JP2541495B2 - Ａｇｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路 - Google Patents
Ａｇｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路Info
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- JP2541495B2 JP2541495B2 JP5343171A JP34317193A JP2541495B2 JP 2541495 B2 JP2541495 B2 JP 2541495B2 JP 5343171 A JP5343171 A JP 5343171A JP 34317193 A JP34317193 A JP 34317193A JP 2541495 B2 JP2541495 B2 JP 2541495B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体集積回路上に形
成されるＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
成されるＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路は、
結局のところローカル周波数信号電圧の２逓倍動作と、
その２逓倍電圧とＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧との
乗算動作とを行う乗算回路であるから、例えば図１８に
示す４信号を乗算するクワッドリプラ回路で実現でき
る。このクワッドリプラ回路は、刊行物“IEEE Journal
of Solid-State Circuits,VOL.SC-16, No.4,pp.392-39
9,May 1981”に紹介されている３信号を乗算するトリプ
ラ回路を利用したものである。以下、概要を説明する。
結局のところローカル周波数信号電圧の２逓倍動作と、
その２逓倍電圧とＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧との
乗算動作とを行う乗算回路であるから、例えば図１８に
示す４信号を乗算するクワッドリプラ回路で実現でき
る。このクワッドリプラ回路は、刊行物“IEEE Journal
of Solid-State Circuits,VOL.SC-16, No.4,pp.392-39
9,May 1981”に紹介されている３信号を乗算するトリプ
ラ回路を利用したものである。以下、概要を説明する。
【０００３】図１８において、（Ｑ３１、Ｑ３２）と
（Ｑ３３、Ｑ３４）の２つのエミッタ結合対トランジス
タは、出力端が交差接続され、共通接続される入力端間
に電圧Ｖ1 が印加される。（Ｑ３５、Ｑ３６）と（Ｑ３
７、Ｑ３８）の２つのエミッタ結合対トランジスタは同
じく出力端が交差接続され、共通接続される入力端間に
電圧Ｖ2 が印加されるが、交差接続の出力端は、それぞ
れ（Ｑ３１、Ｑ３２）と（Ｑ３３、Ｑ３４）の２つのエ
ミッタ結合対トランジスタの対応する結合エミッタに接
続される。
（Ｑ３３、Ｑ３４）の２つのエミッタ結合対トランジス
タは、出力端が交差接続され、共通接続される入力端間
に電圧Ｖ1 が印加される。（Ｑ３５、Ｑ３６）と（Ｑ３
７、Ｑ３８）の２つのエミッタ結合対トランジスタは同
じく出力端が交差接続され、共通接続される入力端間に
電圧Ｖ2 が印加されるが、交差接続の出力端は、それぞ
れ（Ｑ３１、Ｑ３２）と（Ｑ３３、Ｑ３４）の２つのエ
ミッタ結合対トランジスタの対応する結合エミッタに接
続される。
【０００４】（Ｑ３９、Ｑ４０）（Ｑ４１、Ｑ４２）の
２つのエミッタ結合対トランジスタは、同じく出力端が
交差接続され、共通接続される入力端間に電圧Ｖ3 が印
加されるが、交差接続の出力端は、それぞれ（Ｑ３５、
Ｑ３６）（Ｑ３７、Ｑ３８）の２つのエミッタ結合対ト
ランジスタの対応する結合エミッタに接続される。
２つのエミッタ結合対トランジスタは、同じく出力端が
交差接続され、共通接続される入力端間に電圧Ｖ3 が印
加されるが、交差接続の出力端は、それぞれ（Ｑ３５、
Ｑ３６）（Ｑ３７、Ｑ３８）の２つのエミッタ結合対ト
ランジスタの対応する結合エミッタに接続される。
【０００５】また、差動回路（Ｑ４３、Ｑ４４、Ｉ0 ）
は、入力端間に電圧Ｖ4 が印加されるが、Ｑ４３のコレ
クタはエミッタ結合対（Ｑ３９、Ｑ４０）の結合エミッ
タに接続され、Ｑ４４のコレクタはエミッタ結合対（Ｑ
４１、Ｑ４２）の結合エミッタに接続される。
は、入力端間に電圧Ｖ4 が印加されるが、Ｑ４３のコレ
クタはエミッタ結合対（Ｑ３９、Ｑ４０）の結合エミッ
タに接続され、Ｑ４４のコレクタはエミッタ結合対（Ｑ
４１、Ｑ４２）の結合エミッタに接続される。
【０００６】要するに、このクワッドリプラ回路は、交
差接続エミッタ結合対トランジスタ（Ｑ３１、Ｑ３２）
（Ｑ３３、Ｑ３４）を上記刊行物に記載のトリプラ回路
の差動出力電流ΔＩで駆動し、４信号の乗算結果である
差動出力電流ΔＩOUT を得るようにしたものであるが、
Ｑ３９〜Ｑ４４及びＩ0 の構成は、ギルバートマルチプ
ライヤとして知られる乗算回路である。従って、３組の
交差接続エミッタ結合対を３段に直列接続し、最下段を
差動回路構成としたこのクワッドリプラ回路では、２段
に直列接続した交差接続エミッタ結合対をギルバートマ
ルチプライヤの差動出力電流ΔＩ′で駆動しているとい
うことになる。
差接続エミッタ結合対トランジスタ（Ｑ３１、Ｑ３２）
（Ｑ３３、Ｑ３４）を上記刊行物に記載のトリプラ回路
の差動出力電流ΔＩで駆動し、４信号の乗算結果である
差動出力電流ΔＩOUT を得るようにしたものであるが、
Ｑ３９〜Ｑ４４及びＩ0 の構成は、ギルバートマルチプ
ライヤとして知られる乗算回路である。従って、３組の
交差接続エミッタ結合対を３段に直列接続し、最下段を
差動回路構成としたこのクワッドリプラ回路では、２段
に直列接続した交差接続エミッタ結合対をギルバートマ
ルチプライヤの差動出力電流ΔＩ′で駆動しているとい
うことになる。
【０００７】このクワッドリプラ回路の差動出力電流Δ
ＩOUT は、数式１で示され、数式１中のΔＩ（トリプラ
回路の差動出力電流）は数式２で示される。なお、数式
１及び数式２において、ＶT は熱電圧であり、ＶT ＝ｋ
Ｔ／ｑと表される。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。また、αF はトラ
ンジスタの電流増幅率である。
ＩOUT は、数式１で示され、数式１中のΔＩ（トリプラ
回路の差動出力電流）は数式２で示される。なお、数式
１及び数式２において、ＶT は熱電圧であり、ＶT ＝ｋ
Ｔ／ｑと表される。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。また、αF はトラ
ンジスタの電流増幅率である。
【０００８】
【数１】
【０００９】
【数２】
【００１０】数式２においてΔＩ′は、ギルバートマル
チプライヤの差動出力電流であり、数式３と表せる。
チプライヤの差動出力電流であり、数式３と表せる。
【００１１】
【数３】
【００１２】従って、交差接続エミッタ結合対（Ｑ３
１、Ｑ３２）（Ｑ３３、Ｑ３４）がトリプラ回路の差動
出力電流ΔＩで駆動されるクワッドリプラ回路の差動出
力電流ΔＩOUT は、数式４と求まる。
１、Ｑ３２）（Ｑ３３、Ｑ３４）がトリプラ回路の差動
出力電流ΔＩで駆動されるクワッドリプラ回路の差動出
力電流ΔＩOUT は、数式４と求まる。
【００１３】
【数４】
【００１４】また、tanhｘは、tanhｘ＝ｘ−ｘ3/３≒ｘ
（│ｘ│《１）と近似できるから、小信号では、差動出
力電流ΔＩOUT は、数式５と表せる。
（│ｘ│《１）と近似できるから、小信号では、差動出
力電流ΔＩOUT は、数式５と表せる。
【００１５】
【数５】
【００１６】従って、４つの入力信号電圧として、ＡＧ
Ｃ制御電圧、ローカル周波数信号電圧、高周波信号電圧
