JP2010538560A - 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 - Google Patents

Abstract

乗算器が、例えば、無線周波数送信器のモジュレータ内のミキサとしての利用のために提示される。乗算器は、一定の振幅の第１の交流信号を、例えば、局部発信器からの搬送波の形式の第２の信号で、乗算する。乗算器は、第１の信号を差動アウトプット電流に変換する相互コンダクタンスステージと、第２の信号に従って差動アウトプット電流をスイッチする電流スイッチングステージを含む。スイッチングステージは、クロスカップルの対のトランジスタ（１６−１９）を含み、それらは相互コンダクタンスステージと共にギルバートセルを形成する。各々のオフセット対のトランジスタ（１０−１３）の相対ゲインは、乗算器の第三高調波歪み特性の最小値が実質的に第１の信号の振幅にて発生するようなものである。

Description

本発明は、第１の信号に第２の信号を乗算する乗算器に関する。本発明はまた、そのような乗算器を含む受信器のためのミキサ、及び、そのようなミキサを含む受信器に関する。本発明は更に、そのような乗算器を含むモジュレータ、及び、そのようなモジュレータを含む送信器に関する。本発明はまた、そのような乗算器を設計し製造する方法に関する。

ＩＱ（同相／直角位相）変調は、搬送波信号にデータを搬送するのに通常利用される方法である。それは、直角位相局部発振器（無線周波数搬送波）信号により駆動される個々のミキサを変調する２つの直交（同相と直角位相）ベースバンド信号を含む。モジュレータのアウトプットは合算され、単側波帯（シングルサイドバンド）変調無線周波数（ＲＦ）信号となる。一定のエンベロープ変調スキームは、ＩＱ信号が振幅変調無く純粋に位相若しくは周波数変調される（例えば、ＦＳＫ、ＧＭＳＫなど）というものである。よって、ＩＱモジュレータにインプットされるアナログベースバンドＩＱ信号は、一定の振幅である。

通常のＩＱ変調アーキテクチャが、添付の図面の図１に示される。デジタル情報信号は、デジタルモジュレータ２のインプット１にて受信される。デジタルモジュレータは、アウトプットのＩデータバス（Ｉ ＤａｔａＢｕｓ）とＱデータバス（Ｑ ＤａｔａＢｕｓ）にて、２つの直交する、デジタルベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）及びローパスフィルタ３により、夫々アナログベースバンド信号に変換され、Ｉ（同相）及びＱ（直角位相）の搬送波信号（即ち、同一の搬送波周波数の９０°位相シフト信号）と、夫々のミキサ４、５にてミックスされる。ミキサのアウトプットは加算器６内で合算され、アウトプット７にて単側波帯（シングルサイドバンド）アウトプット信号を与える。業務用のＩＱモジュレータは通常、例えば、非特許文献１に開示される、ミキシングセルのためのギルバートセルトポロジを利用する。

実際には、周知のＩＱモジュレータは不完全性に悩むものであり、アウトプットスペクトルに望まれない成分が含まれてしまっている。特に、次のような望まれない成分が生じることがある。
（ｉ）ＤＣオフセットにより生じる搬送波（Ｆ_{ＣＡＲＲＩＥＲ}又はＦ_ＲＦ）；
（ｉｉ）ＩＱ利得及び位相の不均衡により生じる“画像”（Ｆ_ＬＳＢ又はＦ_{ＩＭＡＧＥ}）；及び
（ｉｉｉ）モジュレータのインプット歪みにより生じる第三高調波歪み（Ｆ_３ＬＳＢ）

第三高調波歪み成分は、所望の成分（Ｆ_ＵＳＢ）に関してデシベルで計測され、搬送波周波数Ｆ_ＲＦと所望の成分Ｆ_ＵＳＢとの間の間隔を３倍して、搬送波周波数Ｆ_ＲＦの下方に間隔を明けられる。

Ｂ．Ｇｉｌｂｅｒｔによる"Ａ Ｐｒｅｃｉｓｅ Ｆｏｕｒ−Ｑｕａｄｒａｎｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ ｗｉｔｈ Ｓｕｂｎａｎｏｓｅｃｏｎｄ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ"ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，３６５−７３ページ，１９６８年１２月 Ｂ．Ｇｉｌｂｅｒｔによる"Ｔｈｅ Ｍｕｌｔｉ−ｔａｈｈ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ：Ａ Ｔｕｔｏｒｉａｌ Ｏｖｅｒｖｉｅｗ"，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，３３（１），２−１７ページ、１９９８年１月

