JPH1075124A - 周波数逓倍・ミキサ回路 - Google Patents
周波数逓倍・ミキサ回路Info
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- JPH1075124A JPH1075124A JP14795597A JP14795597A JPH1075124A JP H1075124 A JPH1075124 A JP H1075124A JP 14795597 A JP14795597 A JP 14795597A JP 14795597 A JP14795597 A JP 14795597A JP H1075124 A JPH1075124 A JP H1075124A
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- circuit
- frequency
- emitter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】バイポーラおよびBi−MOS集積回路上に、
低電圧で動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路を実現す
る。 【解決手段】ローカル周波数信号VLOが供給される2乗
回路41の定電流源回路を構成するトランジスタQ0の
ベースにベース電圧VF に重畳されて高周波信号VRFが
供給される。あるいは、高周波信号が供給される交叉接
続エミッタ結合対あるいは差動対が、ローカル周波数信
号が供給される2乗回路の差動出力電流あるいは出力電
流で駆動されるようにする。
低電圧で動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路を実現す
る。 【解決手段】ローカル周波数信号VLOが供給される2乗
回路41の定電流源回路を構成するトランジスタQ0の
ベースにベース電圧VF に重畳されて高周波信号VRFが
供給される。あるいは、高周波信号が供給される交叉接
続エミッタ結合対あるいは差動対が、ローカル周波数信
号が供給される2乗回路の差動出力電流あるいは出力電
流で駆動されるようにする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数逓倍・ミキサ
回路に関し、特に半導体集積回路上に形成される、低電
圧動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
回路に関し、特に半導体集積回路上に形成される、低電
圧動作可能な周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の周波数逓倍・ミキサ回路として
は、先に本願出願人による図29に示す特開平4−25
3409号公報や図31に示す特開平4−240904
号公報が開示されている。
は、先に本願出願人による図29に示す特開平4−25
3409号公報や図31に示す特開平4−240904
号公報が開示されている。
【0003】図29を参照すると、第1の従来例の周波
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ同士が共通接続される
2対の差動対トランジスタQ1dとQ2d及びQ3dと
Q4dからなる2乗回路41gを有する。2個のトラン
ジスタQ0aとQ0bはそれぞれの差動対トランジスタ
の定電流源である。トランジスタQ0aとQ0bのベー
スにはベース電圧VF に高周波信号VREが重畳されて印
加される。
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ同士が共通接続される
2対の差動対トランジスタQ1dとQ2d及びQ3dと
Q4dからなる2乗回路41gを有する。2個のトラン
ジスタQ0aとQ0bはそれぞれの差動対トランジスタ
の定電流源である。トランジスタQ0aとQ0bのベー
スにはベース電圧VF に高周波信号VREが重畳されて印
加される。
【0004】図29に示す周波数逓倍・ミキサ回路にお
いて、その差動出力電流ΔIOUT は、a,b,cを定数
として、下記の数式1で近似される。但し、ローカル周
波数信号の入力電圧をVLOとする。
いて、その差動出力電流ΔIOUT は、a,b,cを定数
として、下記の数式1で近似される。但し、ローカル周
波数信号の入力電圧をVLOとする。
【0005】
【0006】ここで、VT は熱電圧であり、VT =kT
/qと表される。ただし、kはボルツマン定数、Tは絶
対温度、qは単位電子電荷である。また、αFnはnpn
トランジスタの電流増幅率である。図30に、こうして
得られる2乗回路41gの入出力特性を示す。
/qと表される。ただし、kはボルツマン定数、Tは絶
対温度、qは単位電子電荷である。また、αFnはnpn
トランジスタの電流増幅率である。図30に、こうして
得られる2乗回路41gの入出力特性を示す。
【0007】また、トランジスタQ0aのコレクタ電流
IO は下記の数式2で示される。
IO は下記の数式2で示される。
【0008】
【0009】級数展開すると、コレクタ電流IO は下記
の数式3で表される。
の数式3で表される。
【0010】
【0011】ここで、|VRF|《VT として2次以上の
高次の項を無視すると、コレクタ電流IO は下記の数式
4で近似できる。
高次の項を無視すると、コレクタ電流IO は下記の数式
4で近似できる。
【0012】
【0013】この時に、上記数式4を上記数式1に代入
すれば、積VLO2 VRFが得られる。VLOおよびVRFを下
記の数式5および数式6とおく。
すれば、積VLO2 VRFが得られる。VLOおよびVRFを下
記の数式5および数式6とおく。
【0014】
【0015】
【0016】すると、積VLO2 VRFは下記の数式7で表
される。
される。
【0017】
【0018】上記数式7より、ローカル周波数fLOの2
倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π
(2fLO)t}cos(2πfRFt)を含む項が得られ
る。ここで上記積は、下記の数式8で表される。
倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π
(2fLO)t}cos(2πfRFt)を含む項が得られ
る。ここで上記積は、下記の数式8で表される。
【0019】
【0020】この数式8から、ローカル周波数fLOの2
倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成
分(2fLO+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周
波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。この場合には、ミ
キサ回路としての3次歪を改善するために、高周波信号
電圧が重畳されるエミッタ接地のカレントミラー回路に
エミッタ抵抗を挿入するやり方が良く行われる。高周波
信号に対する接地抵抗を下げて高周波利得を高くするた
めには、エミッタを容量(コンデンサ)で接地する必要
があるが、動作原理は上述した通りである。
倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成
分(2fLO+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周
波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。この場合には、ミ
キサ回路としての3次歪を改善するために、高周波信号
電圧が重畳されるエミッタ接地のカレントミラー回路に
エミッタ抵抗を挿入するやり方が良く行われる。高周波
信号に対する接地抵抗を下げて高周波利得を高くするた
めには、エミッタを容量(コンデンサ)で接地する必要
があるが、動作原理は上述した通りである。
【0021】図31を参照すると、第2の従来例の周波
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ面積比がK:1の2対
の不平衡差動対から構成される2乗回路41の差動出力
電流を、電源側およびグランド側の2つのカレントミラ
ー回路43b、44aで折り返し、高周波信号VRFが入
力される差動対の駆動電流としてミキサ回路42Aを構
成している。
数逓倍・ミキサ回路は、エミッタ面積比がK:1の2対
の不平衡差動対から構成される2乗回路41の差動出力
電流を、電源側およびグランド側の2つのカレントミラ
ー回路43b、44aで折り返し、高周波信号VRFが入
力される差動対の駆動電流としてミキサ回路42Aを構
成している。
【0022】エミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差
動対から構成される2乗回路41の差動出力電流ΔIは
下記の数式9および数式10と求まる。
動対から構成される2乗回路41の差動出力電流ΔIは
下記の数式9および数式10と求まる。
【0023】
【0024】
【0025】図32に、こうして得られる2乗回路41
の入出力特性をエミッタ面積比Kをパラメータにして示
す。2乗回路41としての入力電圧範囲が最も広くなる
のはK≒10.5の場合である。この時に、入力電圧範
囲を2VT 以内に限定すれば、ほぼ良好な2乗特性が得
られる。すなわち、入力電圧をローカル周波数信号VLO
とすれば、ローカル周波数信号VLOを2逓倍できる。ロ
ーカル周波数信号VLOの入力電圧範囲を2VT 以内に限
