JP3050185B2 - アナログ乗算回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明のアナログ乗算回路
は、特に高周波アナログ信号の乗算機能を有するギルバ
ート・セル型乗算回路のキャリアリークと２倍波の低減
を図ったアナログ乗算回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来よりアナログ乗算回路としてギルバ
ート・セル型乗算回路が広く知られている。例えば、特
公昭４８−２０９３２号公報には、ギルバート・セル型
乗算回路を用いたアナログ乗算器の構成が記載されてい
る。

【０００３】かかる乗算回路は、平衡形式の第１の高周
波信号と第２の高周波信号とを乗算し、出力端子に上記
２つの高周波信号の乗算結果を平衡形式で出力する。一
般には、このアナログ乗算回路は変調器に用いられるこ
とが多く、第２の高周波信号（被変調信号＝キャリア信
号）を第１の高周波信号（変調信号＝ベースバンド信号
等）で変調して平衡変調信号を得ている。

【０００４】具体的に従来の高周波変調器に用いられる
ギルバート・セル型アナログ乗算回路について図面を用
いて説明する。

【０００５】図８は、従来のアナログ乗算回路の回路図
を示したものである。

【０００６】本図において、６個のトランジスタ６０１
〜６０６を用いて３個の差動増幅回路を構成している。

【０００７】すなわち、第１の差動増幅器は、抵抗６１
５と６１６を介して２つのトランジスタ６０５と６０６
のエミッタどうしを接続し、抵抗６１５と６１６の接続
点を共通の定電流源６３１を通して接地し、入力端子６
２１と６２２との間に受けた平衡形式の第１の高周波信
号（ＢＢ信号）をトランジスタ６０５と６０６のベース
に印加する。

【０００８】第２の差動増幅器は、２つのトランジスタ
６０１および６０２のエミッタを共通接続してその接続
点とトランジスタ６０５のコレクタを接続し、入力端子
６２３と６２４との間に受けた平衡形式の第２の高周波
信号（キャリア信号）をトランジスタ６０１と６０２の
ベースに印加する。

【０００９】第３の差動増幅器は、２つのトランジスタ
６０３および６０４のエミッタを共通接続しその接続点
をトランジスタ６０６のコレクタに接続し、第２の高周
波信号をトランジスタ６０３及び６０４のベースに印加
している。

【００１０】そして、上記第２及び第３の差動増幅回路
の片側のトランジスタ（トランジスタ６０１及び６０
３）のコレクタどうしが共通接続され、その接続点６２
５には電源６２０と抵抗６２７を介して接続される。

【００１１】また、上記第２及び第３の差動増幅回路の
他方のトランジスタ（トランジスタ６０２及び６０４）
のコレクタどうしが共通接続され、その接続点６２６に
は電源６２０と抵抗６２８を介して接続される。

【００１２】これら接続点６２５と６２６は、上記第２
の高周波信号が第１の高周波信号によって変調された平
衡変調信号が生じる出力端子となっている。なお、入力
端子６２１から６２４にはバイアス供給回路（図示せ
ず）からそれぞれ所定のバイアス電圧が供給されてい
る。

【００１３】次に、図８に示したアナログ乗算回路の動
作について説明する。

【００１４】入力端子６２１と６２２との間に第１の高
周波信号が入力される。ここで、入力端子６２１の電位
の方が入力端子６２２よりも高い場合、トランジスタ６
０５がオンとなり、トランジスタ６０６はオフとなる。
この場合、入力端子６２３と６２４との間に入力された
第２の高周波信号が正相（入力端子６２３の電圧が入力
端子６２４の電圧よりも高い場合）の場合、トランジス
タ６０１および６０４がオンし、トランジスタ６０５の
コレクタ電流Ｉ６０５はトランジスタ６０１を通して電
源６２０より流れるため出力端子６２５はロウレベル
（低電圧）となる。

