JPH06177654A - 平衡変調回路 - Google Patents
平衡変調回路Info
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- JPH06177654A JPH06177654A JP34351392A JP34351392A JPH06177654A JP H06177654 A JPH06177654 A JP H06177654A JP 34351392 A JP34351392 A JP 34351392A JP 34351392 A JP34351392 A JP 34351392A JP H06177654 A JPH06177654 A JP H06177654A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、平衡変調回路において、混変調歪み
の少ない平衡変調回路を実現する。 【構成】平衡変調回路において第１の入力信号が入力さ
れる下段の差動増幅段を２つの差動増幅段の並列接続と
し、この２つの差動増幅段の各差動出力のうち逆位相と
なる差動出力を第２の入力信号が入力される２つの差動
増幅段にそれぞれ供給するようにする。これにより相互
コンダクタンスは第１の入力信号の大きさによらずほぼ
一定に設定することができ、混変調歪みを従来に比して
一段と低減することができる。
の少ない平衡変調回路を実現する。 【構成】平衡変調回路において第１の入力信号が入力さ
れる下段の差動増幅段を２つの差動増幅段の並列接続と
し、この２つの差動増幅段の各差動出力のうち逆位相と
なる差動出力を第２の入力信号が入力される２つの差動
増幅段にそれぞれ供給するようにする。これにより相互
コンダクタンスは第１の入力信号の大きさによらずほぼ
一定に設定することができ、混変調歪みを従来に比して
一段と低減することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は平衡変調回路に関し、特
にテレビジヨン受像機におけるチユーナ回路の混合回路
として用いて好適なものである。
にテレビジヨン受像機におけるチユーナ回路の混合回路
として用いて好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、テレビジヨン受像機のチユーナ回
路では高周波信号（以下、ＲＦ信号という）から増幅し
やすい中間周波数の信号に変換するため、局部発振信号
と希望チヤンネルの信号とを混合回路において混合する
ようになされており、この混合回路は一般に平衡変調回
路を基本回路としている（図４）。
路では高周波信号（以下、ＲＦ信号という）から増幅し
やすい中間周波数の信号に変換するため、局部発振信号
と希望チヤンネルの信号とを混合回路において混合する
ようになされており、この混合回路は一般に平衡変調回
路を基本回路としている（図４）。
【０００３】すなわち混合回路は、端子１及び２間に受
信チヤンネルの搬送周波数に対して中間周波数だけ高い
周波数ｆL の局部発振信号を局部発振回路より入力する
と共に、端子３及び４間に同調回路において選局された
後、増幅された周波数ｆS の希望チヤネルの信号とを入
力し、この２つの信号を混合した信号を出力端子５及び
６から中間周波信号ｆIF（＝ｆL ±ｆS 、因にテレビジ
ヨン受像機の場合は一般にｆL −ｆS ）として出力する
ようになされている。
信チヤンネルの搬送周波数に対して中間周波数だけ高い
周波数ｆL の局部発振信号を局部発振回路より入力する
と共に、端子３及び４間に同調回路において選局された
後、増幅された周波数ｆS の希望チヤネルの信号とを入
力し、この２つの信号を混合した信号を出力端子５及び
６から中間周波信号ｆIF（＝ｆL ±ｆS 、因にテレビジ
ヨン受像機の場合は一般にｆL −ｆS ）として出力する
ようになされている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところでこの混合回路
では、トランジスタＱ１〜Ｑ６の動作が完全に一致すれ
