JPH1075124A - 周波数逓倍・ミキサ回路 - Google Patents
周波数逓倍・ミキサ回路Info
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- JPH1075124A JPH1075124A JP14795597A JP14795597A JPH1075124A JP H1075124 A JPH1075124 A JP H1075124A JP 14795597 A JP14795597 A JP 14795597A JP 14795597 A JP14795597 A JP 14795597A JP H1075124 A JPH1075124 A JP H1075124A
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- frequency
- emitter
- mixer circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】バイポーラおよびＢｉ−ＭＯＳ集積回路上に、
低電圧で動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路を実現す
る。 【解決手段】ローカル周波数信号ＶLOが供給される２乗
回路４１の定電流源回路を構成するトランジスタＱ０の
ベースにベース電圧ＶF に重畳されて高周波信号ＶRFが
供給される。あるいは、高周波信号が供給される交叉接
続エミッタ結合対あるいは差動対が、ローカル周波数信
号が供給される２乗回路の差動出力電流あるいは出力電
流で駆動されるようにする。
低電圧で動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路を実現す
る。 【解決手段】ローカル周波数信号ＶLOが供給される２乗
回路４１の定電流源回路を構成するトランジスタＱ０の
ベースにベース電圧ＶF に重畳されて高周波信号ＶRFが
供給される。あるいは、高周波信号が供給される交叉接
続エミッタ結合対あるいは差動対が、ローカル周波数信
号が供給される２乗回路の差動出力電流あるいは出力電
流で駆動されるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数逓倍・ミキサ
回路に関し、特に半導体集積回路上に形成される、低電
圧動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
回路に関し、特に半導体集積回路上に形成される、低電
圧動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の周波数逓倍・ミキサ回路として
は、先に本願出願人による図２９に示す特開平４−２５
３４０９号公報や図３１に示す特開平４−２４０９０４
号公報が開示されている。
は、先に本願出願人による図２９に示す特開平４−２５
３４０９号公報や図３１に示す特開平４−２４０９０４
号公報が開示されている。
【０００３】図２９を参照すると、第１の従来例の周波
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ同士が共通接続される
２対の差動対トランジスタＱ１ｄとＱ２ｄ及びＱ３ｄと
Ｑ４ｄからなる２乗回路４１ｇを有する。２個のトラン
ジスタＱ０ａとＱ０ｂはそれぞれの差動対トランジスタ
の定電流源である。トランジスタＱ０ａとＱ０ｂのベー
スにはベース電圧ＶF に高周波信号ＶREが重畳されて印
加される。
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ同士が共通接続される
２対の差動対トランジスタＱ１ｄとＱ２ｄ及びＱ３ｄと
Ｑ４ｄからなる２乗回路４１ｇを有する。２個のトラン
ジスタＱ０ａとＱ０ｂはそれぞれの差動対トランジスタ
の定電流源である。トランジスタＱ０ａとＱ０ｂのベー
スにはベース電圧ＶF に高周波信号ＶREが重畳されて印
加される。
【０００４】図２９に示す周波数逓倍・ミキサ回路にお
いて、その差動出力電流ΔＩOUT は、ａ，ｂ，ｃを定数
として、下記の数式１で近似される。但し、ローカル周
波数信号の入力電圧をＶLOとする。
いて、その差動出力電流ΔＩOUT は、ａ，ｂ，ｃを定数
として、下記の数式１で近似される。但し、ローカル周
波数信号の入力電圧をＶLOとする。
【０００５】
【０００６】ここで、ＶT は熱電圧であり、ＶT ＝ｋＴ
／ｑと表される。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶
対温度、ｑは単位電子電荷である。また、αFnはｎｐｎ
トランジスタの電流増幅率である。図３０に、こうして
得られる２乗回路４１ｇの入出力特性を示す。
／ｑと表される。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶
対温度、ｑは単位電子電荷である。また、αFnはｎｐｎ
トランジスタの電流増幅率である。図３０に、こうして
得られる２乗回路４１ｇの入出力特性を示す。
【０００７】また、トランジスタＱ０ａのコレクタ電流
ＩO は下記の数式２で示される。
ＩO は下記の数式２で示される。
【０００８】
【０００９】級数展開すると、コレクタ電流ＩO は下記
の数式３で表される。
の数式３で表される。
【００１０】
【００１１】ここで、｜ＶRF｜《ＶT として２次以上の
高次の項を無視すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
４で近似できる。
高次の項を無視すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
４で近似できる。
【００１２】
【００１３】この時に、上記数式４を上記数式１に代入
すれば、積ＶLO2 ＶRFが得られる。ＶLOおよびＶRFを下
記の数式５および数式６とおく。
すれば、積ＶLO2 ＶRFが得られる。ＶLOおよびＶRFを下
記の数式５および数式６とおく。
【００１４】
【００１５】
【００１６】すると、積ＶLO2 ＶRFは下記の数式７で表
される。
される。
【００１７】
【００１８】上記数式７より、ローカル周波数ｆLOの２
倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π
（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ（２πｆRFｔ）を含む項が得られ
る。ここで上記積は、下記の数式８で表される。
倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π
（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ（２πｆRFｔ）を含む項が得られ
る。ここで上記積は、下記の数式８で表される。
【００１９】
【００２０】この数式８から、ローカル周波数ｆLOの２
倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成
分（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周
波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。この場合には、ミ
キサ回路としての３次歪を改善するために、高周波信号
電圧が重畳されるエミッタ接地のカレントミラー回路に
エミッタ抵抗を挿入するやり方が良く行われる。高周波
信号に対する接地抵抗を下げて高周波利得を高くするた
めには、エミッタを容量（コンデンサ）で接地する必要
があるが、動作原理は上述した通りである。
倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成
分（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周
波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。この場合には、ミ
キサ回路としての３次歪を改善するために、高周波信号
電圧が重畳されるエミッタ接地のカレントミラー回路に
エミッタ抵抗を挿入するやり方が良く行われる。高周波
信号に対する接地抵抗を下げて高周波利得を高くするた
めには、エミッタを容量（コンデンサ）で接地する必要
があるが、動作原理は上述した通りである。
【００２１】図３１を参照すると、第２の従来例の周波
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ面積比がＫ：１の２対
の不平衡差動対から構成される２乗回路４１の差動出力
電流を、電源側およびグランド側の２つのカレントミラ
ー回路４３ｂ、４４ａで折り返し、高周波信号ＶRFが入
力される差動対の駆動電流としてミキサ回路４２Ａを構
成している。
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ面積比がＫ：１の２対
の不平衡差動対から構成される２乗回路４１の差動出力
電流を、電源側およびグランド側の２つのカレントミラ
ー回路４３ｂ、４４ａで折り返し、高周波信号ＶRFが入
力される差動対の駆動電流としてミキサ回路４２Ａを構
成している。
【００２２】エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差
動対から構成される２乗回路４１の差動出力電流ΔＩは
下記の数式９および数式１０と求まる。
動対から構成される２乗回路４１の差動出力電流ΔＩは
下記の数式９および数式１０と求まる。
【００２３】
【００２４】
【００２５】図３２に、こうして得られる２乗回路４１
の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパラメータにして示
す。２乗回路４１としての入力電圧範囲が最も広くなる
のはＫ≒１０．５の場合である。この時に、入力電圧範
囲を２ＶT 以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗特性が得
られる。すなわち、入力電圧をローカル周波数信号ＶLO
とすれば、ローカル周波数信号ＶLOを２逓倍できる。ロ