【００１５】一方、第２の高周波信号が逆相の場合には
トランジスタ６０２および６０３がオンとなり電源６２
０からトランジスタ６０２，６０５を介してコレクタ電
流Ｉ６０５が流れて出力端子６２５がハイレベル（電源
電圧）となる。

【００１６】ところが、第１の高周波信号の差電圧が小
さいときには、トランジスタ６０５に流れる電流が少な
くなりその分トランジスタ６０６にも電流が流れるため
トランジスタ６０３と６０６を通して流れ、出力端子６
２５のハイレベルとロウレベルの電圧差は小さくなる。

【００１７】なお、上記第１の高周波数信号が０電圧で
ある場合は、トランジスタ６０５，６０６の内部抵抗が
ほぼ等しくなり、等しい電流が流れるため、第２の高周
波信号が正相時にトランジスタ６０１，６０５を流れる
電流と、逆相時にトランジスタ６０３，６０６を通して
流れる電流が等しくなり、出力端子６２５には第１の高
周波信号が出力されない。

【００１８】従って、第１または第２の高周波信号のい
ずれか一方が０電圧の場合には、出力端子６２５の出力
が必ず０になるという二重平衡変調器が構成される。出
力端子６２６には６２５の逆相の信号が出力されるだけ
で以上説明した動作と同様であるため説明は省略する。

【００１９】次に、このアナログ乗算回路の入力端子６
２３と６２４との間に第２の高周波数信号（以下、キャ
リア信号という）として、繰り返し周期Ｔｒの理想矩形
を入力し、入力端子６２１と６２２との間には説明の簡
単のために端子間電圧０Ｖの直流電位を与えた場合につ
いて以下に説明する。

【００２０】図９は、上記条件におけるトランジスタ６
０１，６０３のコレクタ電流と電源電流Ｉ６２７のそれ
ぞれの時間変化を示した信号波形図である。

【００２１】図９において、理想状態であれば、トラン
ジスタ６０１のコレクタ電流Ｉ６０１およびトランジス
タ６０３のコレクタ電流Ｉ６０３は逆相関係となってい
る。また、抵抗６２７を流れる電流Ｉ２７は、Ｉ６０１
とＩ６０３の和であるため、このアナログ乗算器の対に
なる各構成要素の定数がバランスしていれば電流Ｉ６２
７は一定電流となる。この結果、このアナログ乗算回路
は、出力端子６２５，６２６にはキャリア信号のリーク
を生じることはない。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来のア
ナログ乗算回路は、前述したように理想的にはキャリア
リークが発生しない。

【００２３】しかし、上記キャリア信号の周波数が高く
なり、特に１ＧＨｚ以上のマイクロ波信号になると、ト
ランジスタ６０１〜６０６のばらつきが生じやすくな
り、これらトランジスタ６０１〜６０６の各電極接続部
への配線の寄生容量等のバランスが崩れることになる。

【００２４】さらには上記入力端子６２３，６２４の高
周波信号のアンバランスが大きくなり、電流Ｉ６０１お
よびＩ６０３にキャリア信号のオーバーシュートを生
じ、この結果、出力端子６２５（６２６）にキャリア信
号のリークを生じることになる。

【００２５】図１０は、図８のアナログ乗算回路の各部
品について、所定の定数を用いてアナログ波形シミュレ
ーションプログラムを用いて得られた信号波形図を示し
たものである。

【００２６】具体的には、シリコン・バイポーラ・トラ
ンジスタ６０１〜６０６を遮断周波数および最大発振周
波数が１６ＧＨｚ、定格コレクタ電流５．３ｍＡとし、
定電流源６３１を電流８ｍＡ（Ｉ６０５＋Ｉ６０６）を
流す定電流源を用いている。また、抵抗６２７および６
２８を抵抗２００オーム、抵抗６１５および６１６を抵
抗６０オームを用い、入力端子６２１と６２２間を０Ｖ
の直流電位とし、入力端子６２３と６２４間に周波数２
ＧＨｚ（周期Ｔｒ＝５００ｐｓ）の第２の高周波数信号
を印加している。