図２は、これらの成分と共に、Ｆ_ＵＳＢ（Ｆ_{ＷＡＮＴＥＤ}）における“所望の”側波帯成分を示す。変調精度（及びリンク信頼性）への影響と共に、これらの望まれない成分は同じ周波数スペクトルで稼動する他のユーザへ問題を生じることがあり、更にスプリアスの伝送輝線のための規制基準に適合しないことになる。

（“ＨＤ３”として知られる）第三高調波歪みを更に考察すると、従来の変調アーキテクチャのギルバートセル内部で、相互コンダクタンスゲインを線形化することにより、これは弱まり得る。線形化の技術は幾つか存在し、そのうちＣＭＯＳ ＩＣ設計にて最も一般的なものは、抵抗減衰及びゲートオーバドライブ電圧の増加である。“フィードフォワード”や“プレディストーション”などの線形化技術は、線形性の改善を達成することはできるが、消費電力が更に掛かるというコストが生じる。

本発明の第１の形態によると、
一定の振幅の第１の交流信号を第２の信号により乗算する乗算器であって、
上記第１の交流信号を差動電流に変換する相互コンダクタンスステージと、
上記差動電流を上記第２の信号に従って操作する電流操作ステージと
を含み、
上記相互コンダクタンスステージは複数のオフセット対のトランジスタを含み、該オフセット対のインプットは並列に接続され該オフセット対のアウトプットは並列に接続され、個々の対のトランジスタの相対ゲインは、第三高調波歪みの最小値が第１の信号の振幅にて発生するものである
乗算器が、提示される。

本明細書で利用される用語“オフセット対”は、第１と第２のリムを含む差動ステージのことであり、その各々は、一つのトランジスタ、若しくは並列接続された複数のトランジスタを含む。トランジスタの共通のターミナルは、共に繋がれ、実質的に一定の“テール”電流を受けるのであり、共通のターミナルはバイポーラ接合トランジスタのエミッタ若しくは電界効果トランジスタのソースを含む。第１と第２のリムは異なるゲインを与える。

トランジスタは、相補型酸化金属シリコントランジスタなどの、酸化金属シリコントランジスタでもよい。

上記第１の信号が、一定のピークトゥピークの振幅の正弦波であってもよい。

上記第２の信号が、正弦波などの交流信号であってもよい。上記第２の信号が、一定の振幅を備えるものであってもよい。

上記オフセット対が、互いに同一のものであってもよい。

上記オフセット対が同一のテール電流を有してもよい。

オフセット対の各々が、第１のトランジスタと、差動対として配置された複合トランジスタを含み、
上記複合トランジスタは相互に並列に接続されたｍ個の第２のトランジスタを含み、
第三高調波歪みで最小値を与えるようにｍが選択され、
上記第２のトランジスタの各々が上記第１のトランジスタと同一である、というものであってもよい。

上記複数のオフセット対が２つのオフセット対を含み、
上記対の各々のうちのより高いゲインのトランジスタのアウトプットが、上記対の他方のうちのより低いゲインのトランジスタのアウトプットに接続する、というものであってもよい。

電流操作ステージが電流スイッチングステージを含んでもよい。上記電流スイッチングステージが、２つの対のクロスカップルのトランジスタを含んでもよい。

第１と第２の信号のうち少なくとも一方が無線周波数信号であってもよい。

本発明の第２の形態によると、受信器のためのミキサが提示され、本発明の第１の形態に係る乗算器を含む、

本発明の第３の形態によると、本発明の第２の形態に係るミキサを含む受信器が提示される。

本発明の第４の形態によると、本発明の第１の形態に係る第１の乗算器を含むモジュレータが提示される。

上記第１の信号が情報搬送信号であってもよく、上記第２の信号が搬送波であってもよい。上記第１の信号が周波数及び／又は位相変調信号であってもよい。

上記モジュレータは、本発明の第１の形態に係る第２の乗算器を含んでもよく、信号サイドボード抑圧搬送波モジュレータを形成する上記第１の乗算器を伴ってもよい。

本発明の第５の形態によると、本発明の第４の形態に係るモジュレータを含む送信器が提示される。

本発明の第６の形態によると、本発明の第１の形態に係る乗算器を設計する方法が提示され、
一定の振幅を特定するステップと、
複数の相対ゲインの値に対する、乗算器の動作をシミュレーションし、第三高調波歪みを判定するステップと、
第三高調波歪み特性における最小値若しくはその近傍で第三高調波歪み値に対応する相対ゲイン値を選択するステップと
を含む。