定すれば、2逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的
に直結できLSI化に適した回路である。すなわち、2
乗回路41の差動出力電流ΔIは下記の数式11で近似
される。
の入出力特性をエミッタ面積比Kをパラメータにして示
す。2乗回路41としての入力電圧範囲が最も広くなる
のはK≒10.5の場合である。この時に、入力電圧範
囲を2VT 以内に限定すれば、ほぼ良好な2乗特性が得
られる。すなわち、入力電圧をローカル周波数信号VLO
とすれば、ローカル周波数信号VLOを2逓倍できる。ロ
ーカル周波数信号VLOの入力電圧範囲を2VT 以内に限
定すれば、2逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的
に直結できLSI化に適した回路である。すなわち、2
乗回路41の差動出力電流ΔIは下記の数式11で近似
される。
【0026】
【0027】したがって、差動対で構成されるミキサ回
路42Aの差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式12で
示される。
路42Aの差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式12で
示される。
【0028】
【0029】小信号の場合、ミキサ回路42Aの差動出
力電流ΔIOUT は、下記の数式13および数式14で近
似される。
力電流ΔIOUT は、下記の数式13および数式14で近
似される。
【0030】
【0031】
【0032】上記数式14には、ローカル周波数fLOの
2倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π
(2fLO)t}cos(2πfRFt)を含む項が得られ
る。したがって、ローカル周波数fLOの2倍波(2fL
O)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成分(2fLO
+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周波数逓倍・
ミキサ回路が実現できる。
2倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π
(2fLO)t}cos(2πfRFt)を含む項が得られ
る。したがって、ローカル周波数fLOの2倍波(2fL
O)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成分(2fLO
+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周波数逓倍・
ミキサ回路が実現できる。
【0033】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の周
波数逓倍・ミキサ回路では、3V以下の低電圧動作が可
能である。また、回路規模も比較的小さいという利点が
あり、その効用は大きい。しかし、低電圧動作が可能で
ある周波数逓倍・ミキサ回路は上述した従来回路例の他
にも、以下に詳細に説明するように数種類も実現でき、
さらに低電圧動作化や回路規模の縮小が可能になってく
る。
波数逓倍・ミキサ回路では、3V以下の低電圧動作が可
能である。また、回路規模も比較的小さいという利点が
あり、その効用は大きい。しかし、低電圧動作が可能で
ある周波数逓倍・ミキサ回路は上述した従来回路例の他
にも、以下に詳細に説明するように数種類も実現でき、
さらに低電圧動作化や回路規模の縮小が可能になってく
る。
【0034】本発明の目的は、低電圧で動作が可能な周
波数逓倍・ミキサ回路を提供することにある。
波数逓倍・ミキサ回路を提供することにある。
【0035】
【課題を解決するための手段】本発明の周波数逓倍・ミ
キサ回路は、高周波信号が入力される交叉接続エミッタ
結合対あるいはエミッタ結合対がローカル周波数信号を
入力とする2乗回路の差動出力電流で駆動されるか、ま
たは、ローカル周波数信号を入力とする2乗回路の定電
流回路を構成するトランジスタのベース電圧に重畳され
て高周波信号が入力される。
キサ回路は、高周波信号が入力される交叉接続エミッタ
結合対あるいはエミッタ結合対がローカル周波数信号を
入力とする2乗回路の差動出力電流で駆動されるか、ま
たは、ローカル周波数信号を入力とする2乗回路の定電
流回路を構成するトランジスタのベース電圧に重畳され
て高周波信号が入力される。
【0036】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【0037】図1に本発明の第1の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号V
LOが供給される2乗回路41を有する。2乗回路41の
低電流源回路はトランジスタQ0を有する。トランジス
タQ0のベースには、ベース電圧VF に高周波周波数f
REの高周波信号電圧VRFが重畳されて印加されている。
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号V
LOが供給される2乗回路41を有する。2乗回路41の
低電流源回路はトランジスタQ0を有する。トランジス
タQ0のベースには、ベース電圧VF に高周波周波数f
REの高周波信号電圧VRFが重畳されて印加されている。
【0038】2乗回路41の差動出力電流をΔIOUT と
すると、それは下記の数式15で表される。
すると、それは下記の数式15で表される。
【0039】
【0040】ここで、ΔIOUT は2乗回路41の差動出
力電流であるから、上記数式15中のf(VLO)は下記
の数式16で表せる。
力電流であるから、上記数式15中のf(VLO)は下記
の数式16で表せる。
【0041】
【0042】f(VLO)は一般にローカル周波数信号V
LOの2次の項以外にもローカル周波数信号VLOの高次の
項を含むが、2乗回路41は、適当な入力信号レベルで
は、ローカル周波数信号VLOの2次の項が支配的になり
得る回路でなければならない。さもなければ、2乗回路
とは呼べない。
LOの2次の項以外にもローカル周波数信号VLOの高次の
項を含むが、2乗回路41は、適当な入力信号レベルで
は、ローカル周波数信号VLOの2次の項が支配的になり
得る回路でなければならない。さもなければ、2乗回路
とは呼べない。
【0043】2乗回路41の定電流電源回路を構成する
トランジスタQ0のベースに印加されるベース電圧VF
には高周波信号電圧VRFが重畳されているから、トラン
ジスタQ0のコレクタ電流IO は下記の数式17で表わ
される。
トランジスタQ0のベースに印加されるベース電圧VF
には高周波信号電圧VRFが重畳されているから、トラン
ジスタQ0のコレクタ電流IO は下記の数式17で表わ
される。
【0044】
【0045】ここで、Is は飽和電流である。上記数式
17を級数展開すると、コレクタ電流IO は下記の数式
18で表わされる。
17を級数展開すると、コレクタ電流IO は下記の数式
18で表わされる。
【0046】
【0047】ここで、|VRF|《VT として2次以上の
高次の項を無視すると、コレクタ電流IO は下記の数式
19で近似できる。
高次の項を無視すると、コレクタ電流IO は下記の数式
19で近似できる。
【0048】
【0049】この時に、上記数式19を上記数式15に
代入すれば、積VLO2 VRFが得られる。したがって、上
述したように、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)
と高周波周波数fREの和と差の周波数成分(2fLO+f
RE)及び(2fLO−fRE)が得られ、周波数逓倍・ミキ
サ回路が実現できる。
代入すれば、積VLO2 VRFが得られる。したがって、上
述したように、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)
と高周波周波数fREの和と差の周波数成分(2fLO+f
RE)及び(2fLO−fRE)が得られ、周波数逓倍・ミキ
サ回路が実現できる。
【0050】図2を参照すると、従来の2乗回路41
は、従来回路の第2の例で示したエミッタ面積比がK:
1の2対の不平衡差動対Q1とQ3、Q2とQ4から構
成される。この場合には、f(VLO)が下記の数式20
で表される。
は、従来回路の第2の例で示したエミッタ面積比がK:
1の2対の不平衡差動対Q1とQ3、Q2とQ4から構
成される。この場合には、f(VLO)が下記の数式20
で表される。
【0051】
【0052】同様に、積VLO2 VRFが得られ、ローカル
周波数fLOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fREの和
と差の周波数成分(2fLO+fRE)及び(2fLO−fR
E)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
周波数fLOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fREの和
と差の周波数成分(2fLO+fRE)及び(2fLO−fR
E)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0053】図3を参照すると、他の2乗回路41a
は、2対の差動対Q1aとQ3aおよびQ2aとQ4a
の入力にそれぞれ等しいオフセット電圧VK を印加し
て、入力を交叉接続し、出力を並列接続して得られる。
この場合には、f(VLO)が下記の数式21で表され
る。