【００２７】この結果、抵抗６２７には一定値でない電
流Ｉ６２７を生じている。この電流Ｉ６２８によるキャ
リア信号リークは出力端子６２５において−４７．０ｄ
Ｂｍである。出力レベルを−２０ｄＢｍとしてこのアナ
ログ乗算器を変調器として使用すれば、キャリア・リー
クとのＤ／Ｕ＝２７ｄＢとなり、振幅誤差として０．４
ｄＢ、位相誤差として２．６°の誤差を変調波に発生し
てしまい変調特性を劣化させる問題を有している。

【００２８】以上示したように本発明のアナログ乗算回
路の目的は、マイクロ波帯のような高周波キャリア信号
を入力して変調器を構成した場合に、キャリアリークを
減少させ変調特性の改善を図ることのできる構成を提供
することにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明のアナログ乗算回路は、複数のトランジスタの
対で構成される差動回路を具備するギルバート・セル型
乗算回路を用いたアナログ乗算回路において、キャリア
信号を入力した場合に前記乗算回路の負荷抵抗に流れる
オーバーシュート電流をバイパスするキャリア信号オー
バーシュート補償手段を前記負荷抵抗と並列に設け、前
記キャリア信号オーバーシュート補償手段は、前記キャ
リア信号に同期して接地したコンデンサの接続をオン、
オフする切替手段を有することを特徴とする。

【００３０】また、本発明のアナログ乗算回路は、第１
の高周波数信号を２つの端子間に受ける第１の入力端子
と、第２の高周波数信号を２つの端子間に受ける第２の
入力端子と、前記第１および第２の高周波数信号を乗算
した乗算信号を２つの端子間に生じる出力端子と、各々
のベースが前記第１の入力端子の一つにそれぞれ接続さ
れ各々のエミッタが共通の定電流源から電流供給をそれ
ぞれ受ける第１および第２のトランジスタ回路を含む第
１の差動回路と、エミッタが前記第１のトランジスタ回
路のコレクタから電流供給を受けるとともにコレクタが
前記出力端子の一つに接続された第３のトランジスタと
エミッタが前記第１のトランジスタ回路のコレクタから
電流供給を受けるとともにコレクタが前記出力端子の別
の一つに接続された第４のトランジスタとを含みこれら
第３および第４のトランジスタのベースの各々が前記第
２の入力端子の一つにそれぞれ接続された第２の差動回
路と、エミッタが前記第２のトランジスタ回路のコレク
タから電流供給を受けるとともにコレクタが前記出力端
子の一つにそれぞれ接続された第５のトランジスタとエ
ミッタが前記第２のトランジスタ回路のコレクタから電
流供給を受けるとともにコレクタが前記出力端子の別の
一つに接続された第６のトランジスタとを含みこれら第
５および第６のトランジスタのベースの各々が前記第２
の入力端子の一つにそれぞれ接続された第３の差動回路
とを備えるギルバート・セル型のアナログ乗算回路にお
いて、キャリア信号を入力した場合に前記第３のトラン
ジスタ回路のコレクタに接続した第１の負荷抵抗と並列
に前記第１の負荷抵抗に流れるオーバーシュート電流を
バイパスする第１のキャリア信号オーバーシュート補償
手段と、前記第６のトランジスタ回路のコレクタに接続
した第２の負荷抵抗と並列に前記第２の負荷抵抗に流れ
るオーバーシュート電流をバイパスする第２のキャリア
信号オーバーシュート補償手段とを設け、前記第１、第
２のキャリア信号オーバーシュート補償手段は、前記キ
ャリア信号の入力と同期して接地したコンデンサの接続
をオン、オフする切替手段を有することを特徴とする。