の３つの入力電圧を、ローカル周波数信号電圧が何れか
の入力電圧と共通になるように割り振れば、ＡＧＣ付き
周波数逓倍・ミキサ回路を構成できることが知られる。
Ｃ制御電圧、ローカル周波数信号電圧、高周波信号電圧
の３つの入力電圧を、ローカル周波数信号電圧が何れか
の入力電圧と共通になるように割り振れば、ＡＧＣ付き
周波数逓倍・ミキサ回路を構成できることが知られる。
【００１７】例えば、Ｖ1 をＡＧＣ制御電圧ＶAGC 、Ｖ
2 及びＶ3 をローカル周波数信号電圧ＶLO、Ｖ4 を高周
波信号電圧とすれば、数式５は数式６と表される。ロー
カル周波数信号電圧ＶLOは２逓倍され、ＡＧＣ制御電圧
とローカル周波数信号電圧の２乗電圧と高周波信号電圧
の３つの電圧を乗算したものが得られる。
2 及びＶ3 をローカル周波数信号電圧ＶLO、Ｖ4 を高周
波信号電圧とすれば、数式５は数式６と表される。ロー
カル周波数信号電圧ＶLOは２逓倍され、ＡＧＣ制御電圧
とローカル周波数信号電圧の２乗電圧と高周波信号電圧
の３つの電圧を乗算したものが得られる。
【００１８】
【数６】
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１８に示す
クワッドリプラ回路の構成では、エミッタ結合対トラン
ジスタの縦積みの段数が４段であるので、動作電源電圧
としては５Ｖ程度必要であり、３Ｖ以下の低電圧動作は
不可能であるという問題がある。
クワッドリプラ回路の構成では、エミッタ結合対トラン
ジスタの縦積みの段数が４段であるので、動作電源電圧
としては５Ｖ程度必要であり、３Ｖ以下の低電圧動作は
不可能であるという問題がある。
【００２０】本発明の目的は、３Ｖ以下の低電圧で動作
可能なＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を提供するこ
とにある。
可能なＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を提供するこ
とにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明のＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路は次の
如き構成を有する。即ち、第１発明のＡＧＣ付き周波数
逓倍・ミキサ回路は、出力端が交差接続され、共通接続
される入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一
方が印加される２つのエミッタ結合対トランジスタと；
横一列配置の対トランジスタの組合わせからなり、ロ
ーカル周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミッタ結
合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗回路と； 前
記２乗回路の定電流源回路を構成するトランジスタであ
ってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の他
方が重畳されたベース電圧が印加されるトランジスタ
と； を備えたことを特徴とするものである。
め、本発明のＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路は次の
如き構成を有する。即ち、第１発明のＡＧＣ付き周波数
逓倍・ミキサ回路は、出力端が交差接続され、共通接続
される入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一
方が印加される２つのエミッタ結合対トランジスタと；
横一列配置の対トランジスタの組合わせからなり、ロ
ーカル周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミッタ結
合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗回路と； 前
記２乗回路の定電流源回路を構成するトランジスタであ
ってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の他
方が重畳されたベース電圧が印加されるトランジスタ
と； を備えたことを特徴とするものである。
【００２２】第２発明のＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ
回路は、ＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方を入力
とするエミッタ結合対トランジスタと； 横一列配置の
対トランジスタの組合わせからなり、ローカル周波数信
号電圧を入力とし前記エミッタ結合対トランジスタを駆
動する２乗回路と； 前記２乗回路の定電流源回路を構
成するトランジスタであってそのベースにＡＧＣ制御電
圧と高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が印
加されるトランジスタと； を備えたことを特徴とする
ものである。
回路は、ＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方を入力
とするエミッタ結合対トランジスタと； 横一列配置の
対トランジスタの組合わせからなり、ローカル周波数信
号電圧を入力とし前記エミッタ結合対トランジスタを駆
動する２乗回路と； 前記２乗回路の定電流源回路を構
成するトランジスタであってそのベースにＡＧＣ制御電
圧と高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が印
加されるトランジスタと； を備えたことを特徴とする
ものである。
【００２３】第３発明のＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ
回路は、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッタ
結合対トランジスタの４組からなり、一方の２組及び他
方の２組のそれぞれにおける相互間においてエミッタ面
積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタの入力
端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接続され、一方の
２組と他方の２組の相互間において出力端が交差接続さ
れ、共通接続される入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波
信号電圧の一方が印加される４つのエミッタ結合対トラ
ンジスタと； 横一列配置の対トランジスタの組合わせ
からなり、ローカル周波数信号電圧を入力とし前記４つ
のエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗
回路と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成するトラ
ンジスタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波
信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加されるト
ランジスタと； を備えたことを特徴とするものであ
る。
回路は、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッタ
結合対トランジスタの４組からなり、一方の２組及び他
方の２組のそれぞれにおける相互間においてエミッタ面
積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタの入力
端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接続され、一方の
２組と他方の２組の相互間において出力端が交差接続さ