ば２つの入力信号の差動出力を出力端子５及び６より得
ることができるが、実際にはトランジスタＱ１〜Ｑ６の
動作特性にはばらつきがあるため同相出力成分が中間周
波信号ｆIFに混入するおそれがあつた。
では、トランジスタＱ１〜Ｑ６の動作が完全に一致すれ
ば２つの入力信号の差動出力を出力端子５及び６より得
ることができるが、実際にはトランジスタＱ１〜Ｑ６の
動作特性にはばらつきがあるため同相出力成分が中間周
波信号ｆIFに混入するおそれがあつた。
【０００５】この同相出力成分は差動出力信号ｆL ±ｆ
S 以外の周波数成分であり、一般に希望チヤネルの信号
ｆS が低い程多くなる傾向がある。この不要な周波数成
分は次段の差動増幅回路に供給することによつて打消す
ることができるが、その場合にはトランジスタＱ３及び
Ｑ６のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ１及びＲ２が等
しいことが必要となる。
S 以外の周波数成分であり、一般に希望チヤネルの信号
ｆS が低い程多くなる傾向がある。この不要な周波数成
分は次段の差動増幅回路に供給することによつて打消す
ることができるが、その場合にはトランジスタＱ３及び
Ｑ６のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ１及びＲ２が等
しいことが必要となる。
【０００６】しかし実際には負荷抵抗Ｒ１及びＲ２の抵
抗値が一致することはなく２つの抵抗値は一般に異なつ
た値をとるため不要な周波数成分を完全に打消すること
はできなかつた。
抗値が一致することはなく２つの抵抗値は一般に異なつ
た値をとるため不要な周波数成分を完全に打消すること
はできなかつた。
【０００７】また希望チヤネルの信号を増幅する差動型
増幅回路（トランジスタＱ５及びＱ６）の相互コンダク
タンスｇm が入力信号の大きさに対して非線形な特性に
なるため、トランジスタＱ５及びＱ６のコレクタから取
り出される高周波出力信号に歪が生じていた。このため
チユーナにおいて重要な特性項目である混変調特性が悪
化する問題があつた。
増幅回路（トランジスタＱ５及びＱ６）の相互コンダク
タンスｇm が入力信号の大きさに対して非線形な特性に
なるため、トランジスタＱ５及びＱ６のコレクタから取
り出される高周波出力信号に歪が生じていた。このため
チユーナにおいて重要な特性項目である混変調特性が悪
化する問題があつた。
【０００８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、混変調歪の少ない平衡変調回路を提案しようとする
ものである。
で、混変調歪の少ない平衡変調回路を提案しようとする
ものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、下段の差動増幅段（Ｑ１及びＱ
２）に入力される第１の入力信号ｆS と上段の２つの差
動増幅段（Ｑ３、Ｑ４及びＱ５、Ｑ６）に入力される第
２の入力信号ｆL とを混合して出力する平衡変調回路に
おいて、下段の差動増幅段（Ｑ１及びＱ２）に代えて２
つの差動増幅段（Ｑ１１、Ｑ１３及びＱ１２、Ｑ１４）
を並列接続し、当該２つの差動増幅段（Ｑ１１、Ｑ１３
及びＱ１２、Ｑ１４）の各差動出力のうち互いに逆相と
なる差動出力を上段の２つの差動増幅段（Ｑ３、Ｑ４及
びＱ５、Ｑ６）にそれぞれ供給するようにする。
め本発明においては、下段の差動増幅段（Ｑ１及びＱ
２）に入力される第１の入力信号ｆS と上段の２つの差
動増幅段（Ｑ３、Ｑ４及びＱ５、Ｑ６）に入力される第
２の入力信号ｆL とを混合して出力する平衡変調回路に
おいて、下段の差動増幅段（Ｑ１及びＱ２）に代えて２
つの差動増幅段（Ｑ１１、Ｑ１３及びＱ１２、Ｑ１４）
を並列接続し、当該２つの差動増幅段（Ｑ１１、Ｑ１３
及びＱ１２、Ｑ１４）の各差動出力のうち互いに逆相と
なる差動出力を上段の２つの差動増幅段（Ｑ３、Ｑ４及
びＱ５、Ｑ６）にそれぞれ供給するようにする。
【００１０】また本発明においては、ベースに第１及び