【００３１】さらに、前記切替手段は前記負荷抵抗の両
端に設けられ、それぞれ前記キャリア信号の差動入力に
基づき切り替えられることを特徴とする。

【００３２】さらに、本発明のアナログ乗算回路は、前
記キャリア信号の周波数はマイクロ波帯の高周波信号で
あり、前記コンデンサの容量Ｃは、概ねＣ＝Ｉ／８ｆ
（Ｖ−Ｖ _ＢＥ ）（但し、Ｉは前記オーバーシュート電流
のピーク値、ｆは前記キャリア信号の周波数、Ｖは前記
ギルバート・セル型乗算回路の電源電圧、Ｖ _ＢＥ は前記
切替手段の降下電圧）となるよう設定されたことを特徴
とする。

【００３３】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。

【００３４】図１は、本発明のアナログ乗算回路の実施
の形態を示した回路図である。

【００３５】本図は、図８に示した従来のアナログ乗算
回路の負荷抵抗６２７，６２８に並列にそれぞれの負荷
抵抗のバイパス電流を流すキャリア信号オーバーシュー
ト補償手段１０１，１０２を設けた点を除いて図８の構
成と同様である。従って、従来と同等の構成についての
説明は省略する。

【００３６】前述したように出力端子に生ずるキャリア
信号のリークは電流Ｉ６０１及びＩ６０３のキャリア信
号のオーバーシュートが原因となっている。このため、
本発明で設けられたキャリア信号オーバーシュート補償
手段１０１，１０２は、負荷抵抗６２７，６２８とそれ
ぞれ並列に接続して負荷抵抗６２７，６２８に流れるオ
ーバーシュート電流を減少させるよう動作する。この結
果、キャリア信号のオーバーシュートを削減し、キャリ
ア信号の出力端子へのリークを大幅に削減できる。

【００３７】

【実施例】前記キャリア信号オーバーシュート補償手段
１０１，１０２の具体的な構成を含む本発明の実施例に
ついて以下に図面を用いて説明する。

【００３８】図２は本発明のアナログ乗算回路の第１の
実施例を示す回路図である。

【００３９】図２において、６２１，６２２はベースバ
ンド入力端子、６２３，６２４はキャリア入力端子、６
２５，６２６は出力端子である。トランジスタ６０１，
６０２および６０３，６０４はそれぞれエミッタを共通
接続した双差動トランジスタ、６０５は共通接続された
トランジスタ６０１，６０２のエミッタとコレクタで接
続されたトランジスタ、６０６は共通接続されたトラン
ジスタ６０３，６０４のエミッタとコレクタで接続され
たトランジスタである。

【００４０】抵抗６２７，６２８は負荷抵抗であり片側
を電源６２０に接続され、もう片側はそれぞれ、共通接
続されたトランジスタ６０１，６０３のコレクタ、共通
接続されたトランジスタ６０２，６０４のコレクタに接
続されている。

【００４１】また、抵抗６１５，６１６は利得決定のた
めの負帰還抵抗、６２０は電源端子、６３１は定電流源
である。

【００４２】ここで、図１で説明したキャリア信号オー
バーシュート補償手段１０１は、電流バイパス回路２０
１と電流バイパス回路２０２とから構成されている。

【００４３】電流バイパス回路２０１は、トランジスタ
６０１がオン時に抵抗６２７のバイパス電流を流すため
の回路であり、トランジスタ１０，１１、コンデンサ１
２で形成されている。また、電流バイパス回路２０２
は、トランジスタ６０３がオン時に抵抗６２７のバイパ
ス電流を流すための回路であり、トランジスタ１３，１
４、コンデンサ１５で形成されている。

【００４４】なお、トランジスタ６０２，６０４がオン
時についてもキャリア信号オーバーシュートが発生する
ためこれを補償するためキャリア信号オーバーシュート
補償手段１０２が必要となるが、この場合には図２に示
した電流バイパス回路２０１と電流バイパス回路２０２
と同様の回路を抵抗６２８に並列に接続することにな
る。従って、図２から容易に構成が得られるためその記
載は省略してある。

