JP4282820B2 - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4282820B2 JP4282820B2 JP10318099A JP10318099A JP4282820B2 JP 4282820 B2 JP4282820 B2 JP 4282820B2 JP 10318099 A JP10318099 A JP 10318099A JP 10318099 A JP10318099 A JP 10318099A JP 4282820 B2 JP4282820 B2 JP 4282820B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transistor
- frequency
- electrically connected
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、異なる周波数を持つ二つの入力信号を受けて、これらの入力信号の各々の周波数に応じて新しい周波数を持つ信号を出力する周波数変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信装置の送受信回路において、送信または受信信号と所定の発振周波数を持つ局部発振信号（ローカル信号）を用いて、新しい周波数を持つ送信信号または中間周波数信号を生成する周波数変換回路が一般的に利用されている。例えば、受信機において、受信された高周波信号（ＲＦ信号）とローカル信号とを用いて、所定の中間周波数を持つ中間周波数信号（ＩＦ信号）が生成される。このような周波数変換回路は、周波数の異なる二つの入力信号を受けて、これらの入力信号の周波数の差または和を新しい周波数とする出力信号を発生するので、通常、ミクサ回路とも呼ばれている。
【０００３】
図１５は、ギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路の一例を示している。ギルバート乗算回路は、二つの入力信号の乗算信号を出力する回路であって、乗算器として用いられるほか、振幅変調回路および周波数変換回路など種々の用途にも適用できる。
【０００４】
図示のように、この周波数変換回路は、二重にした差動増幅回路により構成されている。ｎｐｎトランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動増幅回路を構成し、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースはそれぞれ信号ＳA とＳB の入力端子に接続され、これらのトランジスタのエミッタ同士が共通に接続され、その接続点が電流源ＩＳ１に接続されている。
ｎｐｎトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成している。トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベースはともに信号ＳC の入力端子に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ５のベースはともに信号ＳD の入力端子に接続されている。
【０００５】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。
トランジスタＴｒ３とＴｒ５のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路（ｌｏａｄ）Ｌ１を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路Ｌ２を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続されている。
【０００６】
上述したギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路において、信号ＳA とＳB は、例えば、一対の差動信号からなるＲＦ信号であり、信号ＳC とＳD は、例えば、一対の差動信号からなるローカル信号（ＬＯ信号）である。
【０００７】
ここで、信号ＳA とＳB からなる差動ＲＦ信号の差動電圧をＶ１とし、信号ＳC とＳD からなる差動ＬＯ信号の差動電圧をＶ２とする。また、負荷回路を流れる電流をΔＩとすると、次式により示す関係が成り立つ。
【０００８】
【数１】
ΔＩ＝Ｉee[tanh(V1/(2VT ))] [tanh(V2/(2VT ))] …（１）
【０００９】
式（１）において、Ｉeeは電流源ＩＳ１の供給電流である。また、ＶT ＝ｋＴ／ｑ、ｋはボルツマン定数、Ｔはトランジスタの接合部の温度、ｑは電子の電荷である。絶対温度３００°Ｋ（摂氏２７°）において、ＶT ＝２６ｍＶである。
【００１０】
Ｖ１，Ｖ２＜＜（２ＶT ）とすると、式（１）は以下のように近似できる。
【００１１】
【数２】
ΔＩ≒ＩeeＶ１Ｖ２／（４ＶT 2 ） …（２）
【００１２】
即ち、入力される差動信号の振幅が十分小さいとき、出力信号ＶOUT は、近似的に入力信号Ｖ１とＶ２との乗算信号になる。
ここで、例えば、Ｖ１＝ａ1 ｓｉｎ（２πｆ1 ｔ＋φ1 ）、Ｖ２＝ａ2 ｓｉｎ（２πｆ2 ｔ＋φ2 ）とすると、式（２）によって、次式が得られる。
【００１３】
【数３】
【００１４】
式（３）によって、周波数ｆ1 とｆ2 の差の周波数（ｆ1 −ｆ2 ）成分および和の周波数成分（ｆ1 ＋ｆ2 ）がそれぞれ存在することが分かる。通常、フィルタ回路によって何れか一つの周波数成分が取り出されて出力される。例えば、受信回路において、ＲＦ信号とローカル信号の差の周波数成分の信号が取り出され、中間周波数信号ＩＦとして中間増幅回路に供給される。
【００１５】
なお、ローカル信号は通常２ＶT に比べて十分大きな振幅を持つ矩形波を使用する。この場合、上記と同様に周波数変換の機能を有する。なお、この場合、式（１）においてＶ２が十分大きい場合に相当する。このとき、ｔａｎｈ（Ｖ２／（２ＶT ））≒１の近似式が成立する。ただし、この項は常に＋１とはならず、信号ＳC またはＳD の入力端子の差動電圧の極性により、＋または−の符号を持つ。従って、Ｖ１＜＜（２ＶT ）とすると、上述した式（１）は以下のように近似される。
【００１６】
【数４】
ΔＩ＝±ＩeeＶ１／（２ＶT ） …（４）
【００１７】
式（４）において、信号ＳC の入力端子の電位が信号ＳD の入力端子の電位より高いとき、＋の符号となり、逆に、信号ＳC の入力端子の電位が信号ＳD の入力端子の電位より低いとき、−の符号となる。即ち、この場合、ギルバート乗算回路は入力された差動ＲＦ信号Ｖ１をローカル信号Ｖ２の半周期毎に極性を反転させた波形に比例したものを出力する。言い換えると、信号ＩeeＶ１／（２ＶT ）と図１６に示す矩形波との乗算と考えることができる。
【００１８】
ここで、図１６に示す矩形波を信号ｆ（ｔ）とし、これをフーリエ級数展開すると、次式のような無限の級数になる。
【００１９】
【数５】
f(t)=(4/π) [sin(2πf2t)+ (1/3)sin(6πf2t)+(1/5)sin(10πf2t)…] …（５）
【００２０】
ＩeeＶ１／（２ＶT ）とｆ（ｔ）との乗算の結果には、式（５）に示すすべての項の影響が含まれる。現実には、式（５）の右辺第１項以外は、フィルタ回路およびトランジスタの周波数特性などの効果により、十分小さくなる。従って、第１項のみで考えればよい。また、Ｖ１＝ａ 1 ｓｉｎ（２πｆ 1 ｔ＋φ 1 ）を代入すると、次の式が求められる。
【００２１】
【数６】
Ｉee (V1/(2V T )) ｆ(t)= 2Ｉee a1/(VT π)sin(2πf2t) sin(2πf1t+φ2 )
…（６）
【００２２】
式（３）と同様な計算により、周波数変換器としての機能が容易に理解できる。なお、ローカル信号として、大きな振幅を持つ矩形波を用いるメリットは、周波数変換回路の出力信号の振幅が大きくなり、また、その結果として、雑音指数ＮＦ（Ｎｏｉｓｅ ｆｉｇｕｒｅ）が改善されるなどの効果が挙げられる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のギルバート乗算回路を用いた周波数変換回路では、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ、即ち、図１５におけるノードＮＤ１とＮＤ２にローカル信号の２倍の周波数を有するパルス状の電圧ノイズが発生する。これは、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ６を駆動する回路のスルーレートの制限により、理想的な矩形波は供給できず、立ち上がりおよび立ち下がりに有限の時間を持つ波形になるからである。さらに、トランジスタＴｒ３とＴｒ４、Ｔｒ５とＴｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成しており、差動増幅回路の共通のエミッタの電位は差動増幅回路を構成する二つのトランジスタのベース電位の何れか高い方に追随するため、上記のパルス状の電圧ノイズが発生する。
図１７は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６のベースにそれぞれ入力される信号ＳC ，ＳD の波形およびトランジスタＴｒ１のコレクタに発生したパルス状のノイズ信号ＳG の波形を示している。なお、トランジスタＴｒ２のコレクタに発生したノイズ信号ＳH はノイズ信号ＳG とほぼ同じ波形を有するので、図１７においては信号ＳH が省略され、信号ＳG の波形のみが示されている。
【００２４】
この電圧ノイズはパルス信号として現れるため、高調波成分を含み、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２を経由して高周波のＲＦ信号を構成する差動信号ＳA およびＳB の入力端子にスプリアス（不要輻射）として漏れてしまう。いわゆるローカルリークが発生してしまう。このローカルリークはＲＦ信号を出力する回路に悪影響を与えるという不利益がある。
【００２５】
通常の送受信回路において、スプリアスは電波法で定めた値以下に抑える必要がある。また、最近のテレビ受信機においては、異なるチャネルを同時に受信できるように、複数のチューナーユニットを装備するものがある。ところが、テレビ放送に割り当てられた周波数範囲は広いので、低い周波数に割り当てられたチャネルを選択した場合にはローカル信号の周波数も低くなり、このローカル信号の高調波成分が他の高い周波数を持つチャネルの周波数帯域に入る場合がある。例えば、ローカル周波数として２０１．１５ＭＨｚを使用した場合、その２倍の周波数である４０２．３０ＭＨｚのパルス状のノイズが生じる。この４０２．３ＭＨｚの周波数が他のチャネルの周波数範囲に含まれる。また、４倍の周波数である８０４．６０ＭＨｚの周波数も同様である。
【００２６】
高い周波数成分を含むこのパルス状のノイズは、他のチューナーユニットに悪影響を及ぼす可能性があるので、十分に抑制しなければならない。しかしながら、このように悪影響を及ぼす高調波成分は数１００ＭＨｚおよびそれ以上と非常に高いので、チューナーユニットの内部で大きく減衰させることは技術的に困難であり、しかもフィルタなどの部品の追加などによるコスト増が大きくなるという不利益が生ずる。
【００２７】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成を大幅に変更することなく、ローカル信号およびその高調波成分の漏れを低減できる周波数変換回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の周波数変換回路は、
第１の周波数を持つ第１の差動信号の一方の信号が入力される第１の入力端子と、上記第１の差動信号の他方の信号が入力される第２の入力端子と、
第２の周波数を持つ第２の差動信号の一方の信号が入力される第３の入力端子と、上記第２の差動信号の他方の信号が入力される第４の入力端子と、