第２の入力端子３及び４より第１の入力信号ｆS を入力
する第１及び第２のトランジスタＱ１１及びＱ１３のエ
ミツタに第１の電流源Ｉ1 を共通に接続し、ベースに第
１及び第２の入力端子３及び４より第１の入力信号ｆS
を入力する第３及び第４のトランジスタＱ１２及びＱ１
４のエミツタに第２の電流源Ｉ2 を共通に接続し、ベー
スに第３及び第４の入力端子１及び２より第２の入力信
号ｆL を入力する第５及び第６のトランジスタＱ５及び
Ｑ６のエミツタに第２のトランジスタＱ１３のコレクタ
を共通に接続し、ベースに第３及び第４の入力端子１及
び２より第２の入力信号ｆL を入力する第７及び第８の
トランジスタＱ３及びＱ４のエミツタに第３のトランジ
スタＱ１２のコレクタを共通に接続し、第５及び第７の
トランジスタＱ５及びＱ３のコレクタと第６及び第８の
トランジスタＱ６及びＱ８のコレクタをそれぞれ第１及
び第２の抵抗Ｒ３及びＲ４を介して電源（＋Ｂ）に接続
するようにする。
第２の入力端子３及び４より第１の入力信号ｆS を入力
する第１及び第２のトランジスタＱ１１及びＱ１３のエ
ミツタに第１の電流源Ｉ1 を共通に接続し、ベースに第
１及び第２の入力端子３及び４より第１の入力信号ｆS
を入力する第３及び第４のトランジスタＱ１２及びＱ１
４のエミツタに第２の電流源Ｉ2 を共通に接続し、ベー
スに第３及び第４の入力端子１及び２より第２の入力信
号ｆL を入力する第５及び第６のトランジスタＱ５及び
Ｑ６のエミツタに第２のトランジスタＱ１３のコレクタ
を共通に接続し、ベースに第３及び第４の入力端子１及
び２より第２の入力信号ｆL を入力する第７及び第８の
トランジスタＱ３及びＱ４のエミツタに第３のトランジ
スタＱ１２のコレクタを共通に接続し、第５及び第７の
トランジスタＱ５及びＱ３のコレクタと第６及び第８の
トランジスタＱ６及びＱ８のコレクタをそれぞれ第１及
び第２の抵抗Ｒ３及びＲ４を介して電源（＋Ｂ）に接続
するようにする。
【００１１】
【作用】平衡変調回路の下段の差動増幅段Ｑ１及びＱ２
を２つの差動増幅段Ｑ１１、Ｑ１３及びＱ１２、Ｑ１４
の並列接続とし、当該２つの差動増幅段Ｑ１１、Ｑ１３
及びＱ１２、Ｑ１４の各差動出力のうち互いに逆相とな
る差動出力を上段の２つの差動増幅段Ｑ３、Ｑ４及びＱ
５、Ｑ６に供給することにより、相互コンダクタンス
（ｇm ）をほぼ一定にする。これにより混合回路の混変
調歪みを従来に比して一段と低減できる。
を２つの差動増幅段Ｑ１１、Ｑ１３及びＱ１２、Ｑ１４
の並列接続とし、当該２つの差動増幅段Ｑ１１、Ｑ１３
及びＱ１２、Ｑ１４の各差動出力のうち互いに逆相とな
る差動出力を上段の２つの差動増幅段Ｑ３、Ｑ４及びＱ
５、Ｑ６に供給することにより、相互コンダクタンス
（ｇm ）をほぼ一定にする。これにより混合回路の混変
調歪みを従来に比して一段と低減できる。
【００１２】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００１３】図３との対応部分に同一符号を付して示す
図１において、１０は全体としてバイポーラトランジス
タを用いてなる二重平衡型のミキサ回路を示し、ＲＦ信
号（ｆs ）の入力段をトランジスタ面積が互いに異なる
２組の差動増幅回路の並列接続によつて構成することを
除いて同様の構成を有している。
図１において、１０は全体としてバイポーラトランジス
タを用いてなる二重平衡型のミキサ回路を示し、ＲＦ信
号（ｆs ）の入力段をトランジスタ面積が互いに異なる
２組の差動増幅回路の並列接続によつて構成することを
除いて同様の構成を有している。
【００１４】すなわちミキサ回路１０は同調回路によつ
て同調されたＲＦ信号（ｆs ）を入力端子３及び４より
入力し、これを差動増幅回路をなすトランジスタＱ１
１、Ｑ１３及びＱ１２及びＱ１４のベースにそれぞれ供
給する。因に互いに異なる差動増幅回路のトランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２のベースとトランジスタＱ１３及びＱ
１４のベースはそれぞれ共通に接続されて入力端子４及