【００４５】さらに、キャリア入力端子６２３，６２４
およびベース・バンド入力端子６２１，６２２、トラン
ジスタ１０，１１，１３，１４のベースに直流電位を与
える回路とＤＣカット・コンデンサは図中には記されて
いない。

【００４６】上記実施例の動作について図２を用いて説
明する。

【００４７】簡単のため、トランジスタ６０５，６０６
のベース間の電圧（ベース・バンド電圧）を０とする。
このときキャリア信号が入力しても理想的には出力信号
の振幅０である。

【００４８】いま端子６２３に入力したキャリア信号が
ロウレベルからハイレベルになったとき、トランジスタ
６０１はオンしコレクタ電流が流れる。このコレクタ電
流は、キャリア信号が特に準マイクロ波帯のような高い
周波数では寄生容量、寄生インダクタンスによりリンギ
ングをおこす。

【００４９】例えば、図３は時間対コレクタ電流（Ｉ６
０１）を示した図である。本図に示したようにコレクタ
電流はキャリア信号の周波数ｆ（Ｔｒ＝１／２πｆ）と
すると、周期Ｔｒ毎にオーバーシュートを発生する。よ
って、このコレクタ電流と負荷抵抗６２７が決定する端
子６２５の電位もオーバーシュートが発生することにな
る。

【００５０】ところがトランジスタ６０１がオンすると
同時にトランジスタ１１もオンするため、コンデンサ１
２に蓄えられていた電荷が放電される。

【００５１】図４は、この放電電流対時間の特性を示し
た図である。本図において、オーバーシュート分の電流
が放電されるため負荷抵抗６２７を通れずトランジスタ
１１を通して流れる。

【００５２】図５は、抵抗６２７を流れる電流対時間の
特性を示した図である。

【００５３】この結果、図５に示した抵抗６２７を流れ
る電流は、図３の電流では含まれていたオーバーシュー
トは存在しなくなりオーバーシュート電流は完全に補償
されることが示されている。よって、抵抗６２７に流れ
る電流はオーバーシュートを起こさず、端子６２５の電
位もオーバーシュートを起こさない。

【００５４】次に６２３がハイからロウ、６２４がロウ
からハイになった場合には、トランジスタ１１はオフに
なるがトランジスタ６０４はオンになり電源を通してコ
ンデンサ１５に電荷が蓄えられる。

【００５５】また、トランジスタ６０３の動作に対して
も同様であるため、結局端子６２５にはオーバーシュー
トのない電圧波形が出力されることになる。

【００５６】このように、コンデンサ１２及び１５は蓄
えられた電荷を放電することによりオーバーシュートの
電流を補償しているため、適切なコンデンサ定数に決め
る必要がある。

【００５７】図６は、図３に示したコレクタ電流の中で
オーバーシュート電流のみを図示したものである。

【００５８】本図において、キャリア信号の周波数をｆ
とすると、１周期あたりのオーバーシュート電流の電荷
量は、その波形を３角形に近似し、流れている時間をキ
ャリア信号の周期の１／４に近似すると、 １／２・１／４ｆ・Ｉ＝Ｉ／８ｆ （１） で表される。

【００５９】ただし、Ｉはオーバーシュート電流のピー
ク値である。

【００６０】一方、コンデンサ１２の容量値をＣとする
と、このコンデンサに充電される電荷量は、電源６２０
の電源電圧をＶ、トランジスタ１０のベース・エミッタ
間電圧をＶ_BEとして、 （Ｖ−Ｖ_BE）・Ｃ （２） で表される。