上記第１及び第２の周波数に応じた第３の周波数を持つ第３の差動信号の一方の信号が出力される第１の出力端子と、上記第３の差動信号の他方の信号が出力される第２の出力端子と、
上記第１の入力端子にベースが電気的に接続される第１のトランジスタと、上記第２の入力端子にベースが電気的に接続される第２のトランジスタと、上記第１のトランジスタのエミッタと第１のノードとの間に電気的に接続される第１の抵抗素子と、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１のノードとの間に電気的に接続される第２の抵抗素子とを含む第１の差動増幅回路と、
上記第１のノードに電流を供給する電流源回路と、上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第３のトランジスタと、上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第４のトランジスタとを含む第２の差動増幅回路と、
上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第５のトランジスタと、上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第６のトランジスタとを含む第３の差動増幅回路と、
上記第３のトランジスタのコレクタと上記第５のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第１の負荷回路と、
上記第４のトランジスタのコレクタと上記第６のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第２の負荷回路と、
上記第１のトランジスタのコレクタと所定の電圧供給端子との間に電気的に接続される第１のキャパシタと、
上記第２のトランジスタのコレクタと上記電圧供給端子との間に電気的に接続される第２のキャパシタとを有する。
【００２９】
また、本発明の周波数変換回路において、好適には、上記電圧供給端子には電源電圧又は接地電位が印加されている。
【００３０】
また、本発明の周波数変換回路においては、好適には、上記第１の差動信号が高周波信号であり、上記第２の差動信号がローカル信号であり、上記第３の差動信号が中間周波数信号である。
【００３１】
また本発明の周波数変換回路において、好適には、上記第１および第２のキャパシタの容量値はそれぞれ、１／（２πｆ LO Ｒ）〜１／（２πｆ 0 Ｒ）の範囲の値に設定される。ただし、ｆ 0 は、上記高周波信号の周波数であり、ｆ LO は、上記ローカル信号の周波数であり、Ｒは、上記第３のトランジスタまたは上記第４のトランジスタの出力インピーダンスである。
【００３２】
本発明によれば、第２の周波数を持つ第２の差動信号に含まれる第２の周波数成分およびその高調波成分の第１および第２のトランジスタのベース側への漏れが抑制される。
また、上記第１および第２のキャパシタの容量値は、第１と第２の周波数、所望の中間周波数信号出力レベルおよびローカルリーク抑制の効果に応じて適切に設定することができる。高周波信号の周波数変換回路においては、ＩＣチップに内蔵可能な小さな容量であり、回路の複雑化および面積の増加を必要最小限に抑制できる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は本発明に係る周波数変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の周波数変換回路は、二重にした差動増幅回路により構成されている。ｎｐｎトランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動増幅回路を構成し、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースはそれぞれ信号ＳA とＳB の入力端子に接続され、これらのトランジスタのエミッタ同士が共通に接続され、その接続点が電流源ＩＳ１に接続されている。電流源ＩＳ１により、トランジスタＴｒ１とＴｒ２からなる差動増幅回路に動作電流Ｉeeが供給される。
ｎｐｎトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成している。トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベースはともに信号ＳC の入力端子に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ５のベースはともに信号ＳD の入力端子に接続されている。
【００３４】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。当該接続点によってノードＮＤ１が形成されている。また、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。当該接続点によってノードＮＤ２が形成されている。
ノードＮＤ１と接地電位ＧＮＤとの間にキャパシタＣ１が接続され、さらに、ノードＮＤ２と接地電位ＧＮＤとの間にキャパシタＣ２が接続されている。
【００３５】
トランジスタＴｒ３とＴｒ５のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路（ｌｏａｄ）Ｌ１を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路Ｌ２を回路電源電圧ＶCCの供給線に接続されている。
負荷回路Ｌ１およびＬ２は、例えば、抵抗素子により構成することができる。また、所望の周波数成分のみを取り出すため、例えば、中間周波数ｆI の周波数成分を含む中間信号のみを取り出すため、中間周波数ｆI を共振周波数とする共振回路によって構成することもできる。
【００３６】
上述したギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路において、信号ＳA とＳB は、例えば、一対の差動信号からなるＲＦ信号であり、信号ＳC とＳD は、一対の差動信号からなるローカル信号（ＬＯ信号）である。
【００３７】
以下、等価回路を用いて本実施形態の周波数変換回路の動作について詳細に説明する。
図１に示す本実施形態の周波数変換回路では、左右対称の形になっているので、回路動作を解析するために、便宜上左または右半分の回路のみを用いる。ここで、例えば左半分の回路のみを取り出すと、図２に示す回路が得られる。図示のように、この回路においてトランジスタＴｒ３とＴｒ４は差動回路を構成し、トランジスタＴｒ１および電流源ＩＳ１は、この差動回路に動作電流を供給する電流源に等しい。トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに、例えば、差動信号形式のローカル信号が入力されるので、ある時点でみると、トランジスタＴｒ３とＴｒ４の内、何れか一方のみがオンし、他方がオフすることになり、図２をさらに図３のように簡略できる。
【００３８】
図３に示す簡略回路において、通常トランジスタＴｒ３を駆動する回路、即ち、ローカル信号発生回路の出力部分は、エミッタフォロワなどの低インピーダンス回路で構成されているので、トランジスタＴｒ３は近似的にベース接地回路と見なせる。また、トランジスタＴｒ１の出力はコレクタからなされるので、高インピーダンス出力、即ち、電流源と見なすことができる。
従って、図３の簡略回路は、図４に示す等価回路により表すことができる。ただし、図４において簡単のためにトランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は一つの電流源ＩＳ０１で表されている。また、トランジスタＴｒ３は近似的にベース接地回路とみなせるので、その入力インピーダンスＲ１は低く、キャパシタＣ１の容量の影響を比較的に受けにくい。
【００３９】
図４に示すように、トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は、近似的に電流源ＩＳ０１により表される。並列に接続されているキャパシタＣ１とトランジスタＴｒ３の入力インピーダンスＲ１にそれぞれ電流ＩC とＩr が流れる。さらに、トランジスタＴｒ３はベース接地回路とみなせるので、電流源ＩＳ０２によって入力電流Ｉr と同じ電流が供給され、負荷回路Ｌ１に入力される。負荷回路Ｌ１に出力信号ＳE が発生される。
【００４０】
以下、数式を用いて、キャパシタＣ１の容量値について考察する。
図４の等価回路において、電流源ＩＳ０１の供給電流をＩO とすると、トランジスタＴｒ３に流れる電流Ｉr 、即ち、等価電流源ＩＳ０２の供給電流Ｉr は、次式により求められる。
【００４１】
【数７】
【００４２】
式（７）により、角周波数ωに対して電流Ｉr の絶対値｜Ｉr ｜は近似的に図５に示す特性を示している。図示のように、電流Ｉr は等価的に低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）の出力信号とほぼ同じ特性を有する。そのカットオフ周波数ｆO 、即ち、電流｜Ｉr ｜のレベルが最大値より３ｄＢ減衰したときの周波数ｆO は、次式により与えられる。
【００４３】
【数８】
ｆO ＝ωO ／（２π）＝１／（２πＲ１Ｃ１）…（８）
【００４４】
カットオフ周波数ｆO より高い周波数領域において、電流｜Ｉr ｜のレベルは−６ｄＢ／Ｏｃｔで減衰していく。このため、カットオフ周波数ｆO より周波数の低い帯域で使用するのが適切である。即ち、図５に示すロールオフ点より左側のフラットな特性を持つ領域を使用することが適切である。
【００４５】
ここで、実際の回路において、ＲＦ信号の周波数、即ち、電流源ＩＳ０１の出力電流ＩＯの周波数ｆＯを１７０ＭＨｚとし、トランジスタＴｒ３の出力電流Ｉｒを２．５ｍＡとすると、トランジスタＴｒ３の出力インピーダンスＲ１は、式（９）により、１０Ωとなる。式（８）により、キャパシタＣ１の容量値が算出できる。ここで、Ｃ１＝１／（２πｆＯＲ１）＝９３．６ｐＦとなる。即ち、ＲＦ信号の周波数が１７０ＭＨｚの場合に、キャパシタＣ１の容量値が９３．５ｐＦ以下に設定することにより、キャパシタＣ１による出力の減衰が少なく、図５に示す電流｜Ｉｒ｜の特性のフラットな部分において出力が得られる。
【００４６】
【数９】
Ｒ１≒１／ｇｍ＝ｋＴ／ｑＩｃ≒２６（ｍＶ）／Ｉｃ（ｍＡ）…（９）
ｋ：ボルツマン定数
Ｔ：絶対温度
ｑ：電子の電荷
Ｉｃ：トランジスタＴｒ３のコレクタ電流
【００４７】
図６は、シミュレーションで用いられている周波数変換回路の一回路例を示している。図示のように、この回路は、図１に示す本実施形態の周波数変換回路とほぼ同じ構成を有している。トランジスタＴｒ１とＴｒ２からなる差動増幅回路において、ＲＦ信号としてトランジスタＴｒ１のベースに１７０ＭＨｚの発振信号が入力される。一方、トランジスタＴｒ２のベースはキャパシタＣ４を介して接地されているので、等価的にトランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースに１７０ＭＨｚの差動信号からなるＲＦ信号が入力されている。
【００４８】
図６に示すシミュレーション用回路において、ローカル信号として、２１０ＭＨｚの差動信号が用いられている。さらに、負荷回路として１０Ωの抵抗値を持つ抵抗素子Ｒ１１とＲ１２がそれぞれ用いられている。
【００４９】
このように構成された周波数変換回路において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタに接続されているキャパシタＣ１とＣ２の容量値を順次変えていく場合、図７に示すシミュレーションの結果が得られる。ここで、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ電流をそれぞれＩ1 ，Ｉ2 とし、抵抗素子Ｒ１１とＲ１２により生じた出力電圧をそれぞれＶ1 ，Ｖ2 とする。