び３に接続されている。
て同調されたＲＦ信号（ｆs ）を入力端子３及び４より
入力し、これを差動増幅回路をなすトランジスタＱ１
１、Ｑ１３及びＱ１２及びＱ１４のベースにそれぞれ供
給する。因に互いに異なる差動増幅回路のトランジスタ
Ｑ１１及びＱ１２のベースとトランジスタＱ１３及びＱ
１４のベースはそれぞれ共通に接続されて入力端子４及
び３に接続されている。
【００１５】また差動対を構成するトランジスタＱ１１
のエミツタとトランジスタＱ１３のエミツタは共通の定
電流源Ｉ１に接続され、他方の差動対を構成するトラン
ジスタＱ１２のエミツタとトランジスタＱ１４のエミツ
タは共通の定電流源Ｉ２に接続されている。
のエミツタとトランジスタＱ１３のエミツタは共通の定
電流源Ｉ１に接続され、他方の差動対を構成するトラン
ジスタＱ１２のエミツタとトランジスタＱ１４のエミツ
タは共通の定電流源Ｉ２に接続されている。
【００１６】この実施例の場合、トランジスタＱ１１と
Ｑ１３及びトランジスタＱ１２とＱ１４のトランジスタ
面積はそれぞれｍ：１及び１：ｍ（ｍ≧１）の面積比に
形成されており、トランジスタＱ１１とＱ１３及びトラ
ンジスタＱ１２とＱ１４に定電流源Ｉ１及びＩ２に流れ
る電流を面積比に分流した値の電流が流れるようになさ
れている。因にこのトランジスタの面積比を調整するこ
とによつてミキサ回路１０の相互コンダクタンスｇm の
値は調整することができる。
Ｑ１３及びトランジスタＱ１２とＱ１４のトランジスタ
面積はそれぞれｍ：１及び１：ｍ（ｍ≧１）の面積比に
形成されており、トランジスタＱ１１とＱ１３及びトラ
ンジスタＱ１２とＱ１４に定電流源Ｉ１及びＩ２に流れ
る電流を面積比に分流した値の電流が流れるようになさ
れている。因にこのトランジスタの面積比を調整するこ
とによつてミキサ回路１０の相互コンダクタンスｇm の
値は調整することができる。
【００１７】ここでトランジスタの面積の違いによつて
分流された分流電流のうち小さい方のトランジスタ（す
なわちトランジスタＱ１２及びＱ１３）に流れる分流電
流がコレクタより発振出力（ｆL ）を入力する差動型増
幅回路に供給されるようになされている。
分流された分流電流のうち小さい方のトランジスタ（す
なわちトランジスタＱ１２及びＱ１３）に流れる分流電
流がコレクタより発振出力（ｆL ）を入力する差動型増
幅回路に供給されるようになされている。
【００１８】すなわちトランジスタＱ１２のコレクタは
トランジスタＱ３及びＱ４の共通接続されたエミツタに
接続され、またトランジスタＱ１３のコレクタはトラン
ジスタＱ５及びＱ６の共通接続されたエミツタに接続さ
れている。
トランジスタＱ３及びＱ４の共通接続されたエミツタに
接続され、またトランジスタＱ１３のコレクタはトラン
ジスタＱ５及びＱ６の共通接続されたエミツタに接続さ
れている。
【００１９】ここで差動対を構成するトランジスタＱ３
及びＱ４とトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタは互い
に隣合う差動対の逆相出力側のコレクタと共通接続され
るようになされており、発振信号（ｆL ）とＲＦ信号
（ｆs ）との混合により生じた合成コレクタ電流を負荷
抵抗Ｒ３及びＲ４を介して引き込むようになされてい
る。
及びＱ４とトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタは互い
に隣合う差動対の逆相出力側のコレクタと共通接続され
るようになされており、発振信号（ｆL ）とＲＦ信号
（ｆs ）との混合により生じた合成コレクタ電流を負荷
抵抗Ｒ３及びＲ４を介して引き込むようになされてい
る。
【００２０】これにより一対の負荷抵抗Ｒ３及びＲ４に
は合成コレクタ電流に応じた出力信号、すなわち中間周
波信号ｆIF（＝ｆL −ｆS ）が得られ、端子５及び６を
介して取り出すことができるようになされている。因に
ＲＦ信号（ｆS ）の入力用に設けられた差動増幅回路の
うちエミツタ面積の広い側のトランジスタＱ１１とＱ１
４のコレクタは電源バイアス＋Ｂへ直接接続される。