れ、共通接続される入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波
信号電圧の一方が印加される４つのエミッタ結合対トラ
ンジスタと； 横一列配置の対トランジスタの組合わせ
からなり、ローカル周波数信号電圧を入力とし前記４つ
のエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗
回路と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成するトラ
ンジスタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波
信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加されるト
ランジスタと； を備えたことを特徴とするものであ
る。
【００２４】また、第４発明のＡＧＣ付き周波数逓倍・
ミキサ回路は、エミッタ面積比が１：２±√３であるエ
ミッタ結合対トランジスタの２組からなり、相互間にお
いてエミッタ面積が１のトランジスタと２±√３のトラ
ンジスタの入力端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接
続され、入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の
一方が印加される２つのエミッタ結合対トランジスタ
と； 横一列配置の対トランジスタの組合わせからな
り、ローカル周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミ
ッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗回路
と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成するトランジ
スタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号
電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加されるトラン
ジスタと； を備えたことを特徴とするものである。
ミキサ回路は、エミッタ面積比が１：２±√３であるエ
ミッタ結合対トランジスタの２組からなり、相互間にお
いてエミッタ面積が１のトランジスタと２±√３のトラ
ンジスタの入力端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接
続され、入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の
一方が印加される２つのエミッタ結合対トランジスタ
と； 横一列配置の対トランジスタの組合わせからな
り、ローカル周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミ
ッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗回路
と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成するトランジ
スタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号
電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加されるトラン
ジスタと； を備えたことを特徴とするものである。
【００２５】
【作用】次に、前記の如く構成される本発明のＡＧＣ付
き周波数逓倍・ミキサ回路の作用を説明する。本発明で
は、ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路は、定電流源回
路を除きトランジスタの縦積みを２段にして構成してあ
る。従って、３Ｖ以下の電源電圧で動作可能である。
き周波数逓倍・ミキサ回路の作用を説明する。本発明で
は、ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路は、定電流源回
路を除きトランジスタの縦積みを２段にして構成してあ
る。従って、３Ｖ以下の電源電圧で動作可能である。
【００２６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明の第１実施例に係るＡＧＣ付き周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図１において、（Ｑ１、Ｑ
２）と（Ｑ３、Ｑ４）の２つのエミッタ結合対トランジ
スタは、出力端が交差接続され、共通接続される入力端
間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方が印加され
る。図示例では、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC が印加される。
する。図１は本発明の第１実施例に係るＡＧＣ付き周波
数逓倍・ミキサ回路を示す。図１において、（Ｑ１、Ｑ
２）と（Ｑ３、Ｑ４）の２つのエミッタ結合対トランジ
スタは、出力端が交差接続され、共通接続される入力端
間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方が印加され
る。図示例では、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC が印加される。
【００２７】２乗回路１は、後述するように横一列配置
の対トランジスタの組合わせからなるが、ローカル周波
数信号電圧ＶLOを入力とし、差動出力電流ΔＩにより前
記２つのエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動す
る。
の対トランジスタの組合わせからなるが、ローカル周波
数信号電圧ＶLOを入力とし、差動出力電流ΔＩにより前
記２つのエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動す
る。
【００２８】そして、トランジスタＱ５は、２乗回路１
の定電流源回路を構成するが、そのベースにＡＧＣ制御
電圧と高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が
印加される。図示例では、高周波信号電圧ＶRFが重畳さ
れたベース電圧ＶBE(on)が印加される。
の定電流源回路を構成するが、そのベースにＡＧＣ制御
電圧と高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が
印加される。図示例では、高周波信号電圧ＶRFが重畳さ
れたベース電圧ＶBE(on)が印加される。
【００２９】この第１実施例のＡＧＣ付き周波数逓倍・
ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUTは、２乗回路１の差
動出力電流をΔＩとすると、数式７で示される。
ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUTは、２乗回路１の差
動出力電流をΔＩとすると、数式７で示される。
【００３０】
【数７】
【００３１】そして、２乗回路１の差動出力電流ΔＩ
は、２乗回路の構成により定まる。２乗回路は、例えば
図２、図４、図５、図７、図９及び図１１と種々に構成
されるので、以下、順に説明する。
は、２乗回路の構成により定まる。２乗回路は、例えば
図２、図４、図５、図７、図９及び図１１と種々に構成
されるので、以下、順に説明する。
【００３２】図２は、不平衡差動対トランジスタの組合
わせからなる２乗回路を示す。即ち（Ｑ１１、Ｑ１２）
と（Ｑ１３、Ｑ１４）の２つのエミッタ結合対トランジ
スタは、エミッタ面積比が、それぞれＫ：１であり、相
互間において、エミッタ面積が１のトランジスタとＫの
トランジスタ（Ｑ１１とＱ１３）（Ｑ１４とＱ１２）の