【００６１】（１）式と（２）式は等しいため Ｃ＝Ｉ／８ｆ（Ｖ−Ｖ_BE） （３） となる。

【００６２】以上によりコンデンサ１２の容量が決めら
れるが、他のコンデンサの容量も同様に決めることがで
きる。

【００６３】なお、以上説明した第１の実施例ではトラ
ンジスタ１０，１１，１３，１４を用いて構成したが、
トランジスタに限るものではない。例えば、トランジス
タ１０，１１，１３，１４をアナログスイッチ、ＦＥＴ
スイッチ等のスイッチ手段であれば同等の効果をもたら
すことができる。

【００６４】また、以上説明した実施例ではキャリア信
号オーバーシュート補償手段１０１，１０２を複数のト
ランジスタとコンデンサで構成した電流バイパス回路を
用いているが、キャリア周波数がマイクロ波帯ほど高く
ない場合には、コンデンサをトランジスタで切り替える
電流バイパス手段を持たなくてもオーバーシュート電流
を補償できる。

【００６５】図７にキャリア信号オーバーシュート補償
手段をコンデンサのみを用いた構成で実現した本発明の
第２の実施例を示す。

【００６６】図７はギルバート・セル型アナログ乗算器
において、バイパス電流を流す回路として、トランジス
タ６０１〜６０４のコレクタとグランド間にコンデンサ
２１〜２４を付加した構成となっている。

【００６７】次に、この第２の実施例の動作について説
明する。

【００６８】簡単のため、トランジスタ６０５，６０６
のベース間の電圧（ベース・バンド電圧）を０とする。
このときキャリア信号が入力しても理想的には出力信号
は振幅０である。いま、入力端子６２３に入力される信
号がロウからハイに変わると、トランジスタ６０１はオ
ンとなりコレクタ電流が流れる。このときオーバーシュ
ート電流により出力端子６２５の電位は下がろうとす
る。ところが、電位が下がるとコンデンサ２１，２３に
蓄えられた電荷が放電されるため、抵抗６２７を流れる
オーバーシュート分の電流が少なくなる。よってオーバ
ーシュート電流による電位のオーバーシュートが少なく
なる。

【００６９】この場合のコンデンサの容量は、前記
（３）式において電圧Ｖ_BEが存在しない場合の式で求め
ることができる。

【００７０】トランジスタ６０３に対しても同様の働き
をするので、出力端子６２５に現れるキャリア・リーク
成分及び２倍波成分を低減することができる。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したとおり本発明の実施の形態
では、オーバーシュート電流が負荷抵抗を流れないよう
にキャリア信号オーバーシュート補償手段を設けている
ため、負荷抵抗にオーバーシュート電流が流れず出力端
子の電圧波形もオーバーシュートしない。よって、この
オーバーシュートと、入力両相キャリア信号のアンバラ
ンス、トランジスタ性能のアンバランスなどによるキャ
リア周波数成分の不要信号の生成を防ぐことにより、キ
ャリア・リークの発生を抑えることができる。さらにオ
ーバーシュートそのものによる２倍波の発生を抑えるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のアナログ乗算回路の実施の形態を示し
た回路図である。

【図２】本発明のアナログ乗算回路の第１の実施例の回
路図である。

【図３】図２のコレクタ電流の時間特性を示す図であ
る。

【図４】図２の放電電流の時間特性を示す図である。

【図５】図２の抵抗６２７を流れる電流の時間特性を示
す図である。

【図６】図２のオーバーシュート電流対時間特性を示す
図である。

【図７】本発明のアナログ乗算回路の第２の実施例の回
路図である。

【図８】従来のアナログ乗算回路の回路図である。

【図９】図８の各部の電流波形を示す図である。

【図１０】図８の各部のシミュレーション電流波形を示
す図である。

【符号の説明】

１０，１１，１３，１４ トランジスタ １２，１５，２１〜２４ コンデンサ １０１，１０２ キャリア信号オーバーシュート補償
手段 ２０１，２０２ 電流バイパス回路 ６０１〜６０６ トランジスタ ６１５，６１６ 抵抗 ６２０ 電源 ６２１，６２２ 入力端子（ＢＢ信号） ６２３，６２４ 入力端子（キャリア信号） ６２５，６２６ 出力端子 ６２７，６２８ 抵抗 ６３１ 電流源