は合成コレクタ電流に応じた出力信号、すなわち中間周
波信号ｆIF（＝ｆL −ｆS ）が得られ、端子５及び６を
介して取り出すことができるようになされている。因に
ＲＦ信号（ｆS ）の入力用に設けられた差動増幅回路の
うちエミツタ面積の広い側のトランジスタＱ１１とＱ１
４のコレクタは電源バイアス＋Ｂへ直接接続される。
【００２１】以上の構成において、差動対をなすトラン
ジスタＱ１１及びＱ１３とトランジスタＱ１２及びＱ１
４の面積比を１対１から順に１０対１まで可変し、その
際に入力端子３及び４より入力されるＲＦ信号（ｆS ）
に対する相互コンダクタンス（ｇm ）の変化を求める。
ジスタＱ１１及びＱ１３とトランジスタＱ１２及びＱ１
４の面積比を１対１から順に１０対１まで可変し、その
際に入力端子３及び４より入力されるＲＦ信号（ｆS ）
に対する相互コンダクタンス（ｇm ）の変化を求める。
【００２２】図２に示すように、トランジスタＱ１１及
びＱ１４の面積を相対的に大きくするに従つて相互コン
ダクタンス（ｇm ）の値は徐々に小さくなることが分か
る。特に面積比が４対１（すなわちｍ＝４）付近になる
と入力信号（ｆS ）が多少変わつても、相互コンダクタ
ンス（ｇm ）が一定である範囲が同面積（すなわちｍ＝
１）の場合に比べて広くなる。
びＱ１４の面積を相対的に大きくするに従つて相互コン
ダクタンス（ｇm ）の値は徐々に小さくなることが分か
る。特に面積比が４対１（すなわちｍ＝４）付近になる
と入力信号（ｆS ）が多少変わつても、相互コンダクタ
ンス（ｇm ）が一定である範囲が同面積（すなわちｍ＝
１）の場合に比べて広くなる。
【００２３】このように入力信号の振幅によらず相互コ
ンダクタンス（ｇm ）が一定となる範囲が広がるためテ
レビジヨンチユーナ等において重要な電気的特性項目で
ある混変調特性を向上することができる。例えば希望信
号の周波数ｆS に１２ＭＨz （テレビジヨン信号の場
合、ほぼ２チヤンネル分離れた周波数）を加えた周波数
ｆu を有する信号を妨害信号として希望信号に混入し、
出力信号に含まれる妨害信号成分が１％で一定となるよ
うに入力妨害信号のレベルを変化させると図３に示す実
験結果が得られる。
ンダクタンス（ｇm ）が一定となる範囲が広がるためテ
レビジヨンチユーナ等において重要な電気的特性項目で
ある混変調特性を向上することができる。例えば希望信
号の周波数ｆS に１２ＭＨz （テレビジヨン信号の場
合、ほぼ２チヤンネル分離れた周波数）を加えた周波数
ｆu を有する信号を妨害信号として希望信号に混入し、
出力信号に含まれる妨害信号成分が１％で一定となるよ
うに入力妨害信号のレベルを変化させると図３に示す実
験結果が得られる。
【００２４】このときミキサ回路１０から出力される中
間周波信号ｆIFの中間周波数は 45.75〔ＭHZ〕とし、図
３において従来型のミキサ回路の特性曲線は破線によつ
て、また実施例におけるミキサ回路の特性曲線は実線に
よつてそれぞれ表されるものとする。
間周波信号ｆIFの中間周波数は 45.75〔ＭHZ〕とし、図
３において従来型のミキサ回路の特性曲線は破線によつ
て、また実施例におけるミキサ回路の特性曲線は実線に
よつてそれぞれ表されるものとする。
【００２５】この結果からみても分かるようにミキサ回
路１０の特性曲線には局部的な歪みが見られず、直線性
も向上する。このように二重平衡型のミキサとしてミキ
サ回路１０を用いれば混変調歪みを従来に比して一段と
低減することができる。
路１０の特性曲線には局部的な歪みが見られず、直線性
も向上する。このように二重平衡型のミキサとしてミキ
サ回路１０を用いれば混変調歪みを従来に比して一段と
低減することができる。
【００２６】以上の構成によれば、従来１段であつた二
重平衡型のミキサ回路におけるＲＦ信号入力用の差動増
幅回路を２段とすると共にそれぞれを並列接続し、さら
に各差動増幅回路のトランジスタＱ１１とＱ１３及びト
ランジスタＱ１２とＱ１４の面積比を互いに逆比（ｍ：
１及び１：ｍ）に形成して面積比の小さい方のトランジ