ーカル周波数信号ＶLOの入力電圧範囲を２ＶT 以内に限
定すれば、２逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的
に直結できＬＳＩ化に適した回路である。すなわち、２
乗回路４１の差動出力電流ΔＩは下記の数式１１で近似
される。
の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパラメータにして示
す。２乗回路４１としての入力電圧範囲が最も広くなる
のはＫ≒１０．５の場合である。この時に、入力電圧範
囲を２ＶT 以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗特性が得
られる。すなわち、入力電圧をローカル周波数信号ＶLO
とすれば、ローカル周波数信号ＶLOを２逓倍できる。ロ
ーカル周波数信号ＶLOの入力電圧範囲を２ＶT 以内に限
定すれば、２逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的
に直結できＬＳＩ化に適した回路である。すなわち、２
乗回路４１の差動出力電流ΔＩは下記の数式１１で近似
される。
【００２６】
【００２７】したがって、差動対で構成されるミキサ回
路４２Ａの差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式１２で
示される。
路４２Ａの差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式１２で
示される。
【００２８】
【００２９】小信号の場合、ミキサ回路４２Ａの差動出
力電流ΔＩOUT は、下記の数式１３および数式１４で近
似される。
力電流ΔＩOUT は、下記の数式１３および数式１４で近
似される。
【００３０】
【００３１】
【００３２】上記数式１４には、ローカル周波数ｆLOの
２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π
（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ（２πｆRFｔ）を含む項が得られ
る。したがって、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆL
O）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分（２ｆLO
＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波数逓倍・
ミキサ回路が実現できる。
２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π
（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ（２πｆRFｔ）を含む項が得られ
る。したがって、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆL
O）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分（２ｆLO
＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波数逓倍・
ミキサ回路が実現できる。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の周
波数逓倍・ミキサ回路では、３Ｖ以下の低電圧動作が可
能である。また、回路規模も比較的小さいという利点が
あり、その効用は大きい。しかし、低電圧動作が可能で
ある周波数逓倍・ミキサ回路は上述した従来回路例の他
にも、以下に詳細に説明するように数種類も実現でき、
さらに低電圧動作化や回路規模の縮小が可能になってく
る。
波数逓倍・ミキサ回路では、３Ｖ以下の低電圧動作が可
能である。また、回路規模も比較的小さいという利点が
あり、その効用は大きい。しかし、低電圧動作が可能で
ある周波数逓倍・ミキサ回路は上述した従来回路例の他
にも、以下に詳細に説明するように数種類も実現でき、
さらに低電圧動作化や回路規模の縮小が可能になってく
る。
【００３４】本発明の目的は、低電圧で動作が可能な周
波数逓倍・ミキサ回路を提供することにある。
波数逓倍・ミキサ回路を提供することにある。
【００３５】
【課題を解決するための手段】本発明の周波数逓倍・ミ
キサ回路は、高周波信号が入力される交叉接続エミッタ
結合対あるいはエミッタ結合対がローカル周波数信号を
入力とする２乗回路の差動出力電流で駆動されるか、ま
たは、ローカル周波数信号を入力とする２乗回路の定電
流回路を構成するトランジスタのベース電圧に重畳され
て高周波信号が入力される。
キサ回路は、高周波信号が入力される交叉接続エミッタ
結合対あるいはエミッタ結合対がローカル周波数信号を
入力とする２乗回路の差動出力電流で駆動されるか、ま
たは、ローカル周波数信号を入力とする２乗回路の定電
流回路を構成するトランジスタのベース電圧に重畳され
て高周波信号が入力される。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【００３７】図１に本発明の第１の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号Ｖ
LOが供給される２乗回路４１を有する。２乗回路４１の
低電流源回路はトランジスタＱ０を有する。トランジス
タＱ０のベースには、ベース電圧ＶF に高周波周波数ｆ
REの高周波信号電圧ＶRFが重畳されて印加されている。
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号Ｖ
LOが供給される２乗回路４１を有する。２乗回路４１の
低電流源回路はトランジスタＱ０を有する。トランジス
タＱ０のベースには、ベース電圧ＶF に高周波周波数ｆ
REの高周波信号電圧ＶRFが重畳されて印加されている。
【００３８】２乗回路４１の差動出力電流をΔＩOUT と
すると、それは下記の数式１５で表される。
すると、それは下記の数式１５で表される。
【００３９】
【００４０】ここで、ΔＩOUT は２乗回路４１の差動出
力電流であるから、上記数式１５中のｆ（ＶLO）は下記
の数式１６で表せる。
力電流であるから、上記数式１５中のｆ（ＶLO）は下記
の数式１６で表せる。
【００４１】
【００４２】ｆ（ＶLO）は一般にローカル周波数信号Ｖ
LOの２次の項以外にもローカル周波数信号ＶLOの高次の
項を含むが、２乗回路４１は、適当な入力信号レベルで
は、ローカル周波数信号ＶLOの２次の項が支配的になり
得る回路でなければならない。さもなければ、２乗回路
とは呼べない。
LOの２次の項以外にもローカル周波数信号ＶLOの高次の
項を含むが、２乗回路４１は、適当な入力信号レベルで
は、ローカル周波数信号ＶLOの２次の項が支配的になり
得る回路でなければならない。さもなければ、２乗回路
とは呼べない。
【００４３】２乗回路４１の定電流電源回路を構成する
トランジスタＱ０のベースに印加されるベース電圧ＶF
には高周波信号電圧ＶRFが重畳されているから、トラン
ジスタＱ０のコレクタ電流ＩO は下記の数式１７で表わ
される。
トランジスタＱ０のベースに印加されるベース電圧ＶF
には高周波信号電圧ＶRFが重畳されているから、トラン
ジスタＱ０のコレクタ電流ＩO は下記の数式１７で表わ
される。
【００４４】
【００４５】ここで、Ｉs は飽和電流である。上記数式
１７を級数展開すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
１８で表わされる。
１７を級数展開すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
１８で表わされる。
【００４６】
【００４７】ここで、｜ＶRF｜《ＶT として２次以上の
高次の項を無視すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
１９で近似できる。
高次の項を無視すると、コレクタ電流ＩO は下記の数式
１９で近似できる。
【００４８】
【００４９】この時に、上記数式１９を上記数式１５に
代入すれば、積ＶLO2 ＶRFが得られる。したがって、上
述したように、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）
と高周波周波数ｆREの和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆ
RE）及び（２ｆLO−ｆRE）が得られ、周波数逓倍・ミキ
サ回路が実現できる。
代入すれば、積ＶLO2 ＶRFが得られる。したがって、上
述したように、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）
と高周波周波数ｆREの和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆ
RE）及び（２ｆLO−ｆRE）が得られ、周波数逓倍・ミキ
サ回路が実現できる。
【００５０】図２を参照すると、従来の２乗回路４１
は、従来回路の第２の例で示したエミッタ面積比がＫ：
１の２対の不平衡差動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４から構
成される。この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２０
で表される。
は、従来回路の第２の例で示したエミッタ面積比がＫ：
１の２対の不平衡差動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４から構
成される。この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２０
で表される。
【００５１】
【００５２】同様に、積ＶLO2 ＶRFが得られ、ローカル
周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆREの和
と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRE）及び（２ｆLO−ｆR