図７は、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を変化させた場合の差電流Ｉ1 −Ｉ2 における１７０ＭＨｚの周波数成分の電流レベルおよび差電圧Ｖ1 −Ｖ2 における中間周波数４０ＭＨｚの周波数成分の電圧レベルを示したグラフである。なお、図７において、それぞれの差電流および差電圧は、キャパシタＣ１とＣ２の容量が０の場合、即ち、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタにキャパシタＣ１とＣ２を接続しない場合における差電流および差電圧で正規化して、さらにｄＢで表示したものである。
【００５０】
図７に示すように、差電流Ｉ1 −Ｉ2 における１７０ＭＨｚの周波数成分は、キャパシタＣ１（またはＣ２）の容量値の増加に伴い低減する。Ｃ１＝Ｃ２＝０の場合の差電流Ｉ1 −Ｉ2 の値で正規化した場合、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦのとき、差電流Ｉ1 −Ｉ2 の１７０ＭＨｚの周波数成分のレベルは、３ｄＢ低減した値となる。
負荷回路をなす抵抗素子Ｒ１１とＲ１２で取り出された電圧信号で求められた差電圧Ｖ1 −Ｖ2 における中間周波数成分、この場合４０ＭＨｚの周波数成分は、図示のようにキャパシタＣ１またはＣ２の容量値の増加に伴い、最初にわずか（１ｄＢ以下）に増加するが、その後ほぼ差電流Ｉ1 −Ｉ2 と同じ傾向で低減していく。
【００５１】
図７により、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、例えば、７０ｐＦ以下に設定することにより、出力される差動電流Ｉ1 −Ｉ2 の電流レベルおよび差電圧Ｖ1 −Ｖ2 の電圧レベルは、キャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて、レベルの減衰が３ｄＢ以下に抑えられる。
【００５２】
次に、キャパシタＣ１およびＣ２を接続することにより、パルス状のノイズによる影響の低減について説明する。
図８は、図１に示す本実施形態の周波数変換回路の半分のみを取り出した簡略回路を示している。図示のように、トランジスタＴｒ３とＴｒ４により差動増幅回路が構成され、トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は、この差動増幅回路に動作電流を供給する電流源として機能する。
【００５３】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに、ローカル信号として、図９（ａ）に示す電圧信号ＳC とＳD がそれぞれ入力される。図９（ａ）に示すように、信号ＳC とＳD は完全な方形波ではなく、立ち上がりおよび立ち下がりがそれぞれ一定のスルーレートを持つ波形となる。このため、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタとトランジスタＴｒ１のコレクタとの接続点、即ち、ノードＮＤ１には、同図（ｂ）に示すパルス状の信号ＳG が現れる。当該パルス状の信号ＳG は、トランジスタＴｒ３およびＴｒ４のベースに入力される信号ＳC およびＳD の半分の周期を持つので、ローカル信号の２倍の周波数成分を基本波として、広い帯域幅を持つ信号となる。
【００５４】
ここで、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに入力されるローカル信号の周波数をｆLOとすると、上述したようにパルス状の信号ＳG の周波数は２ｆLOとなる。そして、信号ＳG には、２ｆLOの整数倍の周波数成分が、トランジスタＴｒ１のベースにローカルリークとして、信号漏れとなる。この漏れ信号により、例えば、受信機の動作が影響される。特に、複数のチャネルを同時に受信するテレビ受信機の場合、ローカルリークにより、他のチャネルの受信信号に漏れた周波数成分が混入し、信号の劣化が生じる。
【００５５】
本実施形態においては、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間にそれぞれキャパシタＣ１とＣ２が接続される。これらのキャパシタによりパルス状の信号ＳG のベース側への漏れを防止する。以下、等価回路および数式を用いて、これについてさらに詳細に説明する。
【００５６】
図８に示す簡略回路において、ある時点でみると、差動増幅回路を構成するトランジスタＴｒ３とＴｒ４の内、何れか一つのみがオンし、他方がオフする。このため、図８はさらに簡略化できる。
図１０は、図８に示す回路をさらに簡略化した回路を示している。図示のように、この簡略化回路は、トランジスタＴｒ３が動作しているときの回路構成を等価的に示している。トランジスタＴｒ３のコレクタは負荷回路Ｌ１に接続され、エミッタはトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。パルス状の信号ＳG のトランジスタＴｒ１のベースへの漏れを考察する場合に、トランジスタＴｒ３のベースにパルス状の信号ＳG が入力されることになる。このとき、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤ間に接続されているキャパシタＣ１によって信号ＳG のトランジスタＴｒ１のベースへの漏れがどの程度減衰されるかについて等価回路およびそれに基づいた数式を用いて分析する。
【００５７】
図１０に示す簡略化回路において、等価的にトランジスタＴｒ３はエミッタフォロワを構成している。トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１により、当該エミッタフォロワに動作電流を供給する電流源が構成されている。このため、図１０の回路は、図１１に示す等価回路により表すことができる。図１１の等価回路において、抵抗Ｒ２はトランジスタＴｒ３からなるエミッタフォロワの出力抵抗である。
【００５８】
図１１において、信号ＳO はトランジスタＴｒ３のベースに入力されるパルス状の信号を示す。信号ＳO の電圧レベルをＶO とすると、ノードＮＤ１に現れる信号ＳG の電圧レベルＶG は、次式により求められる。
【００５９】
【数１０】
【００６０】
式（１０）により、角周波数ωが大きくなるに伴い、トランジスタＴｒ１のコレクタに現れるパルス信号ＳG の電圧レベルＶG が低減する。なお、式（１０）に基づき、パルス信号ＳG の基本波及び高周波成分のレベルは、近似的に図１２に示す大きさで減衰される。なお、図１２において、平坦な部分の減衰量は０ｄＢである。図１２におけるロールオフ点は、例えば、電圧ＶG が最大値より３ｄＢ減衰したことで定義される。
【００６１】
同図に示すように、ロールオフ点に対応した角周波数（以下、便宜上カットオフ角周波数という）ωO より低い周波数領域において、電圧ＶG は周波数の上昇に伴う減衰が少なく、ほぼフラットな特性を有する。カットオフ周波数より高い周波数領域において、周波数の上昇に伴い電圧ＶG がほぼ−６ｄＢ／Ｏｃｔの割合で低下していく。
【００６２】
式（１０）に基づき、カットオフ周波数ｆO は、次式のように求められる。
【００６３】
【数１１】
ｆO ＝ωO ／（２π）＝１／（２πＲ２Ｃ１）…（１１）
【００６４】
ローカル信号の周波数ｆLOが決まると、ローカルリークを抑制するために必要なキャパシタＣ１の容量値を決められる。ここで、一例として、例えば、エミッタフォロワの出力インピーダンスＲ２を１０Ωとし、ローカル信号の周波数ｆLOを２１０ＭＨｚとし、２ｆLO＝４２０ＭＨｚとすると、キャパシタＣ１の容量値は、Ｃ１＝１／（２πｆO Ｒ２）＝３７．９ｐＦとなる。即ち、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤ間に３７．９ｐＦのキャパシタＣ１を接続することにより、トランジスタＴｒ１のコレクタに現れるパルス状のノイズ信号ＳG のレベルＶG を、キャパシタＣ１を接続しない場合に比べて、約３ｄＢを低減させることができる。パルス状の信号ＳG に含まれている高調波成分も減衰される。特にレベルの大きい４ｆLO成分はほぼ６ｄＢ減衰される。
【００６５】
トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタに接続されているキャパシタＣ１およびＣ２の容量値を大きくすることにより、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタに現れるパルス状のノイズ信号ＳG のレベルをさらに減衰させることができ、ローカルリークを有効に防止できる。なお、キャパシタＣ１の容量を大きくすると、中間周波数信号ＩＦの出力レベルも低下するので、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を適宜に設定することが必要である。
【００６６】
前述したシミュレーションにおいて、ＲＦ信号の周波数が１７０ＭＨｚ、ローカル信号の周波数が２１０ＭＨｚの場合において、キャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて、出力信号のレベルの減衰を３ｄＢ以下に抑制するために、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、９３．６ｐＦ以下に設定する必要がある。同様な条件においてローカルリークをキャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて３ｄＢ以上に抑えるために、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、３７．９ｐＦ以上に設定する必要がある。これらをあわせると、上述したシミュレーションの条件において、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を３７．９ｐＦ＜Ｃ１＝Ｃ２＜９３．６ｐＦの範囲内に設定すれば、所望の中間周波数信号出力レベルとローカル減衰特性を獲得できる。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態によれば、トランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動回路を構成し、これらのトランジスタのベースに第１の周波数を持つ第１の差動信号を入力し、トランジスタＴｒ３とＴｒ４、トランジスタＴｒ５とＴｒ６によりそれぞれ差動回路を構成し、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタをともにトランジスタＴｒ１のコレクタに接続し、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタをトランジスタＴｒ２のコレクタに接続し、トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベース同士の接続点およびトランジスタＴｒ４とＴｒ５のベース同士の接続点にそれぞれ第２の周波数を持つ第２の差動信号を入力する。トランジスタＴｒ３，Ｔｒ５のコレクタ同士の接続点およびトランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士の接続点から第１と第２の周波数に基づいた第３の周波数を持つ信号が出力される。トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタと所定の共通電位間にそれぞれキャパシタＣ１およびＣ２を接続するので、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタに第２の差動信号に応じて発生するパルス状のノイズ信号のレベルを低減でき、これらのトランジスタのベースへのノイズ信号の漏れを抑制できる。
【００６８】
第２実施形態