本発明の第７の形態によると、乗算器を作成する方法が提示され、本発明の第６の形態に係る方法を実行して乗算器のための設計を行い該設計に従って乗算器を製造する。

このように、更なる電力消費を要求することなく、ＣＭＯＳ相互コンダクタンスステージなどの相互コンダクタンスステージの線形化を可能にする技術を提供することが可能になる。特に、第三高調波歪みが大きく減少し得る。理論的に第三高調波歪み成分が除去されるように第三高調波歪み特性でのゼロ化が生じても、実際にはゼロ化における減衰は有限である。しかしながら、多くの利用例で、第三高調波歪み成分がもはや有意でなく存在すらしないポイントにまで、第三高調波歪み成分が大きく減衰し得るような、非常に高い値の減衰が達成され得る。

これらの技術は、実質的に一定で周知の振幅の第１の交流信号を要求する。事例があり、その利用の例が一定のエンビロープ変調スキームを動作する無線送信器の中にある乗算器のために、これら技術を利用することが可能である。その利用例では、アウトプット変調された第三高調波歪み被誘導無線周波数スプリアスレベルは、もはや問題にならない程度にまでゼロ化若しくは減衰され得る。

実質的に一定で周知の振幅でインプット信号が維持され得るのであれば、無線周波数受信器のミキサ内でこれらの技術を利用することも可能である。例えば、そのような乗算器を組み込む受信器のミキサより先に、自動ゲイン制御技術を適用することにより、このことは達成され得る。

本発明は、例として、添付の図面を参照して、更に説明され得る。
周知タイプのＩＱモジュレータのブロック概略図である。 図１のモジュレータにより生成される所望の及び望まれないアウトプット成分の周波数に対する、デシベル（ｄＢ）での振幅のグラフである。 モジュレータ若しくはトランスミッタで利用可能な、本発明の実施形態を構成する乗算器の回路図である。 ミリボルトの差動入力電圧に対する、マイクロジーメンスでの相互コンダクタンスとしての、周知の線形化技術の変換特性を示す。 ミリボルトの差動入力電圧に対する、マイクロジーメンスでの相互コンダクタンスとしての、本発明の技術の変換特性を示す。 周知の線形化技術に関する及び本発明の技術に関する第三高調波歪み特性を示す、マイクロジーメンスでの相互コンダクタンスに対するｄＢｃでの第三高調波のグラフである。

非特許文献２には、非線形相互コンダクタンス機能を個別に組み合わせることにより、相互コンダクタンスの全般的相互コンダクタンス機能の線形性を達成する、マルチ双極正接原理として知られるコンセプトが記述される。特に、マルチ双極正接相互コンダクタンス原理は、バイポーラトランジスタの差動対の直列接続若しくは並列接続に依存する。ここで、インプット及びアウトプットは並列で接続し、個別のセルのベース電圧はある量オフセットしている。このことにより個別の相互コンダクタンスｇ_ｍはインプット電圧軸に沿って分離したものとなり、乗算器はインプットにおいてより大きい電圧スイングを処理できるようになる。

マルチ双極正接乗算器は、無線周波数受信器内のミキサ及び同調可能フィルタとしての利用に向けて過去に提案されてきた。その場合、インプット電圧レベルは、送信器と受信器の間の距離やノイズや干渉などの要因により、大きく変動し得るものである。しかしながら、マルチ双極正接乗算器は、インプット電圧のレベルが実質的に一定である送信器での利用に向けては提案されてこなかった。

本明細書では、マルチ双極正接原理をＣＭＯＳ技術を伴う利用に対して適用すること、及び、例えば、一定のエンベロープ送信を伴うＩＱモジュレータでの三次歪み縮小の特別な利用に適用することを、提案している。