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のトランジスタの対で構成される差
   動回路を具備するギルバート・セル型乗算回路を用いた
   アナログ乗算回路において、 キャリア信号を入力した場合に前記乗算回路の負荷抵抗
   に流れるオーバーシュート電流をバイパスするキャリア
   信号オーバーシュート補償手段を前記負荷抵抗と並列に
   設け、前記キャリア信号オーバーシュート補償手段は、
   前記キャリア信号に同期して接地したコンデンサの接続
   をオン、オフする切替手段を有することを特徴とするア
   ナログ乗算回路。
2. 【請求項２】 第１の高周波数信号を２つの端子間に受
   ける第１の入力端子と、第２の高周波数信号を２つの端
   子間に受ける第２の入力端子と、前記第１および第２の
   高周波数信号を乗算した乗算信号を２つの端子間に生じ
   る出力端子と、各々のベースが前記第１の入力端子の一
   つにそれぞれ接続され各々のエミッタが共通の定電流源
   から電流供給をそれぞれ受ける第１および第２のトラン
   ジスタ回路を含む第１の差動回路と、エミッタが前記第
   １のトランジスタ回路のコレクタから電流供給を受ける
   とともにコレクタが前記出力端子の一つに接続された第
   ３のトランジスタとエミッタが前記第１のトランジスタ
   回路のコレクタから電流供給を受けるとともにコレクタ
   が前記出力端子の別の一つに接続された第４のトランジ
   スタとを含みこれら第３および第４のトランジスタのベ
   ースの各々が前記第２の入力端子の一つにそれぞれ接続
   された第２の差動回路と、エミッタが前記第２のトラン
   ジスタ回路のコレクタから電流供給を受けるとともにコ
   レクタが前記出力端子の一つにそれぞれ接続された第５
   のトランジスタとエミッタが前記第２のトランジスタ回
   路のコレクタから電流供給を受けるとともにコレクタが
   前記出力端子の別の一つに接続された第６のトランジス
   タとを含みこれら第５および第６のトランジスタのベー
   スの各々が前記第２の入力端子の一つにそれぞれ接続さ
   れた第３の差動回路とを備えるギルバート・セル型のア
   ナログ乗算回路において、キャリア信号を入力した場合
   に前記第３のトランジスタ回路のコレクタに接続した第
   １の負荷抵抗と並列に前記第１の負荷抵抗に流れるオー
   バーシュート電流をバイパスする第１のキャリア信号オ
   ーバーシュート補償手段と、 前記第６のトランジスタ回路のコレクタに接続した第２
   の負荷抵抗と並列に前記第２の負荷抵抗に流れるオーバ
   ーシュート電流をバイパスする第２のキャリア信号オー
   バーシュート補償手段とを設け、前記第１、第２のキャ
   リア信号オーバーシュート補償手段は、前記キャリア信
   号に同期して接地したコンデンサの接続をオン、オフす
   る切替手段を有することを特徴とするアナログ乗算回
   路。
3. 【請求項３】 前記切替手段は前記負荷抵抗の両端に設
   けられ、それぞれ前記キャリア信号の差動入力に基づき
   切り替えられることを特徴とする請求項１、または２に
   記載のアナログ乗算回路。
4. 【請求項４】 前記キャリア信号の周波数はマイクロ波
   帯の高周波信号であり、前記コンデンサの容量Ｃは、概
   ねＣ＝Ｉ／８ｆ（Ｖ−Ｖ _ＢＥ ）（但し、Ｉは前記オーバ
   ーシュート電流のピーク値、ｆは前記キャリア信号の周
   波数、Ｖは前記ギルバート・セル型乗算回路の電源電
   圧、Ｖ _ＢＥ は前記切替手段の降下電圧）となるよう設定
   されたことを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１
   に記載のアナログ乗算回路。