スタＱ１２及びＱ１３より出力を取り出すことにより、
相互コンダクタンスｇm をほぼ一定にでき、合わせて混
変調歪みを一段と低減することができる。
重平衡型のミキサ回路におけるＲＦ信号入力用の差動増
幅回路を２段とすると共にそれぞれを並列接続し、さら
に各差動増幅回路のトランジスタＱ１１とＱ１３及びト
ランジスタＱ１２とＱ１４の面積比を互いに逆比（ｍ：
１及び１：ｍ）に形成して面積比の小さい方のトランジ
スタＱ１２及びＱ１３より出力を取り出すことにより、
相互コンダクタンスｇm をほぼ一定にでき、合わせて混
変調歪みを一段と低減することができる。
【００２７】なお上述の実施例においては、ミキサ回路
１０にＲＦ信号としてテレビジヨン信号を入力し、ミキ
サ回路１０をテレビジヨン受像機のチユーナ用集積回路
に用いる場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、広く一般のチユーナ用集積回路に内蔵されるミキサ
回路に適用し得る。
１０にＲＦ信号としてテレビジヨン信号を入力し、ミキ
サ回路１０をテレビジヨン受像機のチユーナ用集積回路
に用いる場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、広く一般のチユーナ用集積回路に内蔵されるミキサ
回路に適用し得る。
【００２８】また上述の実施例においては、ＲＦ信号入
力用の差動型増幅回路の差動対をなすトランジスタの面
積比をほぼ１：４となるように設定する場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、入力信号に含まれる妨
害信号成分の多さやミキサ回路より出力される出力信号
の周波数に応じて他の面積比に設定しても良い。
力用の差動型増幅回路の差動対をなすトランジスタの面
積比をほぼ１：４となるように設定する場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、入力信号に含まれる妨
害信号成分の多さやミキサ回路より出力される出力信号
の周波数に応じて他の面積比に設定しても良い。
【００２９】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、平衡変調
回路において第１の入力信号が入力される下段の差動増
幅段を２つの差動増幅段の並列接続とし、この２つの差
動増幅段の各差動出力のうち逆位相となる差動出力を第
２の入力信号が入力される２つの差動増幅段にそれぞれ
供給する。これにより相互コンダクタンスの値を第１の
入力信号の大きさによらずほぼ一定に設定することがで
きる。これにより混変調歪みを従来に比して一段と低減
することができる。
回路において第１の入力信号が入力される下段の差動増
幅段を２つの差動増幅段の並列接続とし、この２つの差
動増幅段の各差動出力のうち逆位相となる差動出力を第
２の入力信号が入力される２つの差動増幅段にそれぞれ
供給する。これにより相互コンダクタンスの値を第１の
入力信号の大きさによらずほぼ一定に設定することがで
きる。これにより混変調歪みを従来に比して一段と低減
することができる。
【図１】本発明による混合回路の一実施例を示す接続図
である。
である。
【図２】その相互コンダクタンス特性を示す特性曲線図
である。
である。
【図３】その混変調歪みの説明に供する特性曲線図であ
る。
る。
【図４】従来の混合回路を示す接続図である。
１、２……発振出力入力端子、３、４……ＲＦ信号入力
端子、５、６……出力端子。
端子、５、６……出力端子。
Claims (4)
- 【請求項１】下段の差動増幅段に入力される第１の入力
信号と上段の２つの差動増幅段に入力される第２の入力
信号とを混合して出力する平衡変調回路において、 上記下段の差動増幅段に代えて２つの差動増幅段を並列
接続し、 当該２つの差動増幅段の各差動出力のうち互いに逆相と
なる差動出力を上記上段の２つの差動増幅段にそれぞれ
供給することを特徴とする平衡変調回路。 - 【請求項２】ベースに第１及び第２の入力端子より第１