E）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆREの和
と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRE）及び（２ｆLO−ｆR
E）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【００５３】図３を参照すると、他の２乗回路４１ａ
は、２対の差動対Ｑ１ａとＱ３ａおよびＱ２ａとＱ４ａ
の入力にそれぞれ等しいオフセット電圧ＶK を印加し
て、入力を交叉接続し、出力を並列接続して得られる。
この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２１で表され
る。
は、２対の差動対Ｑ１ａとＱ３ａおよびＱ２ａとＱ４ａ
の入力にそれぞれ等しいオフセット電圧ＶK を印加し
て、入力を交叉接続し、出力を並列接続して得られる。
この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２１で表され
る。
【００５４】
【００５５】上記数式２０と数式２１とは、ＶK ＝ＶT
１ｎＫとおくと等価である。したがって、図２に示す回
路と同様に、積ＶLO2 ＶRFが得られ、ローカル周波数ｆ
LOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆREの和と差の周
波数成分（２ｆLO＋ｆRE）及び（２ｆLO−ｆRE）が得ら
れ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
１ｎＫとおくと等価である。したがって、図２に示す回
路と同様に、積ＶLO2 ＶRFが得られ、ローカル周波数ｆ
LOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆREの和と差の周
波数成分（２ｆLO＋ｆRE）及び（２ｆLO−ｆRE）が得ら
れ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【００５６】図４を参照すると、もっと他の２乗回路４
１ｂは、コレクタを共通接続した２対のトランジスタ対
Ｑ１ｂとＱ２ｂ、Ｑ４ｂとＱ３ｂが電流源ＩO で駆動さ
れるクァドリテールセルにおいて、第１のトランジスタ
対Ｑ１ｂとＱ２ｂには差動入力電圧ＶLO2 を印加し、第
２のトランジスタ対Ｑ４ｂとＱ３ｂには中点電圧を印加
する。この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２２で表
される。
１ｂは、コレクタを共通接続した２対のトランジスタ対
Ｑ１ｂとＱ２ｂ、Ｑ４ｂとＱ３ｂが電流源ＩO で駆動さ
れるクァドリテールセルにおいて、第１のトランジスタ
対Ｑ１ｂとＱ２ｂには差動入力電圧ＶLO2 を印加し、第
２のトランジスタ対Ｑ４ｂとＱ３ｂには中点電圧を印加
する。この場合には、ｆ（ＶLO）が下記の数式２２で表
される。
【００５７】
【００５８】図５に上記数式２２に示される２乗特性を
示す。入力電圧範囲を｜ＶLO｜＜２ＶT に限定すれば、
ほぼ良好な２乗特性が得られる。したがって、同様に、
積ＶLO2 ＶRFが得られ、ローカル周波数ｆLOの２倍波
（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分
（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波
数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
示す。入力電圧範囲を｜ＶLO｜＜２ＶT に限定すれば、
ほぼ良好な２乗特性が得られる。したがって、同様に、
積ＶLO2 ＶRFが得られ、ローカル周波数ｆLOの２倍波
（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分
（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波
数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【００５９】容易に類推できるように、定電流駆動され
る２乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が実現で
きる。
る２乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が実現で
きる。
【００６０】図６に本発明の第２の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号Ｖ
LOが供給される２乗回路４１と、高周波周波数ｆREをも
つ高周波信号ＶRFが供給される交叉接続エミッタ結合対
４２とを有し、交叉接続エミッタ結合対４２が２乗回路
４１の差動出力電流ΔＩで駆動される。交叉接続エミッ
タ結合対４２は、図６に示すように、トランジスタＱ５
〜Ｑ８で構成されている。交叉接続エミッタ結合対４２
の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式２３で表され
る。
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号Ｖ
LOが供給される２乗回路４１と、高周波周波数ｆREをも
つ高周波信号ＶRFが供給される交叉接続エミッタ結合対
４２とを有し、交叉接続エミッタ結合対４２が２乗回路
４１の差動出力電流ΔＩで駆動される。交叉接続エミッ
タ結合対４２は、図６に示すように、トランジスタＱ５
〜Ｑ８で構成されている。交叉接続エミッタ結合対４２
の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式２３で表され
る。
【００６１】
【００６２】図７に、２乗回路４１がエミッタ面積比が
Ｋ：１の２対の不平衡差動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４か
ら構成される場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
Ｋ：１の２対の不平衡差動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４か
ら構成される場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【００６３】エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差
動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４から構成される２乗回路４
１の差動出力電流ΔＩは下記の数式２４および数式２５
で表せる。
動対Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４から構成される２乗回路４
１の差動出力電流ΔＩは下記の数式２４および数式２５
で表せる。
【００６４】
【００６５】
【００６６】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対Ｑ１
とＱ３、Ｑ２とＱ４から構成される２乗回路４１の差動
出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式２６と求まる。
が、エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対Ｑ１
とＱ３、Ｑ２とＱ４から構成される２乗回路４１の差動
出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式２６と求まる。
【００６７】
【００６８】上記数式２６は、数式２４から数式１４と
全く同じように展開でき、ローカル周波数ｆLOの２倍波
（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π（２ｆ
LO）ｔ｝ｃｏｓ｛２πｆRFｔ｝を含む項が得られる。し
たがって、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高
周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRF）
及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
全く同じように展開でき、ローカル周波数ｆLOの２倍波
（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの積ｃｏｓ｛２π（２ｆ
LO）ｔ｝ｃｏｓ｛２πｆRFｔ｝を含む項が得られる。し
たがって、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高
周波周波数ｆRFの和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRF）
及び（２ｆLO−ｆRF）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【００６９】図８に、２乗回路４１ｃが、ゲートＷ／Ｌ
比がＫ：１の２対のＭＯＳトランジスタＭ１とＭ３、Ｍ
２とＭ４からなる不平衡差動対から構成される場合の周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。
比がＫ：１の２対のＭＯＳトランジスタＭ１とＭ３、Ｍ
２とＭ４からなる不平衡差動対から構成される場合の周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【００７０】ゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対のＭＯＳト
ランジスタＭ１とＭ３、Ｍ２とＭ４からなる不平衡差動
対から構成される２乗回路４１ｃの差動出力電流ΔＩ
は、入力電圧を限定すると、下記の数式２７で表され
る。
ランジスタＭ１とＭ３、Ｍ２とＭ４からなる不平衡差動
対から構成される２乗回路４１ｃの差動出力電流ΔＩ
は、入力電圧を限定すると、下記の数式２７で表され
