を増幅する機能がないた
め、広大なダイナミックレンジを持つ信号で、良好なＳ
／Ｎを得るためにはＲＥを小さくし、電流源の電流値を
想定する大信号で十分な直線性を確保できるように設定
する必要がある。
【００３７】しかし、これでは消費電流の増加を招くた
め、増幅機能とミキサ機能を分離することで本発明のも
つ高い直線性を低電力で実現できるようにしたのが図５
の回路である。
め、増幅機能とミキサ機能を分離することで本発明のも
つ高い直線性を低電力で実現できるようにしたのが図５
の回路である。
【００３８】すなわち、ＬＯ信号経路に挿入されたトラ
ンジスタＱ６，Ｑ７からなるバッファ回路によりＬＯ信
号とＲＦ信号の干渉が押えられ且つＬＯ信号と出力信号
の干渉が押えられる。またＲＦ信号経路に挿入された増
幅回路によりシングルエンド入力が差動入力に変換され
るとともに微小入力が増幅される。
ンジスタＱ６，Ｑ７からなるバッファ回路によりＬＯ信
号とＲＦ信号の干渉が押えられ且つＬＯ信号と出力信号
の干渉が押えられる。またＲＦ信号経路に挿入された増
幅回路によりシングルエンド入力が差動入力に変換され
るとともに微小入力が増幅される。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、電源
利用率に優れ、低電圧で大振幅出力が得られ、この大振
幅出力を含む広いダイナミックレンジにおいても直線性
に優れた出力を得ることができる。また、微小入力から
大入力まで幅広い領域でＳ／Ｎ比の優れた出力が得られ
る。また、ダイナミックレンジを狭めることなくローパ
スフィルタ回路を接続して出力特性の優れた信号が得ら
れる。
利用率に優れ、低電圧で大振幅出力が得られ、この大振
幅出力を含む広いダイナミックレンジにおいても直線性
に優れた出力を得ることができる。また、微小入力から
大入力まで幅広い領域でＳ／Ｎ比の優れた出力が得られ
る。また、ダイナミックレンジを狭めることなくローパ
スフィルタ回路を接続して出力特性の優れた信号が得ら
れる。
【図１】 本発明の使用例の回路図
【図２】 本発明の原理構成図
【図３】 本発明の具体的な実施の形態の回路構成図
【図４】 本発明の別の実施の形態の回路構成図
【図５】 本発明のさらに別の実施の形態の構成図
【図６】 従来のミキサ回路の構成図
【図７】 従来の別のミキサ回路の構成図
１：第１ミキサ回路、２：バンドパスフィルタ、３：リ
ミッタアンプ、４：第２ミキサ回路、６：フェーズシフ
ト回路
ミッタアンプ、４：第２ミキサ回路、６：フェーズシフ
ト回路
Claims (3)
- 【請求項１】電流出力型ミキサ回路の出力側に電流源型
エミッタフォロア回路を接続したことを特徴とする高周
波ミキサ回路。 - 【請求項２】混合すべき入力信号の和成分を除去するた
めのフィルタ回路を備えたことを特徴とする請求項１に
記載の高周波ミキサ回路。 - 【請求項３】混合すべき一方の入力信号の経路に出力と
の干渉を防止するためのバッファ回路を接続し、他方の
入力信号の経路に信号電圧を増幅するためのアンプ回路
を接続したことを特徴とする請求項１に記載の高周波ミ
キサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33632999A JP2001156549A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | 高周波ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33632999A JP2001156549A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | 高周波ミキサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001156549A true JP2001156549A (ja) | 2001-06-08 |
Family
ID=18298000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33632999A Pending JP2001156549A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | 高周波ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001156549A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003067754A1 (fr) * | 2002-02-08 | 2003-08-14 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Circuit de sortie et circuit melangeur |
| KR100574470B1 (ko) | 2004-06-21 | 2006-04-27 | 삼성전자주식회사 | 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로 |
| US7633561B2 (en) | 2004-07-15 | 2009-12-15 | Infineon Technologies Ag | Integrated circuit television receiver arrangement |
-
1999
- 1999-11-26 JP JP33632999A patent/JP2001156549A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003067754A1 (fr) * | 2002-02-08 | 2003-08-14 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Circuit de sortie et circuit melangeur |
| KR100574470B1 (ko) | 2004-06-21 | 2006-04-27 | 삼성전자주식회사 | 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로 |
| US7633561B2 (en) | 2004-07-15 | 2009-12-15 | Infineon Technologies Ag | Integrated circuit television receiver arrangement |
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