の入力信号を入力する第１及び第２のトランジスタのエ
ミツタに第１の電流源を共通に接続し、 ベースに上記第１及び第２の入力端子より上記第１の入
力信号を入力する第３及び第４のトランジスタのエミツ
タに第２の電流源を共通に接続し、 ベースに第３及び第４の入力端子より第２の入力信号を
入力する第５及び第６のトランジスタのエミツタに上記
第２のトランジスタのコレクタを共通に接続し、 ベースに上記第３及び第４の入力端子より上記第２の入
力信号を入力する第７及び第８のトランジスタのエミツ
タに上記第３のトランジスタのコレクタを共通に接続
し、 上記第５及び第７のトランジスタのコレクタと上記第６
及び第８のトランジスタのコレクタをそれぞれ第１及び
第２の抵抗を介して電源に接続することを特徴とする平
衡変調回路。 - 【請求項３】上記第１及び第２のトランジスタの面積比
をｍ：１とすると共に、 上記第３及び第４のトランジスタの面積比を１：ｍとす
ることを特徴とする請求項２に記載の平衡変調回路。 - 【請求項４】上記第１及び第２のトランジスタの面積比
を４：１とすると共に、 上記第３及び第４のトランジスタの面積比を１：４とす
ることを特徴とする請求項３に記載の二重平衡変調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34351392A JPH06177654A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | 平衡変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34351392A JPH06177654A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | 平衡変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177654A true JPH06177654A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18362100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34351392A Pending JPH06177654A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | 平衡変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06177654A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0969730A (ja) * | 1995-08-30 | 1997-03-11 | Nec Corp | 周波数ミキサ回路 |
| JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
| JP2014206652A (ja) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | 日本電信電話株式会社 | 光変調器 |
-
1992
- 1992-11-30 JP JP34351392A patent/JPH06177654A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0969730A (ja) * | 1995-08-30 | 1997-03-11 | Nec Corp | 周波数ミキサ回路 |
| JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
| JP2014206652A (ja) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | 日本電信電話株式会社 | 光変調器 |
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