入力端同士が共通接続され、エミッタ面積が等しいトラ
ンジスタ（Ｑ１１とＱ１４）（Ｑ１３とＱ１２）の出力
端同士が共通接続される。そして、各結合エミッタに
は、前記トランジスタＱ５を構成要素とする定電流源回
路（Ｉ0 ）が接続される。
わせからなる２乗回路を示す。即ち（Ｑ１１、Ｑ１２）
と（Ｑ１３、Ｑ１４）の２つのエミッタ結合対トランジ
スタは、エミッタ面積比が、それぞれＫ：１であり、相
互間において、エミッタ面積が１のトランジスタとＫの
トランジスタ（Ｑ１１とＱ１３）（Ｑ１４とＱ１２）の
入力端同士が共通接続され、エミッタ面積が等しいトラ
ンジスタ（Ｑ１１とＱ１４）（Ｑ１３とＱ１２）の出力
端同士が共通接続される。そして、各結合エミッタに
は、前記トランジスタＱ５を構成要素とする定電流源回
路（Ｉ0 ）が接続される。
【００３３】この２乗回路の差動出力電流ΔＩ（＝Ｉ+
−Ｉ- ）は、数式８のようになる。
−Ｉ- ）は、数式８のようになる。
【００３４】
【数８】
【００３５】図３は、このようにして得られる２乗回路
の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパラメータとして示
したものである。２乗回路としての入力電圧範囲が最も
広くなるのはＫ≒１０．５の場合である。この時に、入
力電圧範囲を２ＶT 以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗
特性が得られる。即ち、入力電圧をローカル周波数信号
とすれば、ローカル周波数信号を２逓倍できる。ローカ
ル周波数信号の入力電圧範囲を２ＶT に限定すれば、２
逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的に直結できＬ
ＳＩ化に適した回路である。
の入出力特性をエミッタ面積比Ｋをパラメータとして示
したものである。２乗回路としての入力電圧範囲が最も
広くなるのはＫ≒１０．５の場合である。この時に、入
力電圧範囲を２ＶT 以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗
特性が得られる。即ち、入力電圧をローカル周波数信号
とすれば、ローカル周波数信号を２逓倍できる。ローカ
ル周波数信号の入力電圧範囲を２ＶT に限定すれば、２
逓倍出力にフィルタは不要となり、回路的に直結できＬ
ＳＩ化に適した回路である。
【００３６】即ち、ローカル周波数信号電圧ＶLOを数式
９とおくと、その２逓倍電圧は数式１０と表せるから、
当該２乗回路の差動出力電流ΔＩは数式１１となり、従
って図１に示す回路の差動出力電流ΔＩOUT は数式１２
と表せる。
９とおくと、その２逓倍電圧は数式１０と表せるから、
当該２乗回路の差動出力電流ΔＩは数式１１となり、従
って図１に示す回路の差動出力電流ΔＩOUT は数式１２
と表せる。
【００３７】
【数９】ＶLO＝│ＶLO│cos(２πｆLOｔ）
【００３８】
【数１０】
【００３９】
【数１１】
【００４０】
【数１２】
【００４１】そして、定電流源の電流（テール電流）Ｉ
0 には、高周波信号電圧ＶRFが重畳されているので、数
式１３となり、数式８の第１式を用いて級数展開する
と、数式１４となるが、│ＶRF│《ＶT として２次以上
を無視して数式１５と近似できる。
0 には、高周波信号電圧ＶRFが重畳されているので、数
式１３となり、数式８の第１式を用いて級数展開する
と、数式１４となるが、│ＶRF│《ＶT として２次以上
を無視して数式１５と近似できる。
【００４２】
【数１３】
【００４３】
【数１４】
【００４４】
【数１５】
【００４５】従って、図１に示す回路の差動出力電流Δ
ＩOUT は、数式１６と近似できる。
ＩOUT は、数式１６と近似できる。
【００４６】
【数１６】
【００４７】数式１６から、ローカル周波数の２倍波と
高周波周波数の積（数式１７で表される）
高周波周波数の積（数式１７で表される）
【００４８】
【数１７】cos｛２π（２ｆLO）ｔ｝cos(２πｆRFｔ）
【００４９】を含む項が得られるが、このローカル周波
数の２倍波と高周波周波数の積は、数式１８となるか
ら、ローカル周波数の２倍波と高周波周波数の和と差の
周波数成分が得られ、図１に示す回路は、ＡＧＣ付き周
波数逓倍・ミキサ回路であることが示された。
数の２倍波と高周波周波数の積は、数式１８となるか
ら、ローカル周波数の２倍波と高周波周波数の和と差の
周波数成分が得られ、図１に示す回路は、ＡＧＣ付き周
波数逓倍・ミキサ回路であることが示された。
【００５０】
【数１８】 cos｛２π（２ｆLO）ｔ｝cos(２πｆRFｔ） ＝ cos｛２π（２ｆLO＋ｆRF）ｔ｝＋ cos｛２π（２ｆLO−ｆRF）ｔ｝
【００５１】なお、定電流源回路は、エミッタ接地のカ
レントミラー回路で構成されるが、実際には、ミキサ回
路としての３次歪を改善する目的でエミッタ抵抗を挿入
し、重畳される高周波信号に対する接地抵抗を下げて高
周波利得を高くするためにエミッタを容量（コンデン
サ）で接地するのが通常である。しかし、この場合にお
いても動作原理は上述した通りである。
レントミラー回路で構成されるが、実際には、ミキサ回
路としての３次歪を改善する目的でエミッタ抵抗を挿入
し、重畳される高周波信号に対する接地抵抗を下げて高
周波利得を高くするためにエミッタを容量（コンデン
サ）で接地するのが通常である。しかし、この場合にお
いても動作原理は上述した通りである。
【００５２】また、ローカル周波数は２逓倍するのであ
るから信号電圧ＶLOは、２乗回路１に入力させる必要が
あるが、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC と高周波信号電圧ＶRFの
割り振り方は図１の通りである必要はなく、逆でも良
い。この場合、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC を図１に示すよう
に交差接続エミッタ結合対に入力させる場合には、正帰
還となるのを防止する必要があるので、正相電圧か逆相
電圧の一方のみが印加されるようにＡＧＣ制御電圧Ｖ
AGC を発生する必要があり、定電流源回路に入力させる
場合には、定電流源回路のトランジスタは正電圧のみで
動作するからＡＧＣ制御電圧ＶAGC を２乗したものを直
接印加できる。
るから信号電圧ＶLOは、２乗回路１に入力させる必要が
あるが、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC と高周波信号電圧ＶRFの
割り振り方は図１の通りである必要はなく、逆でも良
い。この場合、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC を図１に示すよう
に交差接続エミッタ結合対に入力させる場合には、正帰
還となるのを防止する必要があるので、正相電圧か逆相
電圧の一方のみが印加されるようにＡＧＣ制御電圧Ｖ
AGC を発生する必要があり、定電流源回路に入力させる
場合には、定電流源回路のトランジスタは正電圧のみで
動作するからＡＧＣ制御電圧ＶAGC を２乗したものを直
接印加できる。
【００５３】次に、図４は、入力にオフセット電圧ＶK
が印加された（Ｑ１１、Ｑ１２）と（Ｑ１３、Ｑ１４）
の２対のエミッタ結合対の出力端を交差接続した２乗回
路を示す。この２乗回路の差動出力電流ΔＩは、数式１
９で示されるが、ＶK ＝ＶT lnＫとすれば、上述した、
エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対から構成
される２乗回路の場合と同様になる。
が印加された（Ｑ１１、Ｑ１２）と（Ｑ１３、Ｑ１４）
の２対のエミッタ結合対の出力端を交差接続した２乗回
路を示す。この２乗回路の差動出力電流ΔＩは、数式１
９で示されるが、ＶK ＝ＶT lnＫとすれば、上述した、
エミッタ面積比がＫ：１の２対の不平衡差動対から構成
される２乗回路の場合と同様になる。
【００５４】
【数１９】