図１３は本発明に係る周波数変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態の周波数変換回路において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に抵抗素子ＲE1およびＲE2が接続されている点を除けば、図１に示す第１の実施形態の周波数変換回路とほぼ同じ構成を有する。
【００６９】
図１３に示すように、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のベースは、それぞれ差動信号を構成する信号ＳA とＳB の入力端子に接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタとノードＮＤ３との間に、抵抗素子ＲE1が接続され、トランジスタＴｒ２のエミッタとノードＮＤ３との間に、抵抗素子ＲE2が接続されている。さらに、ノードＮＤ３は電流源ＩＳ１に接続されている。なお、電流源ＩＳ１は、ノードＮＤ３に電流Ｉeeを供給する。
【００７０】
図示のように、第１の実施形態とほぼ同様に、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に、キャパシタＣ１が接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に、キャパシタＣ２が接続されている。これらのキャパシタＣ１とＣ２の容量値を適宜に設定することによって、出力される中間周波数信号のレベルを大きく減衰させることなく、ローカル信号およびその高周波成分のＲＦ信号発生側への漏れを防止できる。
【００７１】
第３実施形態
図１４は本発明に係る周波数変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態では、図１に示す第１の実施形態に比べて、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に抵抗素子ＲE3を設けたことと、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタにそれぞれ電流源ＩＳ１１とＩＳ１２を接続したこと点では異なる。それ以外の他の構成は、第１の実施形態とほぼ同じである。
【００７２】
図示のように、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースは、それぞれ差動信号を構成する信号ＳA とＳB の入力端子に接続されている。トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に、抵抗素子ＲE3が接続されている。さらに、トランジスタＴｒ１のエミッタは、電流源ＩＳ１１に接続され、トランジスタＴｒ２のエミッタは電流源ＩＳ１２に接続されている。なお、図１に示す第１の実施形態において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ同士の接続点に接続されている電流源ＩＳ１は動作電流Ｉeeを供給するが、これに対して本実施形態における電流源ＩＳ１１とＩＳ１２は、それぞれトランジスタＴｒ１およびＴｒ２のエミッタに動作電流Ｉee／２を供給する。
【００７３】
以上説明したように、図１３および図１４に示す本発明の第２および第３の実施形態によれば、差動増幅回路を構成するトランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ同士が直接に接続されるのではなく、抵抗素子を介して接続される。これらのトランジスタのエミッタ同士間に接続されている抵抗素子に生じた電圧信号は、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２の入力側にとって負帰還信号となる。この負帰還により、回路の周波数特性および動作の安定性などが改善される。
【００７４】
なお、上述した本発明のそれぞれの実施形態において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ側に接続されているキャパシタＣ１とＣ２の他方の端子は接地されているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、電源電圧の供給線側に接続しても、同様な効果が得られる。また、電源電圧の供給線および接地線以外でも、所定の定電圧を供給する低インピーダンスの基準電圧源に接続しても同様な効果が得られることはいうまでもない。
さらに、上述した各実施形態は、何れもｎｐｎトランジスタで構成された周波数変換回路を例として説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、ｐｎｐトランジスタを用いて構成することもできる。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の周波数変換回路によれば、回路構成を複雑化することなく、キャパシタを追加するといった簡単な変更でローカル信号で発生する高周波のパルスノイズおよびその高調波成分の漏れを抑制でき、回路の性能を改善できる利点がある。また、本発明により、回路に追加されるキャパシタの容量は小さく、ＩＣ化できるため、回路面積の増加を必要最小限に抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の周波数変換回路を簡略化した回路である。
【図３】図２の回路をさらに簡略化した回路である。
【図４】図３に示す簡略化回路の等価回路である。
【図５】図４に示す等価回路における電流−周波数特性を示すグラフである。
【図６】シミュレーション回路の回路図である。
【図７】シミュレーション回路における信号の出力レベルとキャパシタの容量との関係を示すグラフである。
【図８】信号漏れを考察するための簡略化回路の回路図である。
【図９】入力信号およびそれに応じたパルス状のノイズの波形を示す図である。
【図１０】図８の回路をさらに簡略化した回路である。
【図１１】図１０に示す簡略化回路の等価回路である。
【図１２】図１１の等価回路における信号漏れのレベルと周波数との関係を示すグラフである。
【図１３】本発明に係る周波数変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図１４】本発明に係る周波数変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図１５】従来の周波数変換回路の一例を示す回路図である。
【図１６】周波数変換回路に入力されるローカル信号を示す図である。
【図１７】従来の周波数変換回路に入力されるローカル信号およびそれに応じて発生するパルス状のノイズの波形を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６…トランジスタ、Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、Ｌ１，Ｌ２…負荷回路、ＲE ，ＲE1，ＲE2，Ｒ１，Ｒ２…抵抗素子、ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３…電流源、ＶCC，Ｖee…電源電圧、ＧＮＤ…接地電位。
【発明の属する技術分野】
本発明は、異なる周波数を持つ二つの入力信号を受けて、これらの入力信号の各々の周波数に応じて新しい周波数を持つ信号を出力する周波数変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信装置の送受信回路において、送信または受信信号と所定の発振周波数を持つ局部発振信号（ローカル信号）を用いて、新しい周波数を持つ送信信号または中間周波数信号を生成する周波数変換回路が一般的に利用されている。例えば、受信機において、受信された高周波信号（ＲＦ信号）とローカル信号とを用いて、所定の中間周波数を持つ中間周波数信号（ＩＦ信号）が生成される。このような周波数変換回路は、周波数の異なる二つの入力信号を受けて、これらの入力信号の周波数の差または和を新しい周波数とする出力信号を発生するので、通常、ミクサ回路とも呼ばれている。
【０００３】
図１５は、ギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路の一例を示している。ギルバート乗算回路は、二つの入力信号の乗算信号を出力する回路であって、乗算器として用いられるほか、振幅変調回路および周波数変換回路など種々の用途にも適用できる。
【０００４】
図示のように、この周波数変換回路は、二重にした差動増幅回路により構成されている。ｎｐｎトランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動増幅回路を構成し、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースはそれぞれ信号ＳA とＳB の入力端子に接続され、これらのトランジスタのエミッタ同士が共通に接続され、その接続点が電流源ＩＳ１に接続されている。
ｎｐｎトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成している。トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベースはともに信号ＳC の入力端子に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ５のベースはともに信号ＳD の入力端子に接続されている。
【０００５】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。
トランジスタＴｒ３とＴｒ５のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路（ｌｏａｄ）Ｌ１を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路Ｌ２を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続されている。
【０００６】
上述したギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路において、信号ＳA とＳB は、例えば、一対の差動信号からなるＲＦ信号であり、信号ＳC とＳD は、例えば、一対の差動信号からなるローカル信号（ＬＯ信号）である。
【０００７】
ここで、信号ＳA とＳB からなる差動ＲＦ信号の差動電圧をＶ１とし、信号ＳC とＳD からなる差動ＬＯ信号の差動電圧をＶ２とする。また、負荷回路を流れる電流をΔＩとすると、次式により示す関係が成り立つ。
【０００８】
【数１】
ΔＩ＝Ｉee[tanh(V1/(2VT ))] [tanh(V2/(2VT ))] …（１）
【０００９】
式（１）において、Ｉeeは電流源ＩＳ１の供給電流である。また、ＶT ＝ｋＴ／ｑ、ｋはボルツマン定数、Ｔはトランジスタの接合部の温度、ｑは電子の電荷である。絶対温度３００°Ｋ（摂氏２７°）において、ＶT ＝２６ｍＶである。
【００１０】
Ｖ１，Ｖ２＜＜（２ＶT ）とすると、式（１）は以下のように近似できる。
【００１１】
【数２】
ΔＩ≒ＩeeＶ１Ｖ２／（４ＶT 2 ） …（２）
【００１２】
即ち、入力される差動信号の振幅が十分小さいとき、出力信号ＶOUT は、近似的に入力信号Ｖ１とＶ２との乗算信号になる。
ここで、例えば、Ｖ１＝ａ1 ｓｉｎ（２πｆ1 ｔ＋φ1 ）、Ｖ２＝ａ2 ｓｉｎ（２πｆ2 ｔ＋φ2 ）とすると、式（２）によって、次式が得られる。
【００１３】
【数３】
式（３）によって、周波数ｆ1 とｆ2 の差の周波数（ｆ1 −ｆ2 ）成分および和の周波数成分（ｆ1 ＋ｆ2 ）がそれぞれ存在することが分かる。通常、フィルタ回路によって何れか一つの周波数成分が取り出されて出力される。例えば、受信回路において、ＲＦ信号とローカル信号の差の周波数成分の信号が取り出され、中間周波数信号ＩＦとして中間増幅回路に供給される。
【００１５】