は、2対の差動対Q1aとQ3aおよびQ2aとQ4a
の入力にそれぞれ等しいオフセット電圧VK を印加し
て、入力を交叉接続し、出力を並列接続して得られる。
この場合には、f(VLO)が下記の数式21で表され
る。
【0054】
【0055】上記数式20と数式21とは、VK =VT
1nKとおくと等価である。したがって、図2に示す回
路と同様に、積VLO2 VRFが得られ、ローカル周波数f
LOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fREの和と差の周
波数成分(2fLO+fRE)及び(2fLO−fRE)が得ら
れ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
1nKとおくと等価である。したがって、図2に示す回
路と同様に、積VLO2 VRFが得られ、ローカル周波数f
LOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fREの和と差の周
波数成分(2fLO+fRE)及び(2fLO−fRE)が得ら
れ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0056】図4を参照すると、もっと他の2乗回路4
1bは、コレクタを共通接続した2対のトランジスタ対
Q1bとQ2b、Q4bとQ3bが電流源IO で駆動さ
れるクァドリテールセルにおいて、第1のトランジスタ
対Q1bとQ2bには差動入力電圧VLO2 を印加し、第
2のトランジスタ対Q4bとQ3bには中点電圧を印加
する。この場合には、f(VLO)が下記の数式22で表
される。
1bは、コレクタを共通接続した2対のトランジスタ対
Q1bとQ2b、Q4bとQ3bが電流源IO で駆動さ
れるクァドリテールセルにおいて、第1のトランジスタ
対Q1bとQ2bには差動入力電圧VLO2 を印加し、第
2のトランジスタ対Q4bとQ3bには中点電圧を印加
する。この場合には、f(VLO)が下記の数式22で表
される。
【0057】
【0058】図5に上記数式22に示される2乗特性を
示す。入力電圧範囲を|VLO|<2VT に限定すれば、
ほぼ良好な2乗特性が得られる。したがって、同様に、
積VLO2 VRFが得られ、ローカル周波数fLOの2倍波
(2fLO)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成分
(2fLO+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周波
数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
示す。入力電圧範囲を|VLO|<2VT に限定すれば、
ほぼ良好な2乗特性が得られる。したがって、同様に、
積VLO2 VRFが得られ、ローカル周波数fLOの2倍波
(2fLO)と高周波周波数fRFの和と差の周波数成分
(2fLO+fRF)及び(2fLO−fRF)が得られ、周波
数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0059】容易に類推できるように、定電流駆動され
る2乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が実現で
きる。
る2乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が実現で
きる。
【0060】図6に本発明の第2の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号V
LOが供給される2乗回路41と、高周波周波数fREをも
つ高周波信号VRFが供給される交叉接続エミッタ結合対
42とを有し、交叉接続エミッタ結合対42が2乗回路
41の差動出力電流ΔIで駆動される。交叉接続エミッ
タ結合対42は、図6に示すように、トランジスタQ5
〜Q8で構成されている。交叉接続エミッタ結合対42
の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式23で表され
る。
逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ回
路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号V
LOが供給される2乗回路41と、高周波周波数fREをも
つ高周波信号VRFが供給される交叉接続エミッタ結合対
42とを有し、交叉接続エミッタ結合対42が2乗回路
41の差動出力電流ΔIで駆動される。交叉接続エミッ
タ結合対42は、図6に示すように、トランジスタQ5
〜Q8で構成されている。交叉接続エミッタ結合対42
の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式23で表され
る。
【0061】
【0062】図7に、2乗回路41がエミッタ面積比が
K:1の2対の不平衡差動対Q1とQ3、Q2とQ4か
ら構成される場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
K:1の2対の不平衡差動対Q1とQ3、Q2とQ4か
ら構成される場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【0063】エミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差
動対Q1とQ3、Q2とQ4から構成される2乗回路4
1の差動出力電流ΔIは下記の数式24および数式25
で表せる。
動対Q1とQ3、Q2とQ4から構成される2乗回路4
1の差動出力電流ΔIは下記の数式24および数式25
で表せる。
【0064】
【0065】
【0066】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、エミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差動対Q1
とQ3、Q2とQ4から構成される2乗回路41の差動
出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔIOUT は、下記の数式26と求まる。
が、エミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差動対Q1
とQ3、Q2とQ4から構成される2乗回路41の差動
出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔIOUT は、下記の数式26と求まる。
【0067】
【0068】上記数式26は、数式24から数式14と
全く同じように展開でき、ローカル周波数fLOの2倍波
(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π(2f
LO)t}cos{2πfRFt}を含む項が得られる。し
たがって、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高
周波周波数fRFの和と差の周波数成分(2fLO+fRF)
及び(2fLO−fRF)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
全く同じように展開でき、ローカル周波数fLOの2倍波
(2fLO)と高周波周波数fRFの積cos{2π(2f
LO)t}cos{2πfRFt}を含む項が得られる。し
たがって、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高
周波周波数fRFの和と差の周波数成分(2fLO+fRF)
及び(2fLO−fRF)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【0069】図8に、2乗回路41cが、ゲートW/L
比がK:1の2対のMOSトランジスタM1とM3、M
2とM4からなる不平衡差動対から構成される場合の周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。
比がK:1の2対のMOSトランジスタM1とM3、M
2とM4からなる不平衡差動対から構成される場合の周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【0070】ゲートW/L比がK:1の2対のMOSト
ランジスタM1とM3、M2とM4からなる不平衡差動
対から構成される2乗回路41cの差動出力電流ΔI
は、入力電圧を限定すると、下記の数式27で表され
る。
ランジスタM1とM3、M2とM4からなる不平衡差動
対から構成される2乗回路41cの差動出力電流ΔI
は、入力電圧を限定すると、下記の数式27で表され
る。
【0071】
【0072】ここで、β=μ(Cox/2)(W/L)は
トランスコンダクタンスパラメータであり、μはキャリ
アの実効モビリティ、Coxは単位面積当たりのゲート酸
化膜容量、W、Lはそれぞれゲート幅、ゲート長であ
る。
トランスコンダクタンスパラメータであり、μはキャリ
アの実効モビリティ、Coxは単位面積当たりのゲート酸
化膜容量、W、Lはそれぞれゲート幅、ゲート長であ
る。
【0073】図9に、こうして実現される2乗回路41
cの入出力特性を、Kをパラメータにして示す。MOS
トランジスタで、このように2乗回路を実現する場合に
は、トランスコンダクタンスパラメータβ、具体的に
は、ゲートW/Lの値と駆動電流IO の値で理想的な2
乗特性を持つ入出力電圧範囲が決定され、バイポーラト