【００５５】次に、図５は、クワッドリテールセルから
なる２乗回路を示す。クワッドリテールセルは、Ｑ１１
とＱ１２とＱ１３とＱ１４の４つのトランジスタが１つ
テール電流Ｉ0 で駆動されるマルチテール構成としたも
ので、Ｑ１１とＱ１２およびＱ１３とＱ１４は、それぞ
れ出力端（コレクタ）が共通接続される。Ｑ１３とＱ１
４の入力端（ベース）は共通接続されると共に、この入
力端を基準に、Ｑ１１の入力端にローカル周波数信号電
圧（１／２）ＶLOが印加され、Ｑ１２の入力端にローカ
ル周波数信号電圧（−１／２）ＶLOが印加される。
なる２乗回路を示す。クワッドリテールセルは、Ｑ１１
とＱ１２とＱ１３とＱ１４の４つのトランジスタが１つ
テール電流Ｉ0 で駆動されるマルチテール構成としたも
ので、Ｑ１１とＱ１２およびＱ１３とＱ１４は、それぞ
れ出力端（コレクタ）が共通接続される。Ｑ１３とＱ１
４の入力端（ベース）は共通接続されると共に、この入
力端を基準に、Ｑ１１の入力端にローカル周波数信号電
圧（１／２）ＶLOが印加され、Ｑ１２の入力端にローカ
ル周波数信号電圧（−１／２）ＶLOが印加される。
【００５６】このクワッドリテールセルの差動出力電流
ΔＩは、数式２０で示され、その入出力特性は、図６に
示すようになる。図６から、同様に、入力電圧範囲を２
ＶT以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗特性が得られる
ことが知れる。従って、このクワッドリテールセルは、
２乗回路となっており、これを用いて同様にＡＧＣ付き
周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
ΔＩは、数式２０で示され、その入出力特性は、図６に
示すようになる。図６から、同様に、入力電圧範囲を２
ＶT以内に限定すれば、ほぼ良好な２乗特性が得られる
ことが知れる。従って、このクワッドリテールセルは、
２乗回路となっており、これを用いて同様にＡＧＣ付き
周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
【００５７】
【数２０】
【００５８】次に図７は、不平衡差動対トランジスタの
組合わせからなる２乗回路を示す。これは、図２に示し
たバイポーラトランジスタ構成の２乗回路をＭＯＳトラ
ンジスタに変更したもので、Ｂｉ−ＣＭＯＳプロセスで
実現できる。図７において、Ｋは、ゲート幅Ｗとゲート
長Ｌの比（Ｗ／Ｌ）であるが、この２乗回路の差動出力
電流ΔＩは、入力電圧を限定すると、数式２１となる。
数式２１において、βはコンダクタンスパラメータであ
り、キャリアの実効モビリティμと単位面積当たりのゲ
ート酸化膜容量ＣOXとゲート幅Ｗとゲート長Ｌとを用い
てβ＝μ（ＣOX／２）（Ｗ／Ｌ）と表せる。
組合わせからなる２乗回路を示す。これは、図２に示し
たバイポーラトランジスタ構成の２乗回路をＭＯＳトラ
ンジスタに変更したもので、Ｂｉ−ＣＭＯＳプロセスで
実現できる。図７において、Ｋは、ゲート幅Ｗとゲート
長Ｌの比（Ｗ／Ｌ）であるが、この２乗回路の差動出力
電流ΔＩは、入力電圧を限定すると、数式２１となる。
数式２１において、βはコンダクタンスパラメータであ
り、キャリアの実効モビリティμと単位面積当たりのゲ
ート酸化膜容量ＣOXとゲート幅Ｗとゲート長Ｌとを用い
てβ＝μ（ＣOX／２）（Ｗ／Ｌ）と表せる。
【００５９】
【数２１】
【００６０】図８に、この２乗回路の入出力特性をＫを
パラメータとして示してある。ＭＯＳトランジスタで、
このように２乗回路を実現する場合には、トランスコン
ダクタンスパラメータβ、具体的には、ゲートＷ／Ｌの
値と駆動電流Ｉ0 の値で理想的な２乗特性を持つ入力電
圧範囲が決定され、バイポーラトランジスタで実現され
る図２に示される２乗回路の２乗特性の近似誤差の少な
い入力電圧範囲よりも広く設定できる。従って、このよ
うに構成した２乗回路を用いることで、同様に、ＡＧＣ
付き周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
パラメータとして示してある。ＭＯＳトランジスタで、
このように２乗回路を実現する場合には、トランスコン
ダクタンスパラメータβ、具体的には、ゲートＷ／Ｌの
値と駆動電流Ｉ0 の値で理想的な２乗特性を持つ入力電
圧範囲が決定され、バイポーラトランジスタで実現され
る図２に示される２乗回路の２乗特性の近似誤差の少な
い入力電圧範囲よりも広く設定できる。従って、このよ
うに構成した２乗回路を用いることで、同様に、ＡＧＣ
付き周波数逓倍・ミキサ回路が実現できる。
【００６１】次に、図９は、図４に示した２乗回路をＭ
ＯＳトランジスタに変更したものであり、Ｂｉ−ＣＭＯ
Ｓプロセスで実現できる。即ち、この２乗回路は、入力
にオフセット電圧ＶK が印加された（Ｍ１１、Ｍ１２）
と（Ｍ１３、Ｍ１４）の２対のエミッタ結合対の出力端
を交差接続した２乗回路である。
ＯＳトランジスタに変更したものであり、Ｂｉ−ＣＭＯ
Ｓプロセスで実現できる。即ち、この２乗回路は、入力
にオフセット電圧ＶK が印加された（Ｍ１１、Ｍ１２）
と（Ｍ１３、Ｍ１４）の２対のエミッタ結合対の出力端
を交差接続した２乗回路である。
【００６２】この２乗回路の差動出力電流ΔＩは、入力
電圧を限定すると、数式２２となるが数式２３のように
近似でき、入力電圧ＶLOに対して２乗特性となっている
ことが理解できる。なお、この近似式によれば近似誤差
が少なく、非常に良い近似を与える。
電圧を限定すると、数式２２となるが数式２３のように
近似でき、入力電圧ＶLOに対して２乗特性となっている
ことが理解できる。なお、この近似式によれば近似誤差
が少なく、非常に良い近似を与える。
【００６３】
【数２２】
【００６４】
【数２３】
【００６５】図１０に、この２乗回路の入出力特性をＶ
K をパラメータとして示してある。従って、図９に示す
２乗回路を用いて同様に、ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキ
サ回路を実現できる。
K をパラメータとして示してある。従って、図９に示す
２乗回路を用いて同様に、ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキ
サ回路を実現できる。
【００６６】次に図１１は、図５に示した２乗回路をＭ
ＯＳトランジスタに変更したものであり、Ｂｉ−ＣＭＯ
Ｓプロセスで実現できる。即ち、この２乗回路は、クワ
ッドリテールセルからなり、Ｍ１１とＭ１２とＭ１３と
Ｍ１４の４つのトランジスタが１つテール電流Ｉ0 で駆
動されるマルチテール構成としたもので、Ｍ１１とＭ１
２およびＭ１３とＭ１４は、それぞれ出力端（ドレイ
ン）が共通接続される。Ｍ１３とＭ１４の入力端（ゲー
ト）は共通接続されると共に、この入力端を基準に、Ｍ
１１の入力端にローカル周波数信号電圧（１／２）ＶLO
が印加され、Ｍ１２の入力端にローカル周波数信号電圧
（−１／２）ＶLOが印加される。
ＯＳトランジスタに変更したものであり、Ｂｉ−ＣＭＯ
Ｓプロセスで実現できる。即ち、この２乗回路は、クワ
ッドリテールセルからなり、Ｍ１１とＭ１２とＭ１３と
Ｍ１４の４つのトランジスタが１つテール電流Ｉ0 で駆
動されるマルチテール構成としたもので、Ｍ１１とＭ１
２およびＭ１３とＭ１４は、それぞれ出力端（ドレイ
ン）が共通接続される。Ｍ１３とＭ１４の入力端（ゲー
ト）は共通接続されると共に、この入力端を基準に、Ｍ
１１の入力端にローカル周波数信号電圧（１／２）ＶLO
が印加され、Ｍ１２の入力端にローカル周波数信号電圧
（−１／２）ＶLOが印加される。
【００６７】このクワッドリテールセルの差動出力電流
ΔＩは、入力電圧を限定すると、数式２４で示され、そ
の入出力特性は、図１２に示すようになる。図１２か
ら、同様に、入力電圧範囲を限定すれば、理想的な２乗
特性が得られることが知れる。従って、このクワッドリ
テールセルは、２乗回路となっており、これを用いて同
様にＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