図３は、単純な“ダブレット”アーキテクチャでのＣＭＯＳ技術へのマルチ双極正接原理の適用例を概略示す。図３に示す乗算器は、アウトプットが電流スイッチングステージに接続されている相互コンダクタンスステージを含む。相互コンダクタンスステージは、第１のオフセット対のトランジスタ１０、１１及び第２のオフセット対のトランジスタ１２、１３を含む。トランジスタ１０、１１のソースは、定電流源１４に接続し、トランジスタ１２、１３のソースは、定電流源１５に接続する。定電流源１４、１５は、オフセット対のために一定のテール電流を与え、共通供給ライン０Ｖに接続する。

トランジスタ１０は、長さＬ幅Ｗのチャネルを有するシングルトランジスタを含む。トランジスタ１１は、ｍ個のトランジスタの形態の複合トランジスタを含み、それらは並列に接続され、それらの各々はトランジスタ１０と実質的に同一である。トランジスタ１３は、トランジスタ１０と実質的に同一であるシングルトランジスタを含む。トランジスタ１２は、複合トランジスタ１１と実質的に同一である複合トランジスタを含む。トランジスタ１１、１２のゲインは、トランジスタ１０、１３のゲインよりも大きく、ｍは１より大きい。トランジスタ１０、１２のゲートは、インプット電圧Ｖｉｎ＋を共に受けるように接続されており、トランジスタ１１、１３のゲートは、インプット電圧Ｖｉｎ−を共に受けるように接続されている。よって相互コンダクタンスステージは、差動入力電圧（Ｖｉｎ＋）−（Ｖｉｎ−）を受けて、これを相互コンダクタンスｇ_ｍにより差動出力電流（ｌｏｕｔ＋）−（ｌｏｕｔ−）に変換する。

差動出力電流は、負荷抵抗２０、２１と共に電流スイッチングステージを形成するトランジスタ１６〜１９に供給される。トランジスタ１６、１７のソースはトランジスタ１０、１２のドレインに接続され、トランジスタ１８、１９のソースはトランジスタ１１、１３のドレインに接続される。トランジスタ１６、１８のゲートは、局部発信器電圧Ｖｌｏ＋を共に受けるように接続されており、トランジスタ１７、１９のゲートは、局部発信器電圧Ｖｌｏ−を共に受けるように接続されている。トランジスタ１６、１９のドレインは、抵抗２０の第１のターミナルと、アウトプット電圧Ｖｏｕｔ＋を供給する出力ターミナルとに接続し、トランジスタ１７、１８のドレインは、抵抗２１の第１のターミナルと、アウトプット電圧Ｖｏｕｔ−を供給する出力ターミナルとに接続する。抵抗２０、２１の第２のターミナルは、供給ラインＶｄｄに接続する。

より低い供給電圧で利用する別の実施形態では、乗算器は“折り畳み”トポロジを有する。その構成では、インプットが相互コンダクタンスステージからのアウトプット電流Ｉｏｕｔ＋，Ｉｏｕｔ−を受け、図３に示すトランジスタのものとは逆の導電型のトランジスタを含むスイッチングステージにアウトプットが供給する、カレントミラーを含む。カレントミラーは、アウトプット電流がインプット電流と等しいタイプのものであってもよい。或いは、カレントミラーは、ゲイン、従ってステージの相互コンダクタンスを増すように、インプット電流の倍数であるアウトプット電流を、与えてもよい。

相互コンダクタンスステージの差動出力電流（Ｉｏｕｔ＋）−（Ｉｏｕｔ−）は、局部発信器（図示せず）により供給される差動電圧（ＶＩｏ＋）−（ＶＩｏ−）の形態で、差動無線周波数搬送波によりアウトプットされる最終乗算器にスイッチされる。

固定の電流及び（トランジスタ）デバイスサイズが与えられると、相互コンダクタンスｇ_ｍの値及び非線形性は、図４Ｂに示すようにデバイス乗数ｍにより変動する。デバイスモデリングが主として経験的である、ディープサブミクロンのＣＭＯＳ技術では、バイポーラ技術の場合のようにこれら曲線に対して明確な分析的表現に到達することは、可能ではない。とはいえ、ＣＭＯＳデバイス動作レジーム（弱い、適度な若しくは強い反転）に関らず、トレンドは同じである。特別な電力消費を要求しない全ての線形化技術と同様に、線形化が向上すると相互コンダクタンスが減少する。

比較のため、図４Ａは、従来の線形化技術（抵抗の変性／電圧オーバドライブ）により達せられる、同じ相互コンダクタンスを生じる結果を示す。

マルチ双極正接アプローチの一意的なｇ_ｍの線形性は、調波痕跡のコンセプトに繋がる。ここでは、生成される三次歪みは、所与のバイアス（図３のＩ、ｍ、Ｗ若しくはＬ）条件に対する、インプット信号振幅に対する一意的特性を提示する。