なお、ローカル信号は通常２ＶT に比べて十分大きな振幅を持つ矩形波を使用する。この場合、上記と同様に周波数変換の機能を有する。なお、この場合、式（１）においてＶ２が十分大きい場合に相当する。このとき、ｔａｎｈ（Ｖ２／（２ＶT ））≒１の近似式が成立する。ただし、この項は常に＋１とはならず、信号ＳC またはＳD の入力端子の差動電圧の極性により、＋または−の符号を持つ。従って、Ｖ１＜＜（２ＶT ）とすると、上述した式（１）は以下のように近似される。
【００１６】
【数４】
ΔＩ＝±ＩeeＶ１／（２ＶT ） …（４）
【００１７】
式（４）において、信号ＳC の入力端子の電位が信号ＳD の入力端子の電位より高いとき、＋の符号となり、逆に、信号ＳC の入力端子の電位が信号ＳD の入力端子の電位より低いとき、−の符号となる。即ち、この場合、ギルバート乗算回路は入力された差動ＲＦ信号Ｖ１をローカル信号Ｖ２の半周期毎に極性を反転させた波形に比例したものを出力する。言い換えると、信号ＩeeＶ１／（２ＶT ）と図１６に示す矩形波との乗算と考えることができる。
【００１８】
ここで、図１６に示す矩形波を信号ｆ（ｔ）とし、これをフーリエ級数展開すると、次式のような無限の級数になる。
【００１９】
【数５】
f(t)=(4/π) [sin(2πf2t)+ (1/3)sin(6πf2t)+(1/5)sin(10πf2t)…] …（５）
【００２０】
ＩeeＶ１／（２ＶT ）とｆ（ｔ）との乗算の結果には、式（５）に示すすべての項の影響が含まれる。現実には、式（５）の右辺第１項以外は、フィルタ回路およびトランジスタの周波数特性などの効果により、十分小さくなる。従って、第１項のみで考えればよい。また、Ｖ１＝ａ 1 ｓｉｎ（２πｆ 1 ｔ＋φ 1 ）を代入すると、次の式が求められる。
【００２１】
【数６】
Ｉee (V1/(2V T )) ｆ(t)= 2Ｉee a1/(VT π)sin(2πf2t) sin(2πf1t+φ2 )
…（６）
【００２２】
式（３）と同様な計算により、周波数変換器としての機能が容易に理解できる。なお、ローカル信号として、大きな振幅を持つ矩形波を用いるメリットは、周波数変換回路の出力信号の振幅が大きくなり、また、その結果として、雑音指数ＮＦ（Ｎｏｉｓｅ ｆｉｇｕｒｅ）が改善されるなどの効果が挙げられる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来のギルバート乗算回路を用いた周波数変換回路では、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ、即ち、図１５におけるノードＮＤ１とＮＤ２にローカル信号の２倍の周波数を有するパルス状の電圧ノイズが発生する。これは、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ６を駆動する回路のスルーレートの制限により、理想的な矩形波は供給できず、立ち上がりおよび立ち下がりに有限の時間を持つ波形になるからである。さらに、トランジスタＴｒ３とＴｒ４、Ｔｒ５とＴｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成しており、差動増幅回路の共通のエミッタの電位は差動増幅回路を構成する二つのトランジスタのベース電位の何れか高い方に追随するため、上記のパルス状の電圧ノイズが発生する。
図１７は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６のベースにそれぞれ入力される信号ＳC ，ＳD の波形およびトランジスタＴｒ１のコレクタに発生したパルス状のノイズ信号ＳG の波形を示している。なお、トランジスタＴｒ２のコレクタに発生したノイズ信号ＳH はノイズ信号ＳG とほぼ同じ波形を有するので、図１７においては信号ＳH が省略され、信号ＳG の波形のみが示されている。
【００２４】
この電圧ノイズはパルス信号として現れるため、高調波成分を含み、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２を経由して高周波のＲＦ信号を構成する差動信号ＳA およびＳB の入力端子にスプリアス（不要輻射）として漏れてしまう。いわゆるローカルリークが発生してしまう。このローカルリークはＲＦ信号を出力する回路に悪影響を与えるという不利益がある。
【００２５】
通常の送受信回路において、スプリアスは電波法で定めた値以下に抑える必要がある。また、最近のテレビ受信機においては、異なるチャネルを同時に受信できるように、複数のチューナーユニットを装備するものがある。ところが、テレビ放送に割り当てられた周波数範囲は広いので、低い周波数に割り当てられたチャネルを選択した場合にはローカル信号の周波数も低くなり、このローカル信号の高調波成分が他の高い周波数を持つチャネルの周波数帯域に入る場合がある。例えば、ローカル周波数として２０１．１５ＭＨｚを使用した場合、その２倍の周波数である４０２．３０ＭＨｚのパルス状のノイズが生じる。この４０２．３ＭＨｚの周波数が他のチャネルの周波数範囲に含まれる。また、４倍の周波数である８０４．６０ＭＨｚの周波数も同様である。
【００２６】
高い周波数成分を含むこのパルス状のノイズは、他のチューナーユニットに悪影響を及ぼす可能性があるので、十分に抑制しなければならない。しかしながら、このように悪影響を及ぼす高調波成分は数１００ＭＨｚおよびそれ以上と非常に高いので、チューナーユニットの内部で大きく減衰させることは技術的に困難であり、しかもフィルタなどの部品の追加などによるコスト増が大きくなるという不利益が生ずる。
【００２７】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成を大幅に変更することなく、ローカル信号およびその高調波成分の漏れを低減できる周波数変換回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の周波数変換回路は、
第１の周波数を持つ第１の差動信号の一方の信号が入力される第１の入力端子と、上記第１の差動信号の他方の信号が入力される第２の入力端子と、
第２の周波数を持つ第２の差動信号の一方の信号が入力される第３の入力端子と、上記第２の差動信号の他方の信号が入力される第４の入力端子と、
上記第１及び第２の周波数に応じた第３の周波数を持つ第３の差動信号の一方の信号が出力される第１の出力端子と、上記第３の差動信号の他方の信号が出力される第２の出力端子と、
上記第１の入力端子にベースが電気的に接続される第１のトランジスタと、上記第２の入力端子にベースが電気的に接続される第２のトランジスタと、上記第１のトランジスタのエミッタと第１のノードとの間に電気的に接続される第１の抵抗素子と、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１のノードとの間に電気的に接続される第２の抵抗素子とを含む第１の差動増幅回路と、
上記第１のノードに電流を供給する電流源回路と、上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第３のトランジスタと、上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第４のトランジスタとを含む第２の差動増幅回路と、
上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第５のトランジスタと、上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第６のトランジスタとを含む第３の差動増幅回路と、
上記第３のトランジスタのコレクタと上記第５のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第１の負荷回路と、
上記第４のトランジスタのコレクタと上記第６のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第２の負荷回路と、
上記第１のトランジスタのコレクタと所定の電圧供給端子との間に電気的に接続される第１のキャパシタと、
上記第２のトランジスタのコレクタと上記電圧供給端子との間に電気的に接続される第２のキャパシタとを有する。
【００２９】
また、本発明の周波数変換回路において、好適には、上記電圧供給端子には電源電圧又は接地電位が印加されている。
【００３０】
また、本発明の周波数変換回路においては、好適には、上記第１の差動信号が高周波信号であり、上記第２の差動信号がローカル信号であり、上記第３の差動信号が中間周波数信号である。
【００３１】
また本発明の周波数変換回路において、好適には、上記第１および第２のキャパシタの容量値はそれぞれ、１／（２πｆ LO Ｒ）〜１／（２πｆ 0 Ｒ）の範囲の値に設定される。ただし、ｆ 0 は、上記高周波信号の周波数であり、ｆ LO は、上記ローカル信号の周波数であり、Ｒは、上記第３のトランジスタまたは上記第４のトランジスタの出力インピーダンスである。
【００３２】
本発明によれば、第２の周波数を持つ第２の差動信号に含まれる第２の周波数成分およびその高調波成分の第１および第２のトランジスタのベース側への漏れが抑制される。
また、上記第１および第２のキャパシタの容量値は、第１と第２の周波数、所望の中間周波数信号出力レベルおよびローカルリーク抑制の効果に応じて適切に設定することができる。高周波信号の周波数変換回路においては、ＩＣチップに内蔵可能な小さな容量であり、回路の複雑化および面積の増加を必要最小限に抑制できる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は本発明に係る周波数変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
図示のように、本実施形態の周波数変換回路は、二重にした差動増幅回路により構成されている。ｎｐｎトランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動増幅回路を構成し、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースはそれぞれ信号ＳA とＳB の入力端子に接続され、これらのトランジスタのエミッタ同士が共通に接続され、その接続点が電流源ＩＳ１に接続されている。電流源ＩＳ１により、トランジスタＴｒ１とＴｒ２からなる差動増幅回路に動作電流Ｉeeが供給される。
ｎｐｎトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４およびＴｒ５，Ｔｒ６がそれぞれ差動増幅回路を構成している。トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベースはともに信号ＳC の入力端子に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ５のベースはともに信号ＳD の入力端子に接続されている。
【００３４】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。当該接続点によってノードＮＤ１が形成されている。また、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタ同士が接続され、その接続点がトランジスタＴｒ２のコレクタに接続されている。当該接続点によってノードＮＤ２が形成されている。
ノードＮＤ１と接地電位ＧＮＤとの間にキャパシタＣ１が接続され、さらに、ノードＮＤ２と接地電位ＧＮＤとの間にキャパシタＣ２が接続されている。
【００３５】
トランジスタＴｒ３とＴｒ５のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路（ｌｏａｄ）Ｌ１を介して電源電圧ＶCCの供給線に接続され、トランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士が接続され、その接続点は負荷回路Ｌ２を回路電源電圧ＶCCの供給線に接続されている。