ΔＩは、入力電圧を限定すると、数式２４で示され、そ
の入出力特性は、図１２に示すようになる。図１２か
ら、同様に、入力電圧範囲を限定すれば、理想的な２乗
特性が得られることが知れる。従って、このクワッドリ
テールセルは、２乗回路となっており、これを用いて同
様にＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
【００６８】
【数２４】
【００６９】次に、図１３は、本発明の第２実施例に係
るＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第２
実施例では、ＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方
（図示例ではＡＧＣ制御電圧ＶAGC ）を入力とする１つ
のエミッタ結合対トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、ロー
カル周波数信号電圧ＶLOを入力とし、エミッタ結合対ト
ランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）を駆動する２乗回路２と、２
乗回路２の定電流源回路を構成するトランジスタＱ３と
で構成し、トランジスタＱ３のベースにＡＧＣ制御電圧
と高周波信号電圧の他方（図示例では高周波信号電圧Ｖ
RF）が重畳されたベース電圧ＶBE(on)を印加するように
してある。
るＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第２
実施例では、ＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方
（図示例ではＡＧＣ制御電圧ＶAGC ）を入力とする１つ
のエミッタ結合対トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）と、ロー
カル周波数信号電圧ＶLOを入力とし、エミッタ結合対ト
ランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）を駆動する２乗回路２と、２
乗回路２の定電流源回路を構成するトランジスタＱ３と
で構成し、トランジスタＱ３のベースにＡＧＣ制御電圧
と高周波信号電圧の他方（図示例では高周波信号電圧Ｖ
RF）が重畳されたベース電圧ＶBE(on)を印加するように
してある。
【００７０】（Ｑ１、Ｑ２）のエミッタ結合対トランジ
スタを駆動する２乗回路２の出力電流（駆動電流）をＩ
とすると、この第２実施例に係るＡＧＣ付き周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、数式２５で示
される。
スタを駆動する２乗回路２の出力電流（駆動電流）をＩ
とすると、この第２実施例に係るＡＧＣ付き周波数逓倍
・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT は、数式２５で示
される。
【００７１】
【数２５】
【００７２】ここに、２乗回路２の出力電流Ｉは、以上
説明した図２、図４、図５、図７、図９及び図１１の２
乗回路１における２つの出力電流の何れか一方の電流で
あり数式２６で示される。
説明した図２、図４、図５、図７、図９及び図１１の２
乗回路１における２つの出力電流の何れか一方の電流で
あり数式２６で示される。
【００７３】
【数２６】
【００７４】数式２６において、ＩE はテール電流の総
和値、ΔＩは２乗回路１の差動出力電流であるが、上述
したようにΔＩにはローカル周波数の２逓倍成分が支配
的に含まれるから、同様にローカル周波数の２倍波と高
周波周波数の積（数式２７で表される）
和値、ΔＩは２乗回路１の差動出力電流であるが、上述
したようにΔＩにはローカル周波数の２逓倍成分が支配
的に含まれるから、同様にローカル周波数の２倍波と高
周波周波数の積（数式２７で表される）
【００７５】
【数２７】cos｛２π（２ｆLO）ｔ｝cos(２πｆRFｔ）
【００７６】を含む項が得られる。即ち、数式１８に示
したように、ローカル周波数の２倍波と高周波周波数の
和と差の周波数成分が得られ、第１実施例と同様のＡＧ
Ｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
したように、ローカル周波数の２倍波と高周波周波数の
和と差の周波数成分が得られ、第１実施例と同様のＡＧ
Ｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路を実現できる。
【００７７】次に図１４は、本発明の第３実施例に係る
ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第３実
施例では、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッ
タ結合対トランジスタの４組（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ
４）（Ｑ５、Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）と、それらを駆動す
る２乗回路３と、定電流源回路を構成するトランジスタ
Ｑ９とで構成してある。
ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第３実
施例では、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッ
タ結合対トランジスタの４組（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ
４）（Ｑ５、Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）と、それらを駆動す
る２乗回路３と、定電流源回路を構成するトランジスタ
Ｑ９とで構成してある。
【００７８】（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ４）（Ｑ５、Ｑ
６）（Ｑ７、Ｑ８）の４組のうちの一方の２組（Ｑ１、
Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ４）では、相互間において、エミッタ
面積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタ（Ｑ
１とＱ３）（Ｑ２とＱ４）の入力端同士及び出力端同士
がそれぞれ共通接続される。
６）（Ｑ７、Ｑ８）の４組のうちの一方の２組（Ｑ１、
Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ４）では、相互間において、エミッタ
面積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタ（Ｑ
１とＱ３）（Ｑ２とＱ４）の入力端同士及び出力端同士
がそれぞれ共通接続される。
【００７９】同様に、４組のうちの他方の２組（Ｑ５、
Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）では、相互間において、エミッタ
面積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタ（Ｑ
５、Ｑ７）（Ｑ６、Ｑ８）の入力端同士及び出力端同士
がそれぞれ共通接続される。
Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）では、相互間において、エミッタ
面積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタ（Ｑ
５、Ｑ７）（Ｑ６、Ｑ８）の入力端同士及び出力端同士
がそれぞれ共通接続される。
【００８０】そして、一方の２組と他方の２組の相互間
において出力端が交差接続され、共通接続される入力端