（即ち、固定の振幅の）一定のエンビロープベースバンドインプット信号に適用されると、所与のｍに対して、第三高調波歪みの極小値は、調波痕跡の結果としての証拠となる。

図３に示す乗算器は、相互コンダクタンスステージへのインプット電圧が正弦波であり該正弦波が実質的に不変であり周知のピークツーピークの振幅であるような、アプリケーションで、利用され得る。アプリケーションの一般的例は、周波数変更を行なうミキサ若しくはモジュレータ内である。例えば、図３に示す乗算器は、図１に示す送信器モジュレータ内のミキサ４、５の各々として、用いられ得る。

図１のＤＡＣ３からの、±１００Ｖｐｋインプット正弦曲線差動のインプット電圧を仮定すると、従来の（３０）及びＣＭＯＳの（３１）マルチ双極正接線形化技術に対して、ｇ_ｍに対するＨＤ３がプロットされ得る。図５に示すように、この例にて１２ｕＳのｇ_ｍに対しては、マルチ双極正接により発現されるＨＤ３は従来技術のものよりもずっと低くなることが明確である。

よって、この方法を利用して、乗算器のｍ（若しくは、図３のＩ、Ｗ若しくはＬなどの他の条件）は、１２ｕＳの相互コンダクタンスを生じるように選択可能であり、これにより、所与の±１００Ｖｐｋインプット差動電圧のスイングに対して、ギルバートミキサ内の第三高調波ひずみは極小となる。このような線形化されたギルバートミキサが図１に示すＩＱモジュレータ内に適用されると、オフセットＦ_３ＬＳＢでの伝送スプリアスエミッションレベルは、少なくとも理論上はヌルとなる。

オフセット対のトランジスタでは、異なるリムで異なるゲインを与えることが求められる。チャネルの幅と長さを変化させて、又は、電流源の与えるテール電流を変化させて、異なる性能のトランジスタを設けることにより、このことは達成され得るが、各々のオフセット対のトランジスタのうち少なくとも一つを、並列に接続された複数のトランジスタを含む複合トランジスタとすることによって、異なるゲインを達成することには利点がある。特に、製造のプロセスの性質のために、正確に定義可能な若しくは予測可能な性能を備えるトランジスタ若しくは電流源を作ることは困難若しくは不可能である。しかしながら、実質的に同一の構造及び性能の部品を作ることは比較的容易である。よって、図３に示すように、各々のオフセット対の“より高いゲイン”の複合トランジスタは複数のトランジスタを含み、その各々はより低いゲインのトランジスタと同一である。よって、図５の特性３１により示される第三高調波歪みゼロを達成するために乗算器ｍ（個）を選ぶことで、相対ゲインが選択され得る。

このタイプの乗算器を設計するための技術は、所与のインプット信号レベル（Ｖｉｎ＋）−（Ｖｉｎ−）について複数のｍ（個）の値に対して高調波歪み性能をシミュレーションすることを含む。これにより最も低い第三高調波歪みを与えるｍの値が選択され、複合トランジスタ１１、１２の各々のトランジスタの数としてこの値を利用して乗算器が製造され得る。トランジスタの数ｍ（個）の選択が離散的性質であるとしても、乗算器の特定の利用例には十分な、ある程度の第三高調波歪みの減衰若しくは抑制を達成するように、第三高調波歪み特性内で最小限での若しくはその近傍での操作を与えるｍの値を選べば、一般的には十分である。

この方法は、マルチ双極正接原理の一般的利用には最適なものではなく、特に、（非常に強力な自動ゲインコントロールの無い受信器ミキサやフィルタ内で用いられる回路内など）インプット信号が変動する振幅を有する場合はそうである。そのような場合、ＨＤ３が最小値である相互コンダクタンスは、インプットの差動電圧振幅で変動する。

よって、本発明の実施形態は、電力消費を増やさないための相互コンダクタンスの線形化に加えて、一定の振幅インプット信号を有するシステムのための最小限の第三高調波歪みを達成できる。実際に、一定のエンビロープ変調スキームで動作する無線送信器に適用されると、アウトプット変調された第三高調波歪み誘導ＲＦスプリアスレベルは、実効的にゼロ化し、若しくは十分に小さくなるように減衰化し得る。