ランジスタで実現される図7に示される2乗回路41の
2乗特性の近似誤差の少ない入力電圧範囲よりも広く設
定できる。
cの入出力特性を、Kをパラメータにして示す。MOS
トランジスタで、このように2乗回路を実現する場合に
は、トランスコンダクタンスパラメータβ、具体的に
は、ゲートW/Lの値と駆動電流IO の値で理想的な2
乗特性を持つ入出力電圧範囲が決定され、バイポーラト
ランジスタで実現される図7に示される2乗回路41の
2乗特性の近似誤差の少ない入力電圧範囲よりも広く設
定できる。
【0074】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、ゲートW/L比がK:1の2対の不平衡差動対から
構成される2乗回路41cの差動出力電流ΔIで駆動さ
れる周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT
は、下記の数式28と求まる。
が、ゲートW/L比がK:1の2対の不平衡差動対から
構成される2乗回路41cの差動出力電流ΔIで駆動さ
れる周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT
は、下記の数式28と求まる。
【0075】
【0076】
【0077】したがって、このように構成した2乗回路
41cを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
41cを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【0078】図10に、2乗回路41aが、等しいオフ
セット電圧VK が印加された2対の不平衡差動対Q1a
とQ3a、Q2aとQ4aから構成される場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この2乗回路41
aは図3に示したものと同じである。
セット電圧VK が印加された2対の不平衡差動対Q1a
とQ3a、Q2aとQ4aから構成される場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この2乗回路41
aは図3に示したものと同じである。
【0079】したがって、2乗回路41aの差動出力電
流ΔIは、下記の数式29で表される。
流ΔIは、下記の数式29で表される。
【0080】
【0081】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、等しいオフセット電圧VK が印加された2対の不平
衡差動対Q1aとQ3a、Q2aとQ4aから構成され
る2乗回路41aの差動出力電流ΔIで駆動される周波
数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の
数式30と求まる。
が、等しいオフセット電圧VK が印加された2対の不平
衡差動対Q1aとQ3a、Q2aとQ4aから構成され
る2乗回路41aの差動出力電流ΔIで駆動される周波
数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の
数式30と求まる。
【0082】
【0083】したがって、このように構成した2乗回路
41aを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
41aを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【0084】図11に、2乗回路41dが、等しいオフ
セット電圧VK が印加された2対のMOS不平衡差動対
M1aとM3a、M2aとM4aから構成される場合の
周波数逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この2乗回
路41dの差動出力電流ΔIは、入力電圧を限定する
と、下記の数式31で表される。
セット電圧VK が印加された2対のMOS不平衡差動対
M1aとM3a、M2aとM4aから構成される場合の
周波数逓倍・ミキサ回路を示す。すなわち、この2乗回
路41dの差動出力電流ΔIは、入力電圧を限定する
と、下記の数式31で表される。
【0085】
【0086】上記数式31は下記の数式32で近似され
る。
る。
【0087】
【0088】上記数式32に示す近似式により、2乗回
路41dの差動出力電流ΔIは入力電圧VLOに対して2
乗特性を持つことがわかる。なお、この近似式は近似誤
差が少なく、2乗回路41dの差動出力電流ΔIを表す
非常に良い近似式となっている。
路41dの差動出力電流ΔIは入力電圧VLOに対して2
乗特性を持つことがわかる。なお、この近似式は近似誤
差が少なく、2乗回路41dの差動出力電流ΔIを表す
非常に良い近似式となっている。
【0089】図12にこうして実現される2乗回路41
dの入出力特性を、オフセット電圧VK をパラメータに
して示す。
dの入出力特性を、オフセット電圧VK をパラメータに
して示す。
【0090】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、等しいオフセット電圧VK が印加された2対のMO
S不平衡差動対M1aとM3a、M2aとM4aから構
成される2乗回路41dの差動出力電流ΔIで駆動され
る周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、
下記の数式33と求まる。
が、等しいオフセット電圧VK が印加された2対のMO
S不平衡差動対M1aとM3a、M2aとM4aから構
成される2乗回路41dの差動出力電流ΔIで駆動され
る周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、
下記の数式33と求まる。
【0091】
【0092】したがって、このように構成した2乗回路
41dを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
41dを用いることで、同様に、周波数逓倍・ミキサ回
路が実現できる。
【0093】図13に、2乗回路41eが、コレクタを
共通接続した2対のトランジスタ対Q1cとQ2c、Q
3cとQ4cが一つの電流源IO で駆動されるクァドリ
テールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。こ
の2乗回路(クァドリテールセル)41eの差動出力電
流ΔIは、下記の数式34で表される。
共通接続した2対のトランジスタ対Q1cとQ2c、Q
3cとQ4cが一つの電流源IO で駆動されるクァドリ
テールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す。こ
の2乗回路(クァドリテールセル)41eの差動出力電
流ΔIは、下記の数式34で表される。
【0094】
【0095】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、クァドリテールセルで構成した2乗回路41eの差
動出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の
差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式35と求まる。
が、クァドリテールセルで構成した2乗回路41eの差
動出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の
差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式35と求まる。
【0096】
【0097】したがって、このようにクァドリテールセ
ルで構成した2乗回路41eを用いることで、同様に、
周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
ルで構成した2乗回路41eを用いることで、同様に、
周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0098】図14に、2乗回路41fが、ドレインを
共通接続した2対のトランジスタ対M1bとM2b、M
3bとM4bが一つの電流源IO で駆動されるMOSク
ァドリテールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示
す。この2乗回路(MOSクァドリテールセル)41f
の差動出力電流ΔIは、入力電圧を限定すると、下記の
数式36で表される。
共通接続した2対のトランジスタ対M1bとM2b、M
3bとM4bが一つの電流源IO で駆動されるMOSク
ァドリテールセルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示
す。この2乗回路(MOSクァドリテールセル)41f
の差動出力電流ΔIは、入力電圧を限定すると、下記の
数式36で表される。
【0099】
【0100】図15に、MOSクァドリテールセルの入
出力特性を示す。同様に、入力電圧範囲を限定すれば、
2乗回路41fの差動出力電流ΔIは、入力電圧に対し
て理想的2乗特性が得られる。すなわち、MOSクァド
リテールセルは2乗回路となっている。
出力特性を示す。同様に、入力電圧範囲を限定すれば、
2乗回路41fの差動出力電流ΔIは、入力電圧に対し
て理想的2乗特性が得られる。すなわち、MOSクァド
リテールセルは2乗回路となっている。
【0101】したがって、交叉接続エミッタ結合対42
が、MOSクァドリテールセルで構成した2乗回路41
fの差動出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ
回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式37と求ま
る。
が、MOSクァドリテールセルで構成した2乗回路41
fの差動出力電流ΔIで駆動される周波数逓倍・ミキサ
回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式37と求ま
る。
【0102】
【0103】したがって、このようにMOSクァドリテ
ールセルで構成した2乗回路41fを用いることで、同
様に、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
ールセルで構成した2乗回路41fを用いることで、同
様に、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0104】容易に類推できるように、差動出力電流Δ
Iを持つ2乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が
実現できる。
Iを持つ2乗回路であれば、周波数逓倍・ミキサ回路が
実現できる。
【0105】図16に、第1の従来例に示した2乗回路
41gの差動出力電流で交叉接続エミッタ結合対42を
駆動する周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
41gの差動出力電流で交叉接続エミッタ結合対42を
駆動する周波数逓倍・ミキサ回路を示す。
【0106】同様に、図6(具体的には、図7、図8、
図10、図11、図13、図14)に示した周波数逓倍
・ミキサ回路は、2つのカレント・ミラー回路で2乗回
路の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆
動しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電
源電圧を更に低くできる。
図10、図11、図13、図14)に示した周波数逓倍
・ミキサ回路は、2つのカレント・ミラー回路で2乗回
路の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆
動しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電
源電圧を更に低くできる。
【0107】図17に本発明の第3の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号
VLOが供給される2乗回路41Aと、高周波周波数fRE
をもつ高周波信号VRFが供給されるエミッタ結合対(差
動対)42Aとを有し、エミッタ結合対42Aが2乗回
路41Aの出力電流Iで駆動される。差動対42Aが2
乗回路41Aの出力電流Iで駆動される周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式38で
表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、ローカル周波数fLOをもつローカル周波数信号
VLOが供給される2乗回路41Aと、高周波周波数fRE
をもつ高周波信号VRFが供給されるエミッタ結合対(差
動対)42Aとを有し、エミッタ結合対42Aが2乗回
路41Aの出力電流Iで駆動される。差動対42Aが2
乗回路41Aの出力電流Iで駆動される周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式38で
表される。
【0108】
【0109】ここで、図17に示す2乗回路41Aとし
ては、図2、3、4、7、11、14、16に示した2
乗回路の中の差動出力電流のいずれか一方を用いること
で、そのまま用いることができる。この時、2乗回路4
1Aの出力電流Iは、下記の数式39で表される。
ては、図2、3、4、7、11、14、16に示した2
乗回路の中の差動出力電流のいずれか一方を用いること
で、そのまま用いることができる。この時、2乗回路4
1Aの出力電流Iは、下記の数式39で表される。
【0110】
【0111】ただし、IE はテール電流の総和値であ
る。上述したように、差動出力電流ΔIにはローカル周
波数fLOの2逓倍成分(2fLO)が支配的に含まれるか
ら、同様に、上記数式38で表される差動出力電流ΔI
OUT には、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高
周波周波数fREの積cos{2π(2fLO)t}cos
(2πfREt)を含む項が得られる。すなわち、ローカ
ル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの
和と差の周波数成分(2fLO+fRF)及び(2fLO−f
RF)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
る。上述したように、差動出力電流ΔIにはローカル周
波数fLOの2逓倍成分(2fLO)が支配的に含まれるか
ら、同様に、上記数式38で表される差動出力電流ΔI
OUT には、ローカル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高
周波周波数fREの積cos{2π(2fLO)t}cos
(2πfREt)を含む項が得られる。すなわち、ローカ
ル周波数fLOの2倍波(2fLO)と高周波周波数fRFの
和と差の周波数成分(2fLO+fRF)及び(2fLO−f
RF)が得られ、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0112】図18に本発明の第3の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路の変形例を示す。図17に示す周波
数逓倍・ミキサ回路では、2乗回路41Aと差動対42
Aとを縦積みにしているが、図18に示す周波数逓倍・
ミキサ回路では、2つのカレントミラー回路43および
44で2乗回路41Aの出力電流を折り返して差動対4
2Aを駆動している。この図18に示す周波数逓倍・ミ
キサ回路の場合には、図17に示すものに比較して消費
電流が増えるが、電源電圧を更に低くできる。
数逓倍・ミキサ回路の変形例を示す。図17に示す周波
数逓倍・ミキサ回路では、2乗回路41Aと差動対42
Aとを縦積みにしているが、図18に示す周波数逓倍・
ミキサ回路では、2つのカレントミラー回路43および
44で2乗回路41Aの出力電流を折り返して差動対4
2Aを駆動している。この図18に示す周波数逓倍・ミ
キサ回路の場合には、図17に示すものに比較して消費
電流が増えるが、電源電圧を更に低くできる。
【0113】図19に本発明の第4の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、高周波信号VRFを入力とするエミッタ結合対
(差動対)42Aを駆動する定電流源2IO に、ローカ
ル周波数信号VLOを入力とする2乗回路41Bの出力電
流が流し込まれている。詳細に説明すると、トランジス
タQ9、Q10からなるカレントミラー回路43aで2
乗回路41Bの出力電流(ΔIあるいはI)を、トラン
ジスタQ13を介してトランジスタQ5、Q6からなる
差動対42Aの定電流源2IO に流し込むと、図19に
示す周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT
は、下記の数式40あるいは数式41で表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、高周波信号VRFを入力とするエミッタ結合対
(差動対)42Aを駆動する定電流源2IO に、ローカ
ル周波数信号VLOを入力とする2乗回路41Bの出力電
流が流し込まれている。詳細に説明すると、トランジス
タQ9、Q10からなるカレントミラー回路43aで2
乗回路41Bの出力電流(ΔIあるいはI)を、トラン
ジスタQ13を介してトランジスタQ5、Q6からなる
差動対42Aの定電流源2IO に流し込むと、図19に
示す周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT
は、下記の数式40あるいは数式41で表される。
【0114】
【0115】
【0116】したがって、周波数逓倍・ミキサ回路が実
現できる。
現できる。
【0117】図20に本発明の第5の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、エミッタ面積比が1:2±√3である2対の交
叉接続エミッタ結合対から構成される差動対42Bが2
乗回路41Cの出力電流で駆動される。この周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、2乗回路の出
力電流をそれぞれΔIとすると、下記の数式42と表さ
れる。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、エミッタ面積比が1:2±√3である2対の交
叉接続エミッタ結合対から構成される差動対42Bが2
乗回路41Cの出力電流で駆動される。この周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、2乗回路の出
力電流をそれぞれΔIとすると、下記の数式42と表さ
れる。
【0118】
【0119】図21に、エミッタ面積比が1:2±√3
である2対の交叉接続エミッタ結合対から構成される差
動対42Bの入出力特性を、図22にトランスコンダク
タンス特性を示す。整合差動対に較べると、直線性が改
善される。したがって、ミキサ回路として3次歪が改善
される。
である2対の交叉接続エミッタ結合対から構成される差
動対42Bの入出力特性を、図22にトランスコンダク
タンス特性を示す。整合差動対に較べると、直線性が改
善される。したがって、ミキサ回路として3次歪が改善
される。
【0120】なお、図20に示した周波数逓倍・ミキサ
回路において、2つのカレントミラー回路で2乗回路の
出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動し
ても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源電
圧を更に低くできる。
回路において、2つのカレントミラー回路で2乗回路の
出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動し
ても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源電
圧を更に低くできる。
【0121】図23に本発明の第6の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路も、上記図20に示すものと同様に、エミッタ面積
比が1:2±√3である2対の交叉接続エミッタ結合対
から構成される差動対42Cが2乗回路41Dの出力電
流で駆動される。この例においても、エミッタ面積比が
1:2±√3である2対の交叉接続エミッタ結合対から
構成される差動対42Cを用いているので、整合差動対
に較べると、直線性が改善される。この周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式43と
表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路も、上記図20に示すものと同様に、エミッタ面積
比が1:2±√3である2対の交叉接続エミッタ結合対
から構成される差動対42Cが2乗回路41Dの出力電
流で駆動される。この例においても、エミッタ面積比が
1:2±√3である2対の交叉接続エミッタ結合対から
構成される差動対42Cを用いているので、整合差動対
に較べると、直線性が改善される。この周波数逓倍・ミ
キサ回路の差動出力電流ΔIOUT は、下記の数式43と
表される。
【0122】
【0123】したがって、上述したように、Iを2乗回
路の差動出力電流の一方の出力電流としても、周波数逓
倍・ミキサ回路が実現できる。この場合にも、整合差動
対に較べて、直線性が改善される。
路の差動出力電流の一方の出力電流としても、周波数逓
倍・ミキサ回路が実現できる。この場合にも、整合差動
対に較べて、直線性が改善される。
【0124】同様に、図23に示した周波数逓倍・ミキ
サ回路において、2つのカレントミラー回路で2乗回路
の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動
しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源
電圧を更に低くできる。
サ回路において、2つのカレントミラー回路で2乗回路
の出力電流を折り返して交叉接続エミッタ結合対を駆動
しても良い。この場合には、消費電流が増えるが、電源
電圧を更に低くできる。
【0125】図24に本発明の第7の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、トランジスタQ9、Q10a、Q10bからな
るカレントミラー回路43bで2乗回路41Aの出力電
流(ΔIあるいはI)をトランジスタQ21、Q22、
Q23、Q24からなる交叉接続エミッタ結合対42C
の定電流源IO 、IO に流し込めば、図18に示した周
波数逓倍・ミキサ回路と等価な特性が得られる。したが
って、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、トランジスタQ9、Q10a、Q10bからな
るカレントミラー回路43bで2乗回路41Aの出力電
流(ΔIあるいはI)をトランジスタQ21、Q22、
Q23、Q24からなる交叉接続エミッタ結合対42C
の定電流源IO 、IO に流し込めば、図18に示した周
波数逓倍・ミキサ回路と等価な特性が得られる。したが
って、周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【0126】図25に本発明の第8の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、2乗回路41を構成するトランジスタと交叉接
続エミッタ結合対42Dを構成するトランジスタの極性
が互いに異なっている。すなわち、第8の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路は図6に示す第2の実施例によ
る周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続
エミッタ結合対42Dを構成するトランジスタQ5a、
Q6a、Q7a、Q8aの極性が図6に示す周波数逓倍
・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対42を構成す
るトランジスタQ5、Q6、Q7、Q8と逆極性になっ
ている。2乗回路41の出力電流をΔIとすると、交叉
接続エミッタ結合対42Dの差動出力電流ΔIOUT は、
下記の数式44と表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、2乗回路41を構成するトランジスタと交叉接
続エミッタ結合対42Dを構成するトランジスタの極性
が互いに異なっている。すなわち、第8の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路は図6に示す第2の実施例によ
る周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続
エミッタ結合対42Dを構成するトランジスタQ5a、
Q6a、Q7a、Q8aの極性が図6に示す周波数逓倍
・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対42を構成す
るトランジスタQ5、Q6、Q7、Q8と逆極性になっ
ている。2乗回路41の出力電流をΔIとすると、交叉
接続エミッタ結合対42Dの差動出力電流ΔIOUT は、
下記の数式44と表される。
【0127】
【0128】ただし、αFpはnpnトランジスタの電流
増幅率である。
増幅率である。
【0129】図26に本発明の第9の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、2乗回路41Aを構成するトランジスタとエミ
ッタ結合対(差動対)42Eを構成するトランジスタの
極性が互いに異なっている。すなわち、第9の実施例に
よる周波数逓倍・ミキサ回路は図17に示す第3の実施
例による周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、エ
ミッタ結合対42Eを構成するトランジスタQ5a、Q
6aの極性が図17に示す周波数逓倍・ミキサ回路中の
エミッタ結合対42Aを構成するトランジスタQ5、Q
6と逆極性になっている。2乗回路41Aの出力電流を
Iとすると、差動対42Eが2乗回路41Aの出力電流
Iで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔIOUTは、下記の数式45と表される。
数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキサ
回路は、2乗回路41Aを構成するトランジスタとエミ
ッタ結合対(差動対)42Eを構成するトランジスタの
極性が互いに異なっている。すなわち、第9の実施例に
よる周波数逓倍・ミキサ回路は図17に示す第3の実施
例による周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、エ
ミッタ結合対42Eを構成するトランジスタQ5a、Q
6aの極性が図17に示す周波数逓倍・ミキサ回路中の
エミッタ結合対42Aを構成するトランジスタQ5、Q
6と逆極性になっている。2乗回路41Aの出力電流を
Iとすると、差動対42Eが2乗回路41Aの出力電流
Iで駆動される周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔIOUTは、下記の数式45と表される。
【0130】
【0131】図27に本発明の第10の実施例による周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、2乗回路41Cを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が1:2±√3である2対の交叉接続エミ
ッタ結合対42Fを構成するトランジスタの極性が互い
に異なっている。すなわち、第10の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路は図20に示す第5の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、2対の交叉
接続エミッタ結合対42Fを構成するトランジスタQ2
1a、Q22a、Q23a、Q24a、Q25a、Q2
6a、Q27a、Q28aの極性が図20に示す周波数
逓倍・ミキサ回路中の2対の交叉接続エミッタ結合対4