間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方が印加され
る。図示例では、高周波信号電圧ＶRFが印加される。
において出力端が交差接続され、共通接続される入力端
間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方が印加され
る。図示例では、高周波信号電圧ＶRFが印加される。
【００８１】ローカル周波数信号電圧ＶLOを入力とする
２乗回路３は、以上説明した２乗回路の２組を用いて、
または、１つの２乗回路の２出力のそれぞれを２分岐し
て前記４つのエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆
動する。
２乗回路３は、以上説明した２乗回路の２組を用いて、
または、１つの２乗回路の２出力のそれぞれを２分岐し
て前記４つのエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆
動する。
【００８２】２乗回路３の定電流源回路を構成するトラ
ンジスタＱ９は、本実施例ではそのベース電圧ＶBE(on)
にＡＧＣ制御電圧ＶAGC が重畳される。
ンジスタＱ９は、本実施例ではそのベース電圧ＶBE(on)
にＡＧＣ制御電圧ＶAGC が重畳される。
【００８３】２乗回路３の出力電流をΔＩとすると、当
該ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流Δ
ＩOUT は、数式２８と表せる。
該ＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流Δ
ＩOUT は、数式２８と表せる。
【００８４】
【数２８】
【００８５】図１５に、エミッタ面積比が１：２±√３
である２対の交差接続エミッタ結合対で構成される差動
対の入出力特性を示し、図１６に、トランスコンダクタ
ンス特性を示してある。整合差動対と比較すれば理解で
きるように、直線性が改善される。従って、このような
差動対の入力電圧として本実施例のように高周波信号電
圧を割り振ればミキサ回路としての３次歪が改善され
る。
である２対の交差接続エミッタ結合対で構成される差動
対の入出力特性を示し、図１６に、トランスコンダクタ
ンス特性を示してある。整合差動対と比較すれば理解で
きるように、直線性が改善される。従って、このような
差動対の入力電圧として本実施例のように高周波信号電
圧を割り振ればミキサ回路としての３次歪が改善され
る。
【００８６】次に、図１７は、本発明の第４実施例に係
るＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第４
実施例では、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミ
ッタ結合対トランジスタの２組（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、
Ｑ４）と、それらを駆動する２乗回路４と、定電流源回
路を構成するトランジスタＱ５とで構成してある。
るＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路を示す。この第４
実施例では、エミッタ面積比が１：２±√３であるエミ
ッタ結合対トランジスタの２組（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、
Ｑ４）と、それらを駆動する２乗回路４と、定電流源回
路を構成するトランジスタＱ５とで構成してある。
【００８７】（Ｑ１、Ｑ２）と（Ｑ３、Ｑ４）は、相互
間において、エミッタ面積が１のトランジスタと２±√
３のトランジスタ（Ｑ１とＱ３）（Ｑ２とＱ４）の入力
端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接続される。
間において、エミッタ面積が１のトランジスタと２±√
３のトランジスタ（Ｑ１とＱ３）（Ｑ２とＱ４）の入力
端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接続される。
【００８８】ローカル周波数信号電圧ＶLOを入力とする
２乗回路４は、以上説明した２乗回路の２組を用いて、
または、１つの２乗回路の２出力のそれぞれを２分岐し
て、２つの出力電流Ｉ+ または２つの出力電流Ｉ- を当
該２乗回路４の２つの出力電流Ｉとし前記２つのエミッ
タ結合対トランジスタそれぞれを駆動する。
２乗回路４は、以上説明した２乗回路の２組を用いて、
または、１つの２乗回路の２出力のそれぞれを２分岐し
て、２つの出力電流Ｉ+ または２つの出力電流Ｉ- を当
該２乗回路４の２つの出力電流Ｉとし前記２つのエミッ
タ結合対トランジスタそれぞれを駆動する。
【００８９】３信号の割り振りは、第３実施例と同様で
ある。２乗回路４の出力電流をＩとすると、当該ＡＧＣ
付き周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、数式２９と表せる。
ある。２乗回路４の出力電流をＩとすると、当該ＡＧＣ
付き周波数逓倍・ミキサ回路の差動出力電流ΔＩOUT
は、数式２９と表せる。
【００９０】
【数２９】
【００９１】この第４実施例においても第３実施例と同
様に直線性の改善効果が得られる。
様に直線性の改善効果が得られる。
【００９２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＡＧＣ付
き周波数逓倍・ミキサ回路では、定電流源回路を除きト
ランジスタの縦積みを２段にして構成してあるので、３
Ｖ以下の電源電圧での動作を可能にする効果がある。
き周波数逓倍・ミキサ回路では、定電流源回路を除きト
ランジスタの縦積みを２段にして構成してあるので、３
Ｖ以下の電源電圧での動作を可能にする効果がある。
【図１】本発明の第１実施例に係るＡＧＣ付き周波数逓
倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
【図２】本発明で使用する２乗回路の第１実施例の回路
図である。
図である。
【図３】図２に示す２乗回路の入出力特性図である。
【図４】本発明で使用する２乗回路の第２実施例の回路
図である。
図である。
【図５】本発明で使用する２乗回路の第３実施例の回路
図である。
図である。
【図６】図５に示す２乗回路の入出力特性図である。
【図７】本発明で使用する２乗回路の第４実施例の回路
図である。
図である。
【図８】図７に示す２乗回路の入出力特性図である。
【図９】本発明で使用する２乗回路の第５実施例の回路
図である。
図である。
【図１０】図９に示す２乗回路の入出力特性図である。
【図１１】本発明で使用する２乗回路の第６実施例の回
路図である。
路図である。
【図１２】図１１に示す２乗回路の入出力特性図であ
る。
る。
【図１３】本発明の第２実施例に係るＡＧＣ付き周波数
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
【図１４】本発明の第３実施例に係るＡＧＣ付き周波数
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
【図１５】エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッ
タ結合対の４組からなる差動対の入出力特性図である。
タ結合対の４組からなる差動対の入出力特性図である。
【図１６】エミッタ面積比が１：２±√３であるエミッ
タ結合対の４組からなる差動対のトランスコンダクタン
ス特性図である。
タ結合対の４組からなる差動対のトランスコンダクタン
ス特性図である。
【図１７】本発明の第４実施例に係るＡＧＣ付き周波数
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
逓倍・ミキサ回路の構成ブロック図である。
【図１８】従来のＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路の
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
１ ２乗回路 ２ ２乗回路 ３ ２乗回路 ４ ２乗回路 Ｍ１１〜Ｍ１４ ＭＯＳトランジスタ Ｑ１〜Ｑ９ バイポーラトランジスタ Ｑ１１〜Ｑ１４ バイポーラトランジスタ
Claims (4)
- 【請求項１】 出力端が交差接続され、共通接続される
入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方が印
加される２つのエミッタ結合対トランジスタと； 横一
列配置の対トランジスタの組合わせからなり、ローカル
周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミッタ結合対ト
ランジスタそれぞれを駆動する２乗回路と； 前記２乗
回路の定電流源回路を構成するトランジスタであってそ
のベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の他方が重
畳されたベース電圧が印加されるトランジスタと； を
備えたことを特徴とするＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ
回路。 - 【請求項２】 ＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の一方
を入力とするエミッタ結合対トランジスタと； 横一列
配置の対トランジスタの組合わせからなり、ローカル周
波数信号電圧を入力とし前記エミッタ結合対トランジス
タを駆動する２乗回路と； 前記２乗回路の定電流源回
路を構成するトランジスタであってそのベースにＡＧＣ
制御電圧と高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電
圧が印加されるトランジスタと； を備えたことを特徴
とするＡＧＣ付き周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項３】 エミッタ面積比が１：２±√３であるエ
ミッタ結合対トランジスタの４組からなり、一方の２組
及び他方の２組のそれぞれにおける相互間においてエミ
ッタ面積が１のトランジスタと２±√３のトランジスタ
の入力端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接続され、
一方の２組と他方の２組の相互間において出力端が交差
接続され、共通接続される入力端間にＡＧＣ制御電圧と
高周波信号電圧の一方が印加される４つのエミッタ結合
対トランジスタと； 横一列配置の対トランジスタの組
合わせからなり、ローカル周波数信号電圧を入力とし前
記４つのエミッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動す
る２乗回路と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成す
るトランジスタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と
高周波信号電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加さ
れるトランジスタと； を備えたことを特徴とするＡＧ
Ｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路。 - 【請求項４】 エミッタ面積比が１：２±√３であるエ
ミッタ結合対トランジスタの２組からなり、相互間にお
いてエミッタ面積が１のトランジスタと２±√３のトラ
ンジスタの入力端同士及び出力端同士がそれぞれ共通接
続され、入力端間にＡＧＣ制御電圧と高周波信号電圧の
一方が印加される２つのエミッタ結合対トランジスタ
と； 横一列配置の対トランジスタの組合わせからな
り、ローカル周波数信号電圧を入力とし前記２つのエミ
ッタ結合対トランジスタそれぞれを駆動する２乗回路
と； 前記２乗回路の定電流源回路を構成するトランジ
スタであってそのベースにＡＧＣ制御電圧と高周波信号
電圧の他方が重畳されたベース電圧が印加されるトラン
ジスタと； を備えたことを特徴とするＡＧＣ付き周波
数逓倍・ミキサ回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5343171A JP2541495B2 (ja) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | Ａｇｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路 |
| GB9811143A GB2322492B (en) | 1993-10-27 | 1994-10-26 | Frequency multiplier and mixing circuit |
| US08/329,324 US5552734A (en) | 1993-10-27 | 1994-10-26 | Local oscillator frequency multiplier and mixing circuit comprising a squaring circuit |
| GB9421521A GB2284116B (en) | 1993-10-27 | 1994-10-26 | Frequency multiplier and mixing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5343171A JP2541495B2 (ja) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | Ａｇｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170128A JPH07170128A (ja) | 1995-07-04 |
| JP2541495B2 true JP2541495B2 (ja) | 1996-10-09 |
Family
ID=18359465
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5343171A Expired - Lifetime JP2541495B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-12-15 | Ａｇｃ付き周波数逓倍・ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2541495B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0717042D0 (en) * | 2007-09-03 | 2007-10-10 | Toumaz Technology Ltd | Multiplier, mixer, modulator, receiver and transmitter |
| IT201900016871A1 (it) * | 2019-09-20 | 2021-03-20 | St Microelectronics Srl | Circuito elettronico per triplicare la frequenza, in particolare per applicazioni in radiofrequenza nell'intervallo delle onde millimetriche |
-
1993
- 1993-12-15 JP JP5343171A patent/JP2541495B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07170128A (ja) | 1995-07-04 |
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