る。
【００７１】
【００７２】ここで、β＝μ（Ｃox／２）（Ｗ／Ｌ）は
トランスコンダクタンスパラメータであり、μはキャリ
アの実効モビリティ、Ｃoxは単位面積当たりのゲート酸
化膜容量、Ｗ、Ｌはそれぞれゲート幅、ゲート長であ
る。
トランスコンダクタンスパラメータであり、μはキャリ
アの実効モビリティ、Ｃoxは単位面積当たりのゲート酸
化膜容量、Ｗ、Ｌはそれぞれゲート幅、ゲート長であ
る。
【００７３】図９に、こうして実現される２乗回路４１
ｃの入出力特性を、Ｋをパラメータにして示す。ＭＯＳ
トランジスタで、このように２乗回路を実現する場合に
は、トランスコンダクタンスパラメータβ、具体的に
は、ゲートＷ／Ｌの値と駆動電流ＩO の値で理想的な２
乗特性を持つ入出力電圧範囲が決定され、バイポーラト
ランジスタで実現される図７に示される２乗回路４１の
２乗特性の近似誤差の少ない入力電圧範囲よりも広く設
定できる。
ｃの入出力特性を、Ｋをパラメータにして示す。ＭＯＳ
トランジスタで、このように２乗回路を実現する場合に
は、トランスコンダクタンスパラメータβ、具体的に
は、ゲートＷ／Ｌの値と駆動電流ＩO の値で理想的な２
乗特性を持つ入出力電圧範囲が決定され、バイポーラト
ランジスタで実現される図７に示される２乗回路４１の
２乗特性の近似誤差の少ない入力電圧範囲よりも広く設
定できる。
【００７４】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、ゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対の不平衡差動対から
構成される２乗回路４１ｃの差動出力電流ΔＩで駆動さ
れる周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、下記の数式２８と求まる。
が、ゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対の不平衡差動対から
構成される２乗回路４１ｃの差動出力電流ΔＩで駆動さ
れる周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、下記の数式２８と求まる。
【００７５】
【００７６】
【００７７】したがって、このように構成した２乗回路
４１ｃを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
４１ｃを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【００７８】図１０に、２乗回路４１ａが、等しいオフ
セット電圧ＶK が印加された２対の不平衡差動対Ｑ１ａ
とＱ３ａ、Ｑ２ａとＱ４ａから構成される場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この２乗回路４１
ａは図３に示したものと同じである。
セット電圧ＶK が印加された２対の不平衡差動対Ｑ１ａ
とＱ３ａ、Ｑ２ａとＱ４ａから構成される場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この２乗回路４１
ａは図３に示したものと同じである。
【００７９】したがって、２乗回路４１ａの差動出力電
流ΔＩは、下記の数式２９で表される。
流ΔＩは、下記の数式２９で表される。
【００８０】
【００８１】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、等しいオフセット電圧ＶK が印加された２対の不平
衡差動対Ｑ１ａとＱ３ａ、Ｑ２ａとＱ４ａから構成され
る２乗回路４１ａの差動出力電流ΔＩで駆動される周波
数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の
数式３０と求まる。
が、等しいオフセット電圧ＶK が印加された２対の不平
衡差動対Ｑ１ａとＱ３ａ、Ｑ２ａとＱ４ａから構成され
る２乗回路４１ａの差動出力電流ΔＩで駆動される周波
数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の
数式３０と求まる。
【００８２】
【００８３】したがって、このように構成した２乗回路
４１ａを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
４１ａを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【００８４】図１１に、２乗回路４１ｄが、等しいオフ
セット電圧ＶK が印加された２対のＭＯＳ不平衡差動対
Ｍ１ａとＭ３ａ、Ｍ２ａとＭ４ａから構成される場合の
周波数逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この２乗回
路４１ｄの差動出力電流ΔＩは、入力電圧を限定する
と、下記の数式３１で表される。
セット電圧ＶK が印加された２対のＭＯＳ不平衡差動対
Ｍ１ａとＭ３ａ、Ｍ２ａとＭ４ａから構成される場合の
周波数逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この２乗回
路４１ｄの差動出力電流ΔＩは、入力電圧を限定する
と、下記の数式３１で表される。
【００８５】
【００８６】上記数式３１は下記の数式３２で近似され
る。
る。
【００８７】
【００８８】上記数式３２に示す近似式により、２乗回
路４１ｄの差動出力電流ΔＩは入力電圧ＶLOに対して２
乗特性を持つことがわかる。なお、この近似式は近似誤
差が少なく、２乗回路４１ｄの差動出力電流ΔＩを表す
非常に良い近似式となっている。
路４１ｄの差動出力電流ΔＩは入力電圧ＶLOに対して２
乗特性を持つことがわかる。なお、この近似式は近似誤
差が少なく、２乗回路４１ｄの差動出力電流ΔＩを表す
非常に良い近似式となっている。
【００８９】図１２にこうして実現される２乗回路４１
ｄの入出力特性を、オフセット電圧ＶK をパラメータに
して示す。
ｄの入出力特性を、オフセット電圧ＶK をパラメータに
して示す。
【００９０】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、等しいオフセット電圧ＶK が印加された２対のＭＯ
Ｓ不平衡差動対Ｍ１ａとＭ３ａ、Ｍ２ａとＭ４ａから構
成される２乗回路４１ｄの差動出力電流ΔＩで駆動され
る周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、
下記の数式３３と求まる。
が、等しいオフセット電圧ＶK が印加された２対のＭＯ
Ｓ不平衡差動対Ｍ１ａとＭ３ａ、Ｍ２ａとＭ４ａから構
成される２乗回路４１ｄの差動出力電流ΔＩで駆動され
る周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、
下記の数式３３と求まる。
【００９１】
【００９２】したがって、このように構成した２乗回路
４１ｄを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
４１ｄを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【００９３】図１３に、２乗回路４１ｅが、コレクタを
共通接続した２対のトランジスタ対Ｑ１ｃとＱ２ｃ、Ｑ
３ｃとＱ４ｃが一つの電流源ＩO で駆動されるクァドリ
テールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。こ
の２乗回路（クァドリテールセル）４１ｅの差動出力電
流ΔＩは、下記の数式３４で表される。
共通接続した２対のトランジスタ対Ｑ１ｃとＱ２ｃ、Ｑ
３ｃとＱ４ｃが一つの電流源ＩO で駆動されるクァドリ
テールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。こ
の２乗回路（クァドリテールセル）４１ｅの差動出力電
流ΔＩは、下記の数式３４で表される。
【００９４】
【００９５】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、クァドリテールセルで構成した２乗回路４１ｅの差
動出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の
差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３５と求まる。
が、クァドリテールセルで構成した２乗回路４１ｅの差
動出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の
差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３５と求まる。
【００９６】
【００９７】したがって、このようにクァドリテールセ
ルで構成した２乗回路４１ｅを用いることで、同様に、
周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
ルで構成した２乗回路４１ｅを用いることで、同様に、
周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【００９８】図１４に、２乗回路４１ｆが、ドレインを
共通接続した２対のトランジスタ対Ｍ１ｂとＭ２ｂ、Ｍ
３ｂとＭ４ｂが一つの電流源ＩO で駆動されるＭＯＳク
ァドリテールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示
す。この２乗回路（ＭＯＳクァドリテールセル）４１ｆ
の差動出力電流ΔＩは、入力電圧を限定すると、下記の
数式３６で表される。
共通接続した２対のトランジスタ対Ｍ１ｂとＭ２ｂ、Ｍ
３ｂとＭ４ｂが一つの電流源ＩO で駆動されるＭＯＳク
ァドリテールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示
す。この２乗回路（ＭＯＳクァドリテールセル）４１ｆ
の差動出力電流ΔＩは、入力電圧を限定すると、下記の
数式３６で表される。
【００９９】
【０１００】図１５に、ＭＯＳクァドリテールセルの入
出力特性を示す。同様に、入力電圧範囲を限定すれば、
２乗回路４１ｆの差動出力電流ΔＩは、入力電圧に対し