負荷回路Ｌ１およびＬ２は、例えば、抵抗素子により構成することができる。また、所望の周波数成分のみを取り出すため、例えば、中間周波数ｆI の周波数成分を含む中間信号のみを取り出すため、中間周波数ｆI を共振周波数とする共振回路によって構成することもできる。
【００３６】
上述したギルバート乗算回路で構成されている周波数変換回路において、信号ＳA とＳB は、例えば、一対の差動信号からなるＲＦ信号であり、信号ＳC とＳD は、一対の差動信号からなるローカル信号（ＬＯ信号）である。
【００３７】
以下、等価回路を用いて本実施形態の周波数変換回路の動作について詳細に説明する。
図１に示す本実施形態の周波数変換回路では、左右対称の形になっているので、回路動作を解析するために、便宜上左または右半分の回路のみを用いる。ここで、例えば左半分の回路のみを取り出すと、図２に示す回路が得られる。図示のように、この回路においてトランジスタＴｒ３とＴｒ４は差動回路を構成し、トランジスタＴｒ１および電流源ＩＳ１は、この差動回路に動作電流を供給する電流源に等しい。トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに、例えば、差動信号形式のローカル信号が入力されるので、ある時点でみると、トランジスタＴｒ３とＴｒ４の内、何れか一方のみがオンし、他方がオフすることになり、図２をさらに図３のように簡略できる。
【００３８】
図３に示す簡略回路において、通常トランジスタＴｒ３を駆動する回路、即ち、ローカル信号発生回路の出力部分は、エミッタフォロワなどの低インピーダンス回路で構成されているので、トランジスタＴｒ３は近似的にベース接地回路と見なせる。また、トランジスタＴｒ１の出力はコレクタからなされるので、高インピーダンス出力、即ち、電流源と見なすことができる。
従って、図３の簡略回路は、図４に示す等価回路により表すことができる。ただし、図４において簡単のためにトランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は一つの電流源ＩＳ０１で表されている。また、トランジスタＴｒ３は近似的にベース接地回路とみなせるので、その入力インピーダンスＲ１は低く、キャパシタＣ１の容量の影響を比較的に受けにくい。
【００３９】
図４に示すように、トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は、近似的に電流源ＩＳ０１により表される。並列に接続されているキャパシタＣ１とトランジスタＴｒ３の入力インピーダンスＲ１にそれぞれ電流ＩC とＩr が流れる。さらに、トランジスタＴｒ３はベース接地回路とみなせるので、電流源ＩＳ０２によって入力電流Ｉr と同じ電流が供給され、負荷回路Ｌ１に入力される。負荷回路Ｌ１に出力信号ＳE が発生される。
【００４０】
以下、数式を用いて、キャパシタＣ１の容量値について考察する。
図４の等価回路において、電流源ＩＳ０１の供給電流をＩO とすると、トランジスタＴｒ３に流れる電流Ｉr 、即ち、等価電流源ＩＳ０２の供給電流Ｉr は、次式により求められる。
【００４１】
【数７】
式（７）により、角周波数ωに対して電流Ｉr の絶対値｜Ｉr ｜は近似的に図５に示す特性を示している。図示のように、電流Ｉr は等価的に低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）の出力信号とほぼ同じ特性を有する。そのカットオフ周波数ｆO 、即ち、電流｜Ｉr ｜のレベルが最大値より３ｄＢ減衰したときの周波数ｆO は、次式により与えられる。
【００４３】
【数８】
ｆO ＝ωO ／（２π）＝１／（２πＲ１Ｃ１）…（８）
【００４４】
カットオフ周波数ｆO より高い周波数領域において、電流｜Ｉr ｜のレベルは−６ｄＢ／Ｏｃｔで減衰していく。このため、カットオフ周波数ｆO より周波数の低い帯域で使用するのが適切である。即ち、図５に示すロールオフ点より左側のフラットな特性を持つ領域を使用することが適切である。
【００４５】
ここで、実際の回路において、ＲＦ信号の周波数、即ち、電流源ＩＳ０１の出力電流ＩＯの周波数ｆＯを１７０ＭＨｚとし、トランジスタＴｒ３の出力電流Ｉｒを２．５ｍＡとすると、トランジスタＴｒ３の出力インピーダンスＲ１は、式（９）により、１０Ωとなる。式（８）により、キャパシタＣ１の容量値が算出できる。ここで、Ｃ１＝１／（２πｆＯＲ１）＝９３．６ｐＦとなる。即ち、ＲＦ信号の周波数が１７０ＭＨｚの場合に、キャパシタＣ１の容量値が９３．５ｐＦ以下に設定することにより、キャパシタＣ１による出力の減衰が少なく、図５に示す電流｜Ｉｒ｜の特性のフラットな部分において出力が得られる。
【００４６】
【数９】
Ｒ１≒１／ｇｍ＝ｋＴ／ｑＩｃ≒２６（ｍＶ）／Ｉｃ（ｍＡ）…（９）
ｋ：ボルツマン定数
Ｔ：絶対温度
ｑ：電子の電荷
Ｉｃ：トランジスタＴｒ３のコレクタ電流
【００４７】
図６は、シミュレーションで用いられている周波数変換回路の一回路例を示している。図示のように、この回路は、図１に示す本実施形態の周波数変換回路とほぼ同じ構成を有している。トランジスタＴｒ１とＴｒ２からなる差動増幅回路において、ＲＦ信号としてトランジスタＴｒ１のベースに１７０ＭＨｚの発振信号が入力される。一方、トランジスタＴｒ２のベースはキャパシタＣ４を介して接地されているので、等価的にトランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースに１７０ＭＨｚの差動信号からなるＲＦ信号が入力されている。
【００４８】
図６に示すシミュレーション用回路において、ローカル信号として、２１０ＭＨｚの差動信号が用いられている。さらに、負荷回路として１０Ωの抵抗値を持つ抵抗素子Ｒ１１とＲ１２がそれぞれ用いられている。
【００４９】
このように構成された周波数変換回路において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタに接続されているキャパシタＣ１とＣ２の容量値を順次変えていく場合、図７に示すシミュレーションの結果が得られる。ここで、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ電流をそれぞれＩ1 ，Ｉ2 とし、抵抗素子Ｒ１１とＲ１２により生じた出力電圧をそれぞれＶ1 ，Ｖ2 とする。
図７は、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を変化させた場合の差電流Ｉ1 −Ｉ2 における１７０ＭＨｚの周波数成分の電流レベルおよび差電圧Ｖ1 −Ｖ2 における中間周波数４０ＭＨｚの周波数成分の電圧レベルを示したグラフである。なお、図７において、それぞれの差電流および差電圧は、キャパシタＣ１とＣ２の容量が０の場合、即ち、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタにキャパシタＣ１とＣ２を接続しない場合における差電流および差電圧で正規化して、さらにｄＢで表示したものである。
【００５０】
図７に示すように、差電流Ｉ1 −Ｉ2 における１７０ＭＨｚの周波数成分は、キャパシタＣ１（またはＣ２）の容量値の増加に伴い低減する。Ｃ１＝Ｃ２＝０の場合の差電流Ｉ1 −Ｉ2 の値で正規化した場合、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦのとき、差電流Ｉ1 −Ｉ2 の１７０ＭＨｚの周波数成分のレベルは、３ｄＢ低減した値となる。
負荷回路をなす抵抗素子Ｒ１１とＲ１２で取り出された電圧信号で求められた差電圧Ｖ1 −Ｖ2 における中間周波数成分、この場合４０ＭＨｚの周波数成分は、図示のようにキャパシタＣ１またはＣ２の容量値の増加に伴い、最初にわずか（１ｄＢ以下）に増加するが、その後ほぼ差電流Ｉ1 −Ｉ2 と同じ傾向で低減していく。
【００５１】
図７により、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、例えば、７０ｐＦ以下に設定することにより、出力される差動電流Ｉ1 −Ｉ2 の電流レベルおよび差電圧Ｖ1 −Ｖ2 の電圧レベルは、キャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて、レベルの減衰が３ｄＢ以下に抑えられる。
【００５２】
次に、キャパシタＣ１およびＣ２を接続することにより、パルス状のノイズによる影響の低減について説明する。
図８は、図１に示す本実施形態の周波数変換回路の半分のみを取り出した簡略回路を示している。図示のように、トランジスタＴｒ３とＴｒ４により差動増幅回路が構成され、トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１は、この差動増幅回路に動作電流を供給する電流源として機能する。
【００５３】
トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに、ローカル信号として、図９（ａ）に示す電圧信号ＳC とＳD がそれぞれ入力される。図９（ａ）に示すように、信号ＳC とＳD は完全な方形波ではなく、立ち上がりおよび立ち下がりがそれぞれ一定のスルーレートを持つ波形となる。このため、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタとトランジスタＴｒ１のコレクタとの接続点、即ち、ノードＮＤ１には、同図（ｂ）に示すパルス状の信号ＳG が現れる。当該パルス状の信号ＳG は、トランジスタＴｒ３およびＴｒ４のベースに入力される信号ＳC およびＳD の半分の周期を持つので、ローカル信号の２倍の周波数成分を基本波として、広い帯域幅を持つ信号となる。
【００５４】
ここで、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のベースに入力されるローカル信号の周波数をｆLOとすると、上述したようにパルス状の信号ＳG の周波数は２ｆLOとなる。そして、信号ＳG には、２ｆLOの整数倍の周波数成分が、トランジスタＴｒ１のベースにローカルリークとして、信号漏れとなる。この漏れ信号により、例えば、受信機の動作が影響される。特に、複数のチャネルを同時に受信するテレビ受信機の場合、ローカルリークにより、他のチャネルの受信信号に漏れた周波数成分が混入し、信号の劣化が生じる。
【００５５】
本実施形態においては、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間にそれぞれキャパシタＣ１とＣ２が接続される。これらのキャパシタによりパルス状の信号ＳG のベース側への漏れを防止する。以下、等価回路および数式を用いて、これについてさらに詳細に説明する。
【００５６】
図８に示す簡略回路において、ある時点でみると、差動増幅回路を構成するトランジスタＴｒ３とＴｒ４の内、何れか一つのみがオンし、他方がオフする。このため、図８はさらに簡略化できる。
図１０は、図８に示す回路をさらに簡略化した回路を示している。図示のように、この簡略化回路は、トランジスタＴｒ３が動作しているときの回路構成を等価的に示している。トランジスタＴｒ３のコレクタは負荷回路Ｌ１に接続され、エミッタはトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。パルス状の信号ＳG のトランジスタＴｒ１のベースへの漏れを考察する場合に、トランジスタＴｒ３のベースにパルス状の信号ＳG が入力されることになる。このとき、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤ間に接続されているキャパシタＣ１によって信号ＳG のトランジスタＴｒ１のベースへの漏れがどの程度減衰されるかについて等価回路およびそれに基づいた数式を用いて分析する。
【００５７】
図１０に示す簡略化回路において、等価的にトランジスタＴｒ３はエミッタフォロワを構成している。トランジスタＴｒ１と電流源ＩＳ１により、当該エミッタフォロワに動作電流を供給する電流源が構成されている。このため、図１０の回路は、図１１に示す等価回路により表すことができる。図１１の等価回路において、抵抗Ｒ２はトランジスタＴｒ３からなるエミッタフォロワの出力抵抗である。