2Bを構成するトランジスタQ21、Q22、Q23、
Q24、Q25、Q26、Q27、Q28と逆極性にな
っている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔIOUT は、下記の数式46あるいは数式47と表され
る。
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、2乗回路41Cを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が1:2±√3である2対の交叉接続エミ
ッタ結合対42Fを構成するトランジスタの極性が互い
に異なっている。すなわち、第10の実施例による周波
数逓倍・ミキサ回路は図20に示す第5の実施例による
周波数逓倍・ミキサ回路の変形例であって、2対の交叉
接続エミッタ結合対42Fを構成するトランジスタQ2
1a、Q22a、Q23a、Q24a、Q25a、Q2
6a、Q27a、Q28aの極性が図20に示す周波数
逓倍・ミキサ回路中の2対の交叉接続エミッタ結合対4
2Bを構成するトランジスタQ21、Q22、Q23、
Q24、Q25、Q26、Q27、Q28と逆極性にな
っている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流
ΔIOUT は、下記の数式46あるいは数式47と表され
る。
【0132】
【0133】
【0134】図28に本発明の第11の実施例による周
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、2乗回路41Dを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が1:2±√3である交叉接続エミッタ結
合対42Gを構成するトランジスタの極性が互いに異な
っている。すなわち、第11の実施例による周波数逓倍
・ミキサ回路は図23に示す第6の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続エミッタ
結合対42Gを構成するトランジスタQ21a、Q22
a、Q23a、Q24aの極性が図23に示す周波数逓
倍・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対42Cを構
成するトランジスタQ21、Q22、Q23、Q24と
逆極性になっている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔIOUT は、下記の数式48と表される。
波数逓倍・ミキサ回路を示す。図示の周波数逓倍・ミキ
サ回路は、2乗回路41Dを構成するトランジスタとエ
ミッタ面積比が1:2±√3である交叉接続エミッタ結
合対42Gを構成するトランジスタの極性が互いに異な
っている。すなわち、第11の実施例による周波数逓倍
・ミキサ回路は図23に示す第6の実施例による周波数
逓倍・ミキサ回路の変形例であって、交叉接続エミッタ
結合対42Gを構成するトランジスタQ21a、Q22
a、Q23a、Q24aの極性が図23に示す周波数逓
倍・ミキサ回路中の交叉接続エミッタ結合対42Cを構
成するトランジスタQ21、Q22、Q23、Q24と
逆極性になっている。この周波数逓倍・ミキサ回路の差
動出力電流ΔIOUT は、下記の数式48と表される。
【0135】
【0136】尚、本発明は上述した実施例に限定され
ず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更/変
形が可能であるのは勿論である。例えば、図25から図
28に示した実施例では、2乗回路をnpnトランジス
タで構成し、ミキサ回路を構成する差動対あるいは交叉
接続エミッタ対をpnpトランジスタで構成している
が、2乗回路をpnpトランジスタで構成し、ミキサ回
路を構成する差動対あるいは交叉接続エミッタ対をnp
nトランジスタで構成しても、同様に、周波数逓倍・ミ
キサ回路を実現できることは言うまでもない。
ず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更/変
形が可能であるのは勿論である。例えば、図25から図
28に示した実施例では、2乗回路をnpnトランジス
タで構成し、ミキサ回路を構成する差動対あるいは交叉
接続エミッタ対をpnpトランジスタで構成している
が、2乗回路をpnpトランジスタで構成し、ミキサ回
路を構成する差動対あるいは交叉接続エミッタ対をnp
nトランジスタで構成しても、同様に、周波数逓倍・ミ
キサ回路を実現できることは言うまでもない。
【0137】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数逓
倍・ミキサ回路は、低電圧動作が可能であり、電源電圧
を3V以下に下げられるという効果がある。
倍・ミキサ回路は、低電圧動作が可能であり、電源電圧
を3V以下に下げられるという効果がある。
【図1】本発明の第1の実施例による周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
サ回路を示す回路図である。
【図2】図1に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る従来の2乗回路を示す回路図である。
る従来の2乗回路を示す回路図である。
【図3】図1に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る2乗回路の第2の例を示す回路図である。
る2乗回路の第2の例を示す回路図である。
【図4】図1に示した周波数逓倍・ミキサ回路を構成す
る2乗回路の第3の例を示す回路図である。
る2乗回路の第3の例を示す回路図である。
【図5】図4に示した2乗回路の入出力特性図である。
【図6】本発明の第2の実施例による周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
サ回路を示す回路図である。
【図7】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において2
乗回路をエミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差動対
から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路
図である。
乗回路をエミッタ面積比がK:1の2対の不平衡差動対
から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路
図である。
【図8】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において2
乗回路をゲートW/L比がK:1の2対のMOSトラン
ジスタからなる不平衡差動対から構成した場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
乗回路をゲートW/L比がK:1の2対のMOSトラン
ジスタからなる不平衡差動対から構成した場合の周波数
逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図9】図8に示す2乗回路の入出力特性図である。
【図10】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
2乗回路を等しいオフセット電圧が印加された2対の不
平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
2乗回路を等しいオフセット電圧が印加された2対の不
平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
【図11】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
2乗回路を等しいオフセット電圧が印加された2対のM
OS不平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
2乗回路を等しいオフセット電圧が印加された2対のM
OS不平衡差動対から構成した場合の周波数逓倍・ミキ
サ回路を示す回路図である。
【図12】図11に示す2乗回路の入出力特性図であ
る。
る。
【図13】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
2乗回路がコレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルの場
合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
2乗回路がコレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルの場
合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図14】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
2乗回路がドレインを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるMOSクァドリテールセ
ルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図であ
る。
2乗回路がドレインを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるMOSクァドリテールセ
ルの場合の周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図であ
る。
【図15】図14に示す2乗回路の入出力特性図であ
る。
る。
【図16】図6に示す周波数逓倍・ミキサ回路において
2乗回路として第1の従来例に示した2乗回路を用いた
周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
2乗回路として第1の従来例に示した2乗回路を用いた
周波数逓倍・ミキサ回路を示す回路図である。
【図17】本発明の第3の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図18】図17に示した第3の実施例による周波数逓
倍・ミキサ回路の変形例を示す回路図である。
倍・ミキサ回路の変形例を示す回路図である。
【図19】本発明の第4の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図20】本発明の第5の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図21】図20に示した交叉接続エミッタ結合対の入
出力特性図である。
出力特性図である。
【図22】図20に示した交叉接続エミッタ結合対のト
ランスコンダクタンス特性図である。
ランスコンダクタンス特性図である。
【図23】本発明の第6の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図24】本発明の第7の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図25】本発明の第8の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図26】本発明の第9の実施例による周波数逓倍・ミ
キサ回路を示す回路図である。
キサ回路を示す回路図である。
【図27】本発明の第10の実施例による周波数逓倍・
ミキサ回路を示す回路図である。
ミキサ回路を示す回路図である。
【図28】本発明の第11の実施例による周波数逓倍・
ミキサ回路を示す回路図である。
ミキサ回路を示す回路図である。
【図29】第1の従来例による周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図30】図29に示した周波数逓倍・ミキサ回路に使
用される2乗回路の入出力特性図である。
用される2乗回路の入出力特性図である。
【図31】第2の従来例による周波数逓倍・ミキサ回路
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図32】図31に示した周波数逓倍・ミキサ回路に使
用される2乗回路の入出力特性をエミッタ面積比Kをパ
ラメータにして示した図である。
用される2乗回路の入出力特性をエミッタ面積比Kをパ
ラメータにして示した図である。
41 エミッタ面積比がK:1の2対の不平衡対から
構成される2乗回路 41a 2対の差動対の入力にそれぞれ等しいオフセ
ット電圧を印加して入力を交叉接続し、出力を並列接続
して得られる2乗回路 41b コレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る2乗回路 41c ゲートW/L比がK:1の2対のMOSトラ
ンジスタからなる不平衡差動対から構成される2乗回路 41d 等しいオフセット電圧が印加された2対のM
OS不平衡差動対から構成された2乗回路 41e コレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る2乗回路 41f ドレインを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるMOSクァドリテールセ
ルから成る2乗回路 41g 2乗回路 41A,41B,41C,41D 2乗回路 42,42C,42D,42G 交叉接続エミッタ結
合対 42A,42E エミッタ結合対(差動対) 42B,42F 2対の交叉接続エミッタ結合対
構成される2乗回路 41a 2対の差動対の入力にそれぞれ等しいオフセ
ット電圧を印加して入力を交叉接続し、出力を並列接続
して得られる2乗回路 41b コレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る2乗回路 41c ゲートW/L比がK:1の2対のMOSトラ
ンジスタからなる不平衡差動対から構成される2乗回路 41d 等しいオフセット電圧が印加された2対のM
OS不平衡差動対から構成された2乗回路 41e コレクタを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるクァドリテールセルから
成る2乗回路 41f ドレインを共通接続した2対のトランジスタ
対が一つの電流源で駆動されるMOSクァドリテールセ
ルから成る2乗回路 41g 2乗回路 41A,41B,41C,41D 2乗回路 42,42C,42D,42G 交叉接続エミッタ結
合対 42A,42E エミッタ結合対(差動対) 42B,42F 2対の交叉接続エミッタ結合対
Claims (10)
- 【請求項1】 高周波信号を入力とする交叉接続エミッ
タ結合対がローカル周波数信号を入力とする2乗回路の
差動出力電流で駆動されることを特徴とする周波数逓倍
・ミキサ回路。 - 【請求項2】 前記2乗回路の出力が2つあり、前記交
叉接続エミッタ結合対がエミッタ面積比が1:2±√3
である2対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成さ
れることを特徴とする、請求項1記載の周波数逓倍・ミ
キサ回路。 - 【請求項3】 前記2乗回路を構成するトランジスタと
前記交叉接続エミッタ結合対を構成するトランジスタの
極性が互いに異なることを特徴とする、請求項1記載の
周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項4】 高周波信号を入力とするエミッタ結合対
がローカル周波数信号を入力とする2乗回路の差動出力
電流の一方の出力で駆動されることを特徴とする周波数
逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項5】 前記2乗回路の出力が2つあり、前記エ
ミッタ結合対がエミッタ面積比が1:2±√3である2
対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成されること
を特徴とする、請求項4記載の周波数逓倍・ミキサ回
路。 - 【請求項6】 前記2乗回路を構成するトランジスタと
前記エミッタ結合対を構成するトランジスタの極性が互
いに異なることを特徴とする、請求項4記載の周波数逓
倍・ミキサ回路。 - 【請求項7】 前記2乗回路の差動出力電流の一方の出
力電流がカレントミラー回路を介して供給されることを
特徴とする請求項4記載の周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項8】 高周波信号を入力とするエミッタ結合対
を駆動する定電流源に、ローカル周波数信号を入力とす
る2乗回路の出力電流が流し込まれることを特徴とする
周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項9】 前記2乗回路の出力が2つあり、前記エ
ミッタ結合対がエミッタ面積比が1:2±√3である2
対の交叉接続不平衡エミッタ結合対から構成されること
を特徴とする、請求項8記載の周波数逓倍・ミキサ回
路。 - 【請求項10】 前記2乗回路を構成するトランジスタ
と前記エミッタ結合対を構成するトランジスタの極性が
互いに異なることを特徴とする、請求項8記載の周波数
逓倍・ミキサ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14795597A JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14795597A JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5268936A Division JP2885021B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1075124A true JPH1075124A (ja) | 1998-03-17 |
Family
ID=15441871
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14795597A Pending JPH1075124A (ja) | 1997-06-05 | 1997-06-05 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1075124A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
-
1997
- 1997-06-05 JP JP14795597A patent/JPH1075124A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010538560A (ja) * | 2007-09-03 | 2010-12-09 | トーマズ・テクノロジー・リミテッド | 乗算器、ミキサ、モジュレータ、受信器及び送信器 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001017 |