て理想的２乗特性が得られる。すなわち、ＭＯＳクァド
リテールセルは２乗回路となっている。
出力特性を示す。同様に、入力電圧範囲を限定すれば、
２乗回路４１ｆの差動出力電流ΔＩは、入力電圧に対し
て理想的２乗特性が得られる。すなわち、ＭＯＳクァド
リテールセルは２乗回路となっている。
【０１０１】したがって、交叉接続エミッタ結合対４２
が、ＭＯＳクァドリテールセルで構成した２乗回路４１
ｆの差動出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ
回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３７と求ま
る。
が、ＭＯＳクァドリテールセルで構成した２乗回路４１
ｆの差動出力電流ΔＩで駆動される周波数逓倍・ミキサ
回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３７と求ま
る。
【０１０２】
【０１０３】したがって、このようにＭＯＳクァドリテ
ールセルで構成した２乗回路４１ｆを用いることで、同
様に、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
ールセルで構成した２乗回路４１ｆを用いることで、同
様に、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【０１０４】容易に類推できるように、差動出力電流Δ
Ｉを持つ２乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が
実現できる。
Ｉを持つ２乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が
実現できる。
【０１０５】図１６に、第１の従来例に示した２乗回路
４１ｇの差動出力電流で交叉接続エミッタ結合対４２を
駆動する周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
４１ｇの差動出力電流で交叉接続エミッタ結合対４２を
駆動する周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【０１０６】同様に、図６（具体的には、図７、図８、
図１０、図１１、図１３、図１４）に示した周波数逓倍
・ミキサ回路は、２つのカレント・ミラー回路で２乗回
路の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆
動しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電
源電圧を更に低くできる。
図１０、図１１、図１３、図１４）に示した周波数逓倍
・ミキサ回路は、２つのカレント・ミラー回路で２乗回
路の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆
動しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電
源電圧を更に低くできる。
【０１０７】図１７に本発明の第３の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号
ＶLOが供給される２乗回路４１Ａと、高周波周波数ｆRE
をもつ高周波信号ＶRFが供給されるエミッタ結合対（差
動対）４２Ａとを有し、エミッタ結合対４２Ａが２乗回
路４１Ａの出力電流Ｉで駆動される。差動対４２Ａが２
乗回路４１Ａの出力電流Ｉで駆動される周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３８で
表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、ローカル周波数ｆLOをもつローカル周波数信号
ＶLOが供給される２乗回路４１Ａと、高周波周波数ｆRE
をもつ高周波信号ＶRFが供給されるエミッタ結合対（差
動対）４２Ａとを有し、エミッタ結合対４２Ａが２乗回
路４１Ａの出力電流Ｉで駆動される。差動対４２Ａが２
乗回路４１Ａの出力電流Ｉで駆動される周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式３８で
表される。
【０１０８】
【０１０９】ここで、図１７に示す２乗回路４１Ａとし
ては、図２、３、４、７、１１、１４、１６に示した２
乗回路の中の差動出力電流のいずれか一方を用いること
で、そのまま用いることができる。この時、２乗回路４
１Ａの出力電流Ｉは、下記の数式３９で表される。
ては、図２、３、４、７、１１、１４、１６に示した２
乗回路の中の差動出力電流のいずれか一方を用いること
で、そのまま用いることができる。この時、２乗回路４
１Ａの出力電流Ｉは、下記の数式３９で表される。
【０１１０】
【０１１１】ただし、ＩE はテール電流の総和値であ
る。上述したように、差動出力電流ΔＩにはローカル周
波数ｆLOの２逓倍成分（２ｆLO）が支配的に含まれるか
ら、同様に、上記数式３８で表される差動出力電流ΔＩ
OUT には、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高
周波周波数ｆREの積ｃｏｓ｛２π（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ
（２πｆREｔ）を含む項が得られる。すなわち、ローカ
ル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの
和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆ
RF）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
る。上述したように、差動出力電流ΔＩにはローカル周
波数ｆLOの２逓倍成分（２ｆLO）が支配的に含まれるか
ら、同様に、上記数式３８で表される差動出力電流ΔＩ
OUT には、ローカル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高
周波周波数ｆREの積ｃｏｓ｛２π（２ｆLO）ｔ｝ｃｏｓ
（２πｆREｔ）を含む項が得られる。すなわち、ローカ
ル周波数ｆLOの２倍波（２ｆLO）と高周波周波数ｆRFの
和と差の周波数成分（２ｆLO＋ｆRF）及び（２ｆLO−ｆ
RF）が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【０１１２】図１８に本発明の第３の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路の変形例を示す。図１７に示す周波
数逓倍・ミキサ回路では、２乗回路４１Ａと差動対４２
Ａとを縦積みにしているが、図１８に示す周波数逓倍・
ミキサ回路では、２つのカレントミラー回路４３および
４４で２乗回路４１Ａの出力電流を折り返して差動対４
２Ａを駆動している。この図１８に示す周波数逓倍・ミ
キサ回路の場合には、図１７に示すものに比較して消費
電流が増えるが、電源電圧を更に低くできる。
数逓倍・ミキサ回路の変形例を示す。図１７に示す周波
数逓倍・ミキサ回路では、２乗回路４１Ａと差動対４２
Ａとを縦積みにしているが、図１８に示す周波数逓倍・
ミキサ回路では、２つのカレントミラー回路４３および
４４で２乗回路４１Ａの出力電流を折り返して差動対４
２Ａを駆動している。この図１８に示す周波数逓倍・ミ
キサ回路の場合には、図１７に示すものに比較して消費
電流が増えるが、電源電圧を更に低くできる。
【０１１３】図１９に本発明の第４の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、高周波信号ＶRFを入力とするエミッタ結合対
（差動対）４２Ａを駆動する定電流源２ＩO に、ローカ
ル周波数信号ＶLOを入力とする２乗回路４１Ｂの出力電
流が流し込まれている。詳細に説明すると、トランジス
タＱ９、Ｑ１０からなるカレントミラー回路４３ａで２
乗回路４１Ｂの出力電流（ΔＩあるいはＩ）を、トラン
ジスタＱ１３を介してトランジスタＱ５、Ｑ６からなる
差動対４２Ａの定電流源２ＩO に流し込むと、図１９に
示す周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、下記の数式４０あるいは数式４１で表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、高周波信号ＶRFを入力とするエミッタ結合対
（差動対）４２Ａを駆動する定電流源２ＩO に、ローカ
ル周波数信号ＶLOを入力とする２乗回路４１Ｂの出力電
流が流し込まれている。詳細に説明すると、トランジス
タＱ９、Ｑ１０からなるカレントミラー回路４３ａで２
乗回路４１Ｂの出力電流（ΔＩあるいはＩ）を、トラン
ジスタＱ１３を介してトランジスタＱ５、Ｑ６からなる
差動対４２Ａの定電流源２ＩO に流し込むと、図１９に
示す周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、下記の数式４０あるいは数式４１で表される。
【０１１４】
【０１１５】
【０１１６】したがって、周波数逓倍・ミキサ回路が実
現できる。
現できる。
【０１１７】図２０に本発明の第５の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、エミッタ面積比が１：２±√３である２対の交
叉接続エミッタ結合対から構成される差動対４２Ｂが２
乗回路４１Ｃの出力電流で駆動される。この周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、２乗回路の出
力電流をそれぞれΔＩとすると、下記の数式４２と表さ
れる。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、エミッタ面積比が１：２±√３である２対の交
叉接続エミッタ結合対から構成される差動対４２Ｂが２
乗回路４１Ｃの出力電流で駆動される。この周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、２乗回路の出
力電流をそれぞれΔＩとすると、下記の数式４２と表さ
れる。
【０１１８】
【０１１９】図２１に、エミッタ面積比が１：２±√３
である２対の交叉接続エミッタ結合対から構成される差
動対４２Ｂの入出力特性を、図２２にトランスコンダク
タンス特性を示す。整合差動対に較べると、直線性が改
善される。したがって、ミキサ回路として３次歪が改善
される。
である２対の交叉接続エミッタ結合対から構成される差
動対４２Ｂの入出力特性を、図２２にトランスコンダク
タンス特性を示す。整合差動対に較べると、直線性が改
善される。したがって、ミキサ回路として３次歪が改善
される。
【０１２０】なお、図２０に示した周波数逓倍・ミキサ
回路において、２つのカレントミラー回路で２乗回路の
出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動し
ても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源電
圧を更に低くできる。
回路において、２つのカレントミラー回路で２乗回路の
出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動し
ても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源電
圧を更に低くできる。
【０１２１】図２３に本発明の第６の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路も、上記図２０に示すものと同様に、エミッタ面積
比が１：２±√３である２対の交叉接続エミッタ結合対
から構成される差動対４２Ｃが２乗回路４１Ｄの出力電
流で駆動される。この例においても、エミッタ面積比が
１：２±√３である２対の交叉接続エミッタ結合対から
構成される差動対４２Ｃを用いているので、整合差動対
に較べると、直線性が改善される。この周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式４３と
表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路も、上記図２０に示すものと同様に、エミッタ面積
比が１：２±√３である２対の交叉接続エミッタ結合対
から構成される差動対４２Ｃが２乗回路４１Ｄの出力電
流で駆動される。この例においても、エミッタ面積比が
１：２±√３である２対の交叉接続エミッタ結合対から
構成される差動対４２Ｃを用いているので、整合差動対
に較べると、直線性が改善される。この周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式４３と
表される。
【０１２２】
【０１２３】したがって、上述したように、Ｉを２乗回
路の差動出力電流の一方の出力電流としても、周波数逓
倍・ミキサ回路が実現できる。この場合にも、整合差動
対に較べて、直線性が改善される。
路の差動出力電流の一方の出力電流としても、周波数逓
倍・ミキサ回路が実現できる。この場合にも、整合差動
対に較べて、直線性が改善される。
【０１２４】同様に、図２３に示した周波数逓倍・ミキ
サ回路において、２つのカレントミラー回路で２乗回路
の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動
しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源
電圧を更に低くできる。
サ回路において、２つのカレントミラー回路で２乗回路
の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動
しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源
電圧を更に低くできる。
【０１２５】図２４に本発明の第７の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、トランジスタＱ９、Ｑ１０ａ、Ｑ１０ｂからな
るカレントミラー回路４３ｂで２乗回路４１Ａの出力電
流（ΔＩあるいはＩ）をトランジスタＱ２１、Ｑ２２、
Ｑ２３、Ｑ２４からなる交叉接続エミッタ結合対４２Ｃ
の定電流源ＩO 、ＩO に流し込めば、図１８に示した周
波数逓倍・ミキサ回路と等価な特性が得られる。したが
って、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、トランジスタＱ９、Ｑ１０ａ、Ｑ１０ｂからな
るカレントミラー回路４３ｂで２乗回路４１Ａの出力電
流（ΔＩあるいはＩ）をトランジスタＱ２１、Ｑ２２、
Ｑ２３、Ｑ２４からなる交叉接続エミッタ結合対４２Ｃ
の定電流源ＩO 、ＩO に流し込めば、図１８に示した周
波数逓倍・ミキサ回路と等価な特性が得られる。したが
って、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【０１２６】図２５に本発明の第８の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、２乗回路４１を構成するトランジスタと交叉接
続エミッタ結合対４２Ｄを構成するトランジスタの極性
が互いに異なっている。すなわち、第８の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路は図６に示す第２の実施例によ
る周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続
エミッタ結合対４２Ｄを構成するトランジスタＱ５ａ、
Ｑ６ａ、Ｑ７ａ、Ｑ８ａの極性が図６に示す周波数逓倍
・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対４２を構成す
るトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８と逆極性になっ
ている。２乗回路４１の出力電流をΔＩとすると、交叉
接続エミッタ結合対４２Ｄの差動出力電流ΔＩOUT は、
下記の数式４４と表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、２乗回路４１を構成するトランジスタと交叉接
続エミッタ結合対４２Ｄを構成するトランジスタの極性
が互いに異なっている。すなわち、第８の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路は図６に示す第２の実施例によ
る周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続
エミッタ結合対４２Ｄを構成するトランジスタＱ５ａ、
Ｑ６ａ、Ｑ７ａ、Ｑ８ａの極性が図６に示す周波数逓倍
・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対４２を構成す
るトランジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８と逆極性になっ
ている。２乗回路４１の出力電流をΔＩとすると、交叉
接続エミッタ結合対４２Ｄの差動出力電流ΔＩOUT は、
下記の数式４４と表される。
【０１２７】
【０１２８】ただし、αFpはｎｐｎトランジスタの電流
増幅率である。
増幅率である。
【０１２９】図２６に本発明の第９の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、２乗回路４１Ａを構成するトランジスタとエミ
ッタ結合対（差動対）４２Ｅを構成するトランジスタの
極性が互いに異なっている。すなわち、第９の実施例に
よる周波数逓倍・ミキサ回路は図１７に示す第３の実施
例による周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、エ
ミッタ結合対４２Ｅを構成するトランジスタＱ５ａ、Ｑ
６ａの極性が図１７に示す周波数逓倍・ミキサ回路中の
エミッタ結合対４２Ａを構成するトランジスタＱ５、Ｑ
６と逆極性になっている。２乗回路４１Ａの出力電流を
Ｉとすると、差動対４２Ｅが２乗回路４１Ａの出力電流
Ｉで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔＩOUTは、下記の数式４５と表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、２乗回路４１Ａを構成するトランジスタとエミ
ッタ結合対（差動対）４２Ｅを構成するトランジスタの
極性が互いに異なっている。すなわち、第９の実施例に
よる周波数逓倍・ミキサ回路は図１７に示す第３の実施
例による周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、エ
ミッタ結合対４２Ｅを構成するトランジスタＱ５ａ、Ｑ
６ａの極性が図１７に示す周波数逓倍・ミキサ回路中の
エミッタ結合対４２Ａを構成するトランジスタＱ５、Ｑ
６と逆極性になっている。２乗回路４１Ａの出力電流を
Ｉとすると、差動対４２Ｅが２乗回路４１Ａの出力電流
Ｉで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔＩOUTは、下記の数式４５と表される。
【０１３０】
【０１３１】図２７に本発明の第１０の実施例による周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、２乗回路４１Ｃを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が１：２±√３である２対の交叉接続エミ
ッタ結合対４２Ｆを構成するトランジスタの極性が互い
に異なっている。すなわち、第１０の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路は図２０に示す第５の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、２対の交叉
接続エミッタ結合対４２Ｆを構成するトランジスタＱ２
１ａ、Ｑ２２ａ、Ｑ２３ａ、Ｑ２４ａ、Ｑ２５ａ、Ｑ２
６ａ、Ｑ２７ａ、Ｑ２８ａの極性が図２０に示す周波数
逓倍・ミキサ回路中の２対の交叉接続エミッタ結合対４
２Ｂを構成するトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、
Ｑ２４、Ｑ２５、Ｑ２６、Ｑ２７、Ｑ２８と逆極性にな
っている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔＩOUT は、下記の数式４６あるいは数式４７と表され
る。
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、２乗回路４１Ｃを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が１：２±√３である２対の交叉接続エミ
ッタ結合対４２Ｆを構成するトランジスタの極性が互い
に異なっている。すなわち、第１０の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路は図２０に示す第５の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、２対の交叉
接続エミッタ結合対４２Ｆを構成するトランジスタＱ２
１ａ、Ｑ２２ａ、Ｑ２３ａ、Ｑ２４ａ、Ｑ２５ａ、Ｑ２
６ａ、Ｑ２７ａ、Ｑ２８ａの極性が図２０に示す周波数
逓倍・ミキサ回路中の２対の交叉接続エミッタ結合対４
２Ｂを構成するトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、
Ｑ２４、Ｑ２５、Ｑ２６、Ｑ２７、Ｑ２８と逆極性にな
っている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔＩOUT は、下記の数式４６あるいは数式４７と表され
る。
【０１３２】
【０１３３】
【０１３４】図２８に本発明の第１１の実施例による周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、２乗回路４１Ｄを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が１：２±√３である交叉接続エミッタ結
合対４２Ｇを構成するトランジスタの極性が互いに異な
っている。すなわち、第１１の実施例による周波数逓倍
・ミキサ回路は図２３に示す第６の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続エミッタ
結合対４２Ｇを構成するトランジスタＱ２１ａ、Ｑ２２
ａ、Ｑ２３ａ、Ｑ２４ａの極性が図２３に示す周波数逓
倍・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対４２Ｃを構
成するトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４と
逆極性になっている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式４８と表される。
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、２乗回路４１Ｄを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が１：２±√３である交叉接続エミッタ結
合対４２Ｇを構成するトランジスタの極性が互いに異な
っている。すなわち、第１１の実施例による周波数逓倍
・ミキサ回路は図２３に示す第６の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続エミッタ
結合対４２Ｇを構成するトランジスタＱ２１ａ、Ｑ２２
ａ、Ｑ２３ａ、Ｑ２４ａの極性が図２３に示す周波数逓
倍・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対４２Ｃを構
成するトランジスタＱ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４と
逆極性になっている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔＩOUT は、下記の数式４８と表される。
【０１３５】
【０１３６】尚、本発明は上述した実施例に限定され
ず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更／変
形が可能であるのは勿論である。例えば、図２５から図
２８に示した実施例では、２乗回路をｎｐｎトランジス
タで構成し、ミキサ回路を構成する差動対あるいは交叉
接続エミッタ対をｐｎｐトランジスタで構成している
が、２乗回路をｐｎｐトランジスタで構成し、ミキサ回
路を構成する差動対あるいは交叉接続エミッタ対をｎｐ
ｎトランジスタで構成しても、同様に、周波数逓倍・ミ
キサ回路を実現できることは言うまでもない。
ず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更／変
形が可能であるのは勿論である。例えば、図２５から図
２８に示した実施例では、２乗回路をｎｐｎトランジス
タで構成し、ミキサ回路を構成する差動対あるいは交叉
接続エミッタ対をｐｎｐトランジスタで構成している
が、２乗回路をｐｎｐトランジスタで構成し、ミキサ回
路を構成する差動対あるいは交叉接続エミッタ対をｎｐ
ｎトランジスタで構成しても、同様に、周波数逓倍・ミ
キサ回路を実現できることは言うまでもない。
【０１３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数逓
倍・ミキサ回路は、低電圧動作が可能であり、電源電圧
を３Ｖ以下に下げられるという効果がある。
倍・ミキサ回路は、低電圧動作が可能であり、電源電圧
を３Ｖ以下に下げられるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例による周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
サ回路を示す回路図である。
【図２】図１に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る従来の２乗回路を示す回路図である。
る従来の２乗回路を示す回路図である。
【図３】図１に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る２乗回路の第２の例を示す回路図である。
る２乗回路の第２の例を示す回路図である。
【図４】図１に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る２乗回路の第３の例を示す回路図である。
る２乗回路の第３の例を示す回路図である。
【図５】図４に示した２乗回路の入出力特性図である。
【図６】本発明の第２の実施例による周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
サ回路を示す回路図である。
【図７】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において２
乗回路をエミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対
から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路
図である。
乗回路をエミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対
から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路
図である。
【図８】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において２
乗回路をゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対のＭＯＳトラン
ジスタからなる不平衡差動対から構成した場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
乗回路をゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対のＭＯＳトラン
ジスタからなる不平衡差動対から構成した場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図９】図８に示す２乗回路の入出力特性図である。
【図１０】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
２乗回路を等しいオフセット電圧が印加された２対の不
平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
２乗回路を等しいオフセット電圧が印加された２対の不
平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
【図１１】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
２乗回路を等しいオフセット電圧が印加された２対のＭ
ＯＳ不平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
２乗回路を等しいオフセット電圧が印加された２対のＭ
ＯＳ不平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す２乗回路の入出力特性図であ
る。
る。
【図１３】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
２乗回路がコレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルの場
合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
２乗回路がコレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルの場
合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図１４】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
２乗回路がドレインを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるＭＯＳクァドリテールセ
ルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図であ
る。
２乗回路がドレインを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるＭＯＳクァドリテールセ
ルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図であ
る。
【図１５】図１４に示す２乗回路の入出力特性図であ
る。
る。
【図１６】図６に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
２乗回路として第１の従来例に示した２乗回路を用いた
周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
２乗回路として第１の従来例に示した２乗回路を用いた
周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図１７】本発明の第３の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図１８】図１７に示した第３の実施例による周波数逓
倍・ミキサ回路の変形例を示す回路図である。
倍・ミキサ回路の変形例を示す回路図である。
【図１９】本発明の第４の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２０】本発明の第５の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２１】図２０に示した交叉接続エミッタ結合対の入
出力特性図である。
出力特性図である。
【図２２】図２０に示した交叉接続エミッタ結合対のト
ランスコンダクタンス特性図である。
ランスコンダクタンス特性図である。
【図２３】本発明の第６の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２４】本発明の第７の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２５】本発明の第８の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２６】本発明の第９の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図２７】本発明の第１０の実施例による周波数逓倍・
ミキサ回路を示す回路図である。
ミキサ回路を示す回路図である。
【図２８】本発明の第１１の実施例による周波数逓倍・
ミキサ回路を示す回路図である。
ミキサ回路を示す回路図である。
【図２９】第１の従来例による周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３０】図２９に示した周波数逓倍・ミキサ回路に使
用される２乗回路の入出力特性図である。
用される２乗回路の入出力特性図である。
【図３１】第２の従来例による周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３２】図３１に示した周波数逓倍・ミキサ回路に使
用される２乗回路の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパ
ラメータにして示した図である。
用される２乗回路の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパ
ラメータにして示した図である。
４１ エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡対から
構成される２乗回路 ４１ａ ２対の差動対の入力にそれぞれ等しいオフセ
ット電圧を印加して入力を交叉接続し、出力を並列接続
して得られる２乗回路 ４１ｂ コレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る２乗回路 ４１ｃ ゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対のＭＯＳトラ
ンジスタからなる不平衡差動対から構成される２乗回路 ４１ｄ 等しいオフセット電圧が印加された２対のＭ
ＯＳ不平衡差動対から構成された２乗回路 ４１ｅ コレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る２乗回路 ４１ｆ ドレインを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるＭＯＳクァドリテールセ
ルから成る２乗回路 ４１ｇ ２乗回路 ４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄ ２乗回路 ４２，４２Ｃ，４２Ｄ，４２Ｇ 交叉接続エミッタ結
合対 ４２Ａ，４２Ｅ エミッタ結合対（差動対） ４２Ｂ，４２Ｆ ２対の交叉接続エミッタ結合対
構成される２乗回路 ４１ａ ２対の差動対の入力にそれぞれ等しいオフセ
ット電圧を印加して入力を交叉接続し、出力を並列接続
して得られる２乗回路 ４１ｂ コレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る２乗回路 ４１ｃ ゲートＷ／Ｌ比がＫ：１の２対のＭＯＳトラ
ンジスタからなる不平衡差動対から構成される２乗回路 ４１ｄ 等しいオフセット電圧が印加された２対のＭ
ＯＳ不平衡差動対から構成された２乗回路 ４１ｅ コレクタを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る２乗回路 ４１ｆ ドレインを共通接続した２対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるＭＯＳクァドリテールセ
ルから成る２乗回路 ４１ｇ ２乗回路 ４１Ａ，４１Ｂ，４１Ｃ，４１Ｄ ２乗回路 ４２，４２Ｃ，４２Ｄ，４２Ｇ 交叉接続エミッタ結
合対 ４２Ａ，４２Ｅ エミッタ結合対（差動対） ４２Ｂ，４２Ｆ ２対の交叉接続エミッタ結合対
Claims (10)
- 【請求項１】 高周波信号を入力とする交叉接続エミッ
タ結合対がローカル周波数信号を入力とする２乗回路の
差動出力電流で駆動されることを特徴とする周波数逓倍
・ミキサ回路。 - 【請求項２】 前記２乗回路の出力が２つあり、前記交
叉接続エミッタ結合対がエミッタ面積比が１：２±√３
である２対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成さ
れることを特徴とする、請求項１記載の周波数逓倍・ミ
キサ回路。 - 【請求項３】 前記２乗回路を構成するトランジスタと
前記交叉接続エミッタ結合対を構成するトランジスタの
極性が互いに異なることを特徴とする、請求項１記載の
周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項４】 高周波信号を入力とするエミッタ結合対
がローカル周波数信号を入力とする２乗回路の差動出力
電流の一方の出力で駆動されることを特徴とする周波数
逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項５】 前記２乗回路の出力が２つあり、前記エ
ミッタ結合対がエミッタ面積比が１：２±√３である２
対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成されること
を特徴とする、請求項４記載の周波数逓倍・ミキサ回
路。 - 【請求項６】 前記２乗回路を構成するトランジスタと
前記エミッタ結合対を構成するトランジスタの極性が互
いに異なることを特徴とする、請求項４記載の周波数逓
倍・ミキサ回路。 - 【請求項７】 前記２乗回路の差動出力電流の一方の出
力電流がカレントミラー回路を介して供給されることを
特徴とする請求項４記載の周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項８】 高周波信号を入力とするエミッタ結合対
を駆動する定電流源に、ローカル周波数信号を入力とす
る２乗回路の出力電流が流し込まれることを特徴とする
周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項９】 前記２乗回路の出力が２つあり、前記エ
ミッタ結合対がエミッタ面積比が１：２±√３である２
対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成されること
を特徴とする、請求項８記載の周波数逓倍・ミキサ回
路。 - 【請求項１０】 前記２乗回路を構成するトランジスタ
と前記エミッタ結合対を構成するトランジスタの極性が
互いに異なることを特徴とする、請求項８記載の周波数
逓倍・ミキサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14795597A JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14795597A JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5268936A Division JP2885021B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075124A true JPH1075124A (ja) | 1998-03-17 |
Family
ID=15441871
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14795597A Pending JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1075124A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
-
1997
- 1997-06-05 JP JP14795597A patent/JPH1075124A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001017 |