【００５８】
図１１において、信号ＳO はトランジスタＴｒ３のベースに入力されるパルス状の信号を示す。信号ＳO の電圧レベルをＶO とすると、ノードＮＤ１に現れる信号ＳG の電圧レベルＶG は、次式により求められる。
【００５９】
【数１０】
式（１０）により、角周波数ωが大きくなるに伴い、トランジスタＴｒ１のコレクタに現れるパルス信号ＳG の電圧レベルＶG が低減する。なお、式（１０）に基づき、パルス信号ＳG の基本波及び高周波成分のレベルは、近似的に図１２に示す大きさで減衰される。なお、図１２において、平坦な部分の減衰量は０ｄＢである。図１２におけるロールオフ点は、例えば、電圧ＶG が最大値より３ｄＢ減衰したことで定義される。
【００６１】
同図に示すように、ロールオフ点に対応した角周波数（以下、便宜上カットオフ角周波数という）ωO より低い周波数領域において、電圧ＶG は周波数の上昇に伴う減衰が少なく、ほぼフラットな特性を有する。カットオフ周波数より高い周波数領域において、周波数の上昇に伴い電圧ＶG がほぼ−６ｄＢ／Ｏｃｔの割合で低下していく。
【００６２】
式（１０）に基づき、カットオフ周波数ｆO は、次式のように求められる。
【００６３】
【数１１】
ｆO ＝ωO ／（２π）＝１／（２πＲ２Ｃ１）…（１１）
【００６４】
ローカル信号の周波数ｆLOが決まると、ローカルリークを抑制するために必要なキャパシタＣ１の容量値を決められる。ここで、一例として、例えば、エミッタフォロワの出力インピーダンスＲ２を１０Ωとし、ローカル信号の周波数ｆLOを２１０ＭＨｚとし、２ｆLO＝４２０ＭＨｚとすると、キャパシタＣ１の容量値は、Ｃ１＝１／（２πｆO Ｒ２）＝３７．９ｐＦとなる。即ち、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤ間に３７．９ｐＦのキャパシタＣ１を接続することにより、トランジスタＴｒ１のコレクタに現れるパルス状のノイズ信号ＳG のレベルＶG を、キャパシタＣ１を接続しない場合に比べて、約３ｄＢを低減させることができる。パルス状の信号ＳG に含まれている高調波成分も減衰される。特にレベルの大きい４ｆLO成分はほぼ６ｄＢ減衰される。
【００６５】
トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタに接続されているキャパシタＣ１およびＣ２の容量値を大きくすることにより、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のコレクタに現れるパルス状のノイズ信号ＳG のレベルをさらに減衰させることができ、ローカルリークを有効に防止できる。なお、キャパシタＣ１の容量を大きくすると、中間周波数信号ＩＦの出力レベルも低下するので、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を適宜に設定することが必要である。
【００６６】
前述したシミュレーションにおいて、ＲＦ信号の周波数が１７０ＭＨｚ、ローカル信号の周波数が２１０ＭＨｚの場合において、キャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて、出力信号のレベルの減衰を３ｄＢ以下に抑制するために、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、９３．６ｐＦ以下に設定する必要がある。同様な条件においてローカルリークをキャパシタＣ１およびＣ２を接続しない場合に比べて３ｄＢ以上に抑えるために、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を、３７．９ｐＦ以上に設定する必要がある。これらをあわせると、上述したシミュレーションの条件において、キャパシタＣ１およびＣ２の容量値を３７．９ｐＦ＜Ｃ１＝Ｃ２＜９３．６ｐＦの範囲内に設定すれば、所望の中間周波数信号出力レベルとローカル減衰特性を獲得できる。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態によれば、トランジスタＴｒ１とＴｒ２により差動回路を構成し、これらのトランジスタのベースに第１の周波数を持つ第１の差動信号を入力し、トランジスタＴｒ３とＴｒ４、トランジスタＴｒ５とＴｒ６によりそれぞれ差動回路を構成し、トランジスタＴｒ３とＴｒ４のエミッタをともにトランジスタＴｒ１のコレクタに接続し、トランジスタＴｒ５とＴｒ６のエミッタをトランジスタＴｒ２のコレクタに接続し、トランジスタＴｒ３とＴｒ６のベース同士の接続点およびトランジスタＴｒ４とＴｒ５のベース同士の接続点にそれぞれ第２の周波数を持つ第２の差動信号を入力する。トランジスタＴｒ３，Ｔｒ５のコレクタ同士の接続点およびトランジスタＴｒ４とＴｒ６のコレクタ同士の接続点から第１と第２の周波数に基づいた第３の周波数を持つ信号が出力される。トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタと所定の共通電位間にそれぞれキャパシタＣ１およびＣ２を接続するので、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタに第２の差動信号に応じて発生するパルス状のノイズ信号のレベルを低減でき、これらのトランジスタのベースへのノイズ信号の漏れを抑制できる。
【００６８】
第２実施形態
図１３は本発明に係る周波数変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態の周波数変換回路において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に抵抗素子ＲE1およびＲE2が接続されている点を除けば、図１に示す第１の実施形態の周波数変換回路とほぼ同じ構成を有する。
【００６９】
図１３に示すように、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のベースは、それぞれ差動信号を構成する信号ＳA とＳB の入力端子に接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタとノードＮＤ３との間に、抵抗素子ＲE1が接続され、トランジスタＴｒ２のエミッタとノードＮＤ３との間に、抵抗素子ＲE2が接続されている。さらに、ノードＮＤ３は電流源ＩＳ１に接続されている。なお、電流源ＩＳ１は、ノードＮＤ３に電流Ｉeeを供給する。
【００７０】
図示のように、第１の実施形態とほぼ同様に、トランジスタＴｒ１のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に、キャパシタＣ１が接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタと接地電位ＧＮＤとの間に、キャパシタＣ２が接続されている。これらのキャパシタＣ１とＣ２の容量値を適宜に設定することによって、出力される中間周波数信号のレベルを大きく減衰させることなく、ローカル信号およびその高周波成分のＲＦ信号発生側への漏れを防止できる。
【００７１】
第３実施形態
図１４は本発明に係る周波数変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。図示のように、本実施形態では、図１に示す第１の実施形態に比べて、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に抵抗素子ＲE3を設けたことと、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタにそれぞれ電流源ＩＳ１１とＩＳ１２を接続したこと点では異なる。それ以外の他の構成は、第１の実施形態とほぼ同じである。
【００７２】
図示のように、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のベースは、それぞれ差動信号を構成する信号ＳA とＳB の入力端子に接続されている。トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ間に、抵抗素子ＲE3が接続されている。さらに、トランジスタＴｒ１のエミッタは、電流源ＩＳ１１に接続され、トランジスタＴｒ２のエミッタは電流源ＩＳ１２に接続されている。なお、図１に示す第１の実施形態において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ同士の接続点に接続されている電流源ＩＳ１は動作電流Ｉeeを供給するが、これに対して本実施形態における電流源ＩＳ１１とＩＳ１２は、それぞれトランジスタＴｒ１およびＴｒ２のエミッタに動作電流Ｉee／２を供給する。
【００７３】
以上説明したように、図１３および図１４に示す本発明の第２および第３の実施形態によれば、差動増幅回路を構成するトランジスタＴｒ１とＴｒ２のエミッタ同士が直接に接続されるのではなく、抵抗素子を介して接続される。これらのトランジスタのエミッタ同士間に接続されている抵抗素子に生じた電圧信号は、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２の入力側にとって負帰還信号となる。この負帰還により、回路の周波数特性および動作の安定性などが改善される。
【００７４】
なお、上述した本発明のそれぞれの実施形態において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のコレクタ側に接続されているキャパシタＣ１とＣ２の他方の端子は接地されているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、電源電圧の供給線側に接続しても、同様な効果が得られる。また、電源電圧の供給線および接地線以外でも、所定の定電圧を供給する低インピーダンスの基準電圧源に接続しても同様な効果が得られることはいうまでもない。
さらに、上述した各実施形態は、何れもｎｐｎトランジスタで構成された周波数変換回路を例として説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、ｐｎｐトランジスタを用いて構成することもできる。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の周波数変換回路によれば、回路構成を複雑化することなく、キャパシタを追加するといった簡単な変更でローカル信号で発生する高周波のパルスノイズおよびその高調波成分の漏れを抑制でき、回路の性能を改善できる利点がある。また、本発明により、回路に追加されるキャパシタの容量は小さく、ＩＣ化できるため、回路面積の増加を必要最小限に抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数変換回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の周波数変換回路を簡略化した回路である。
【図３】図２の回路をさらに簡略化した回路である。
【図４】図３に示す簡略化回路の等価回路である。
【図５】図４に示す等価回路における電流−周波数特性を示すグラフである。
【図６】シミュレーション回路の回路図である。
【図７】シミュレーション回路における信号の出力レベルとキャパシタの容量との関係を示すグラフである。
【図８】信号漏れを考察するための簡略化回路の回路図である。
【図９】入力信号およびそれに応じたパルス状のノイズの波形を示す図である。
【図１０】図８の回路をさらに簡略化した回路である。
【図１１】図１０に示す簡略化回路の等価回路である。
【図１２】図１１の等価回路における信号漏れのレベルと周波数との関係を示すグラフである。
【図１３】本発明に係る周波数変換回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図１４】本発明に係る周波数変換回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図１５】従来の周波数変換回路の一例を示す回路図である。