１０、１１・・・第１のオフセット対のトランジスタ、
１２、１３・・・第２のオフセット対のトランジスタ、
１４、１５・・・定電流源、
１６、１７、１８、１９・・・トランジスタ、
２０、２１・・・負荷抵抗。

Claims (22)

1. 一定の振幅の第１の交流信号を第２の信号により乗算する乗算器であって、
   上記第１の交流信号を差動電流に変換する相互コンダクタンスステージと、
   上記差動電流を上記第２の信号に従って操作する電流操作ステージと
   を含み、
   上記相互コンダクタンスステージは複数のオフセット対のトランジスタを含み、該オフセット対のインプットは並列に接続され該オフセット対のアウトプットは並列に接続され、個々の対のトランジスタの相対ゲインは、第三高調波歪みの最小値が第１の信号の振幅にて発生するものである
   乗算器。
2. トランジスタが酸化金属シリコントランジスタである
   請求項１に記載の乗算器。
3. トランジスタが相補型酸化金属シリコントランジスタである
   請求項２に記載の乗算器。
4. 上記第１の信号が、一定のピークトゥピークの振幅の正弦波である
   請求項１乃至３のうちのいずれか一に記載の乗算器。
5. 上記第２の信号が、交流信号である
   請求項１乃至４のうちのいずれか一に記載の乗算器。
6. 上記第２の信号が一定の振幅を備える
   請求項５に記載の乗算器。
7. 上記オフセット対が、互いに同一のものである
   請求項１乃至６のうちのいずれか一に記載の乗算器。
8. 上記オフセット対が同一のテール電流を有する
   請求項１乃至７のうちのいずれか一に記載の乗算器。
9. オフセット対の各々が、第１のトランジスタと、差動対として配置された複合トランジスタを含み、
   上記複合トランジスタは相互に並列に接続されたｍ個の第２のトランジスタを含み、
   第三高調波歪みで最小値を与えるようにｍが選択され、
   上記第２のトランジスタの各々が上記第１のトランジスタと同一である
   請求項１乃至８のうちのいずれか一に記載の乗算器。
10. 上記複数のオフセット対が２つのオフセット対を含み、
    上記対の各々のうちのより高いゲインのトランジスタのアウトプットが、上記対の他方のうちのより低いゲインのトランジスタのアウトプットに接続する
    請求項１乃至９のうちのいずれか一に記載の乗算器。
11. 電流操作ステージが電流スイッチングステージを含む
    請求項１乃至１０のうちのいずれか一に記載の乗算器。
12. 上記電流スイッチングステージは、２つの対のクロスカップルのトランジスタを含む
    請求項１１に記載の乗算器。
13. 第１と第２の信号のうち少なくとも一方が無線周波数信号である
    請求項１乃至１２のうちのいずれか一に記載の乗算器。
14. 請求項１乃至１３のうちのいずれか一に記載の乗算器を含む、
    受信器のためのミキサ。
15. 請求項１４に記載のミキサを含む受信器。
16. 請求項１乃至１３のうちのいずれか一に記載の第１の乗算器を含むモジュレータ。
17. 上記第１の信号が情報搬送信号であり、上記第２の信号が搬送波である
    請求項１６に記載のモジュレータ。
18. 上記第１の信号が周波数及び／又は位相変調信号である
    請求項１７に記載のモジュレータ。
19. 請求項１乃至１３のうちのいずれか一に記載の第２の乗算器を含み、信号サイドボード抑圧搬送波モジュレータを形成する上記第１の乗算器を伴う
    請求項１６乃至１８のうちのいずれか一に記載のモジュレータ。
20. 請求項１６乃至１９のうちのいずれか一に記載のモジュレータを含む送信器。
21. 請求項１乃至１３のうちのいずれか一に記載の乗算器を設計する方法であって、
    一定の振幅を特定するステップと、
    複数の相対ゲインの値に対する、乗算器の動作をシミュレーションし、第三高調波歪みを判定するステップと、
    第三高調波歪み特性における最小値若しくはその近傍で第三高調波歪み値に対応する相対ゲイン値を選択するステップと
    を含む方法。
22. 乗算器を作成する方法であって、
    請求項２１に記載の方法を実行して乗算器のための設計を行い該設計に従って乗算器を製造する方法。

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