【図１６】周波数変換回路に入力されるローカル信号を示す図である。
【図１７】従来の周波数変換回路に入力されるローカル信号およびそれに応じて発生するパルス状のノイズの波形を示す波形図である。
【符号の説明】
Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６…トランジスタ、Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ、Ｌ１，Ｌ２…負荷回路、ＲE ，ＲE1，ＲE2，Ｒ１，Ｒ２…抵抗素子、ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３…電流源、ＶCC，Ｖee…電源電圧、ＧＮＤ…接地電位。
Claims (4)
- 第１の周波数を持つ第１の差動信号の一方の信号が入力される第１の入力端子と、
上記第１の差動信号の他方の信号が入力される第２の入力端子と、
第２の周波数を持つ第２の差動信号の一方の信号が入力される第３の入力端子と、
上記第２の差動信号の他方の信号が入力される第４の入力端子と、
上記第１及び第２の周波数に応じた第３の周波数を持つ第３の差動信号の一方の信号が出力される第１の出力端子と、
上記第３の差動信号の他方の信号が出力される第２の出力端子と、
上記第１の入力端子にベースが電気的に接続される第１のトランジスタと、上記第２の入力端子にベースが電気的に接続される第２のトランジスタと、上記第１のトランジスタのエミッタと第１のノードとの間に電気的に接続される第１の抵抗素子と、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１のノードとの間に電気的に接続される第２の抵抗素子とを含む第１の差動増幅回路と、
上記第１のノードに電流を供給する電流源回路と、
上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第３のトランジスタと、上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第４のトランジスタとを含む第２の差動増幅回路と、
上記第４の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第１の出力端子にコレクタが電気的に接続される第５のトランジスタと、上記第３の入力端子にベースが電気的に接続され、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが電気的に接続され、上記第２の出力端子にコレクタが電気的に接続される第６のトランジスタとを含む第３の差動増幅回路と、
上記第３のトランジスタのコレクタと上記第５のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第１の負荷回路と、
上記第４のトランジスタのコレクタと上記第６のトランジスタのコレクタとに電気的に接続される第２の負荷回路と、
上記第１のトランジスタのコレクタと所定の電圧供給端子との間に電気的に接続される第１のキャパシタと、
上記第２のトランジスタのコレクタと上記電圧供給端子との間に電気的に接続される第２のキャパシタと、
を有する周波数変換回路。 - 請求項１に記載の周波数変換回路であって、
上記電圧供給端子には電源電圧又は接地電位が印加されている周波数変換回路。 - 請求項１又は２に記載の周波数変換回路であって、
上記第１の差動信号が高周波信号であり、
上記第２の差動信号がローカル信号であり、
上記第３の差動信号が中間周波数信号である、
周波数変換回路。 - 請求項３に記載の周波数変換回路であって、
上記第１および第２のキャパシタの容量値はそれぞれ、
１／（２πｆ LO Ｒ）〜１／（２πｆ 0 Ｒ）の範囲の値に設定される、
ただし、ｆ 0 は、上記高周波信号の周波数であり、
ｆ LO は、上記ローカル信号の周波数であり、
Ｒは、上記第３のトランジスタまたは上記第４のトランジスタの出
力インピーダンスである。
周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10318099A JP4282820B2 (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10318099A JP4282820B2 (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | 周波数変換回路 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295043A JP2000295043A (ja) | 2000-10-20 |
| JP2000295043A5 JP2000295043A5 (ja) | 2006-06-08 |
| JP4282820B2 true JP4282820B2 (ja) | 2009-06-24 |
Family
ID=14347321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10318099A Expired - Fee Related JP4282820B2 (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4282820B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8617999B2 (en) | 2008-04-14 | 2013-12-31 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method of manufacturing semiconductor device and computer readable medium for storing pattern size setting program |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7383034B2 (en) | 2004-05-28 | 2008-06-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Frequency conversion circuit, modulation circuit, polar modulation transmitting circuit, quadrature modulation transmitting circuit, communication instrument, and frequency conversion method |
-
1999
- 1999-04-09 JP JP10318099A patent/JP4282820B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8617999B2 (en) | 2008-04-14 | 2013-12-31 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method of manufacturing semiconductor device and computer readable medium for storing pattern size setting program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000295043A (ja) | 2000-10-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5929710A (en) | Cascode single-ended to differential converter | |
| US5379457A (en) | Low noise active mixer | |
| JP3390057B2 (ja) | 変換器回路及びこれを用いたダブルバランストミキサー回路 | |
| US8279003B2 (en) | Differential RF amplifier | |
| US4480337A (en) | Transistor mixer and amplifier input stage | |
| KR100351215B1 (ko) | 이상증폭기및이를이용한재결합회로 | |
| US7466175B2 (en) | Capacitance multiplier circuit | |
| US5311086A (en) | Multiplying circuit with improved linearity and reduced leakage | |
| JP2011512741A (ja) | ミキサ回路 | |
| JP4282820B2 (ja) | 周波数変換回路 | |
| KR20010006759A (ko) | 주파수 변환회로 | |
| JP2561025B2 (ja) | アンバランス−バランス変換回路 | |
| KR19990008229A (ko) | 주파수 의존 저항기 | |
| US6239653B1 (en) | Biquadratic basic cell for programmable analog time-continuous filter | |
| US5973539A (en) | Mixer circuit for mixing two signals having mutually different frequencies | |
| RU2053592C1 (ru) | Усилитель | |
| JP3108551B2 (ja) | フィルタ回路 | |
| JPH03230605A (ja) | 差動形発振回路及び周波数変換回路 | |
| JP3050185B2 (ja) | アナログ乗算回路 | |
| JP4221131B2 (ja) | 可変利得増幅回路 | |
| JPH0514471B2 (ja) | ||
| JPH0573087B2 (ja) | ||
| JPH10247824A (ja) | ミキサ回路 | |
| JPH0439245B2 (ja) | ||
| JPH05299948A (ja) | 差動アンプ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060410 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060410 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080930 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081201 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090217 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090318 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120327 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120327 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130327 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130327 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140327 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |