JP4698776B2 - 低電圧二重平衡型ミキサー回路装置 - Google Patents
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 27
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 6
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 239000013589 supplement Substances 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
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- H—ELECTRICITY
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
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- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B01—PHYSICAL OR CHEMICAL PROCESSES OR APPARATUS IN GENERAL
- B01F—MIXING, e.g. DISSOLVING, EMULSIFYING OR DISPERSING
- B01F33/00—Other mixers; Mixing plants; Combinations of mixers
- B01F33/30—Micromixers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミキサー回路装置に関し、特にシングルエンド入力と差動出力とを有するミキサー回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＲＦミキサー回路は、最新の無線システムにおいて重要な構成部であり、このミキサー回路のパラメータが、ミキサー回路が使用されるシステムの主な特性を決定する。従来、最も一般的なミキサー回路構成は、ギルバートセル構成もしくはマイクロミキサー構成であり、図３及び図４に示されている。
【０００３】
図３及び図４において、各ミキサー回路は、入力端子において、シングルエンドｒｆ入力信号を受信し、出力端子において、差動信号を出力する。この差動信号は、入力信号を増幅し、続いてそれを局部発振器からの信号と混合したものである。両ミキサー回路とも、容易にＩＣ構成で実施することができ、自動車電話等においてよく使用される。しかし、従来のこのような回路構成を有するミキサー回路は、雑音特性が悪い。また、このようなミキサー回路においては、２．７Ｖあるいはそれ以上の供給電圧が必要であり、これは電源と接地との間に３つのトランジスタが直列に配置されているからである。従って、これらミキサー回路は、低電圧適用に適さない場合がある。
【０００４】
図３は、従来のミキサー回路である、ギルバートセル回路を示す図である。図３によると、ギルバートセル回路１００は、入力端子１３０でシングルエンド入力電圧信号を受信し、入力端子１４０、１４１で局部発振器電圧の差動信号を受信する。トランジスタ１０１、１０２、抵抗１１０、１１１、及び電源１１５は、差動型相互コンダクタンス増幅回路１６０を形成し、トランジスタ１０３〜１０６はミキサーコア１５０を形成する。入力端子１３０における入力電圧の増加は、トランジスタ１０１のコレクタ電極からの信号電流を増加させる。電源１１５及び抵抗１１０、１１１は、トランジスタ１０２のコレクタ電極から相補形減少電流が送られることを確実にする。これら電流信号は、電源１１５が定電流源として適用されている場合、平衡調整される。
【０００５】
ミキサーコア１５０は、入力端子１４０、１４１において局部発振器の差動信号を受信する。入力端子１４０の電圧が正の場合、入力端子１４１の電圧は負になり、トランジスタ１０４、１０５は、ＯＮに切り換えられ、トランジスタ１０３、１０６は、ＯＦＦに切り換えられる。従って、トランジスタ１０１のコレクタ電流は出力端子１２１へと送られ、トランジスタ１０２のコレクタ電流は、出力端子１２０へと送られる。トランジスタ１０１、１０２のコレクタ電流は、入力端子１４１の電圧が入力端子１４０よりも高い場合、逆の出力端子１２１、１２０に切り換えられる。
【０００６】
図４は、従来のミキサー回路である、マイクロミキサー回路を示す図である。図４によると、マイクロミキサー回路２００は、入力端子２３０においてシングルエンド入力信号を受信し、出力端子２４０、２４１において、局部発振器の差動信号を受信する。トランジスタ２０１〜２０３及び抵抗２１０〜２１２は、相互コンダクタンス増幅回路２６０を形成し、トランジスタ２０４〜２０７は、ミキサーコア２５０を形成する。
【０００７】
入力端子２３０における電圧の増加は、トランジスタ２０２のコレクタ電極から送られる電流を増加させ、トランジスタ２０３のコレクタ電極から送られる電流を減少させる。従って、このミキサー回路は、シングルエンド入力と差動出力とを有する、相互コンダクタンス増幅回路として機能する。増幅回路２６０からの出力は、差動電流信号としてトランジスタ２０２、２０３のコレクタ電極に与えられ、ミキサーコア２５０に出力される。
【０００８】
ミキサーコア２５０は、図３に示されるミキサー回路におけるミキサーコア１５０と同様に機能する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示されるギルバートセル回路において、雑音特性が悪いのは、主に抵抗１１０、１１１による熱雑音によるところが大きく、抵抗１１０、１１１は、電流路に直接雑音を生じさせる。電源１１５もまた出力信号に雑音を発生させる。これは、電源１１５の入力端子と出力端子にかけて大きな電圧の振れが生じるからである。また、トランジスタ１０１、１０２は、ベース抵抗が直列に配置されているため、出力端子１２０、１２１においてかなり大きな雑音が発生することになる。
【００１０】
図４に示されるマイクロミキサー回路は、非常に線形的な特性と無線周波数における大きなダイナミックレンジとを有している。しかし主電流路において使用される抵抗の数が多いため、雑音特性は、ギルバートセル回路よりもむしろ悪い。
【００１１】
本発明は、上記事情に鑑みなされたもので、より優れた雑音特性と低電圧供給条件とを有するミキサー回路装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ミキサーコアと、シングルエンド増幅段とを有するミキサー回路装置において、前記ミキサーコアは、第１の信号入力で前記増幅段からのシングルエンド出力信号を受信し、該シングルエンド出力信号に対応して差動出力信号を出力することを特徴とする。
【００１３】
本発明は、入力される信号に応じて差動出力信号を出力し、ミキサーコアと、シングルエンド増幅段と、バイアス手段とを有するミキサー回路装置において、前記ミキサーコアは、第１の電流信号入力と、第２の電流信号入力と、第１の局部発振器信号入力と、第２の局部発振器信号入力とを有し、前記シングルエンド増幅段は、前記入力信号に応じて前記ミキサーコアの前記第１の電流信号入力に電流信号を与え、前記バイアス手段は、低ａｃインピーダンスを有し、前記ミキサーコアの前記第２の信号入力にバイアス電流を与えることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に係るミキサー回路の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１５】
図１は、本発明の実施の形態である二重平衡型ミキサー回路を示す図である。
【００１６】
図１において、ミキサー回路３００は、増幅回路３９０と、バイアス装置３９２とミキサーコア３９１と、局部発振器ドライバ回路３９３によって構成される。その動作において、局部発振器の差動信号が入力端子３４０、３４１に入力され、バイアス電位が端子３６０、３６１に印加され、シングルエンド入力信号が入力端子３３０に入力され、差動出力信号が出力端子３２０、３２１で得られる。
【００１７】
増幅回路３９０は、トランジスタ３０１の周辺に配置されている。トランジスタ３０１のベース電極は、抵抗３１１を介して端子３６０に接続し、またキャパシタ３５０を介して入力端子３３０に接続している。インダクタ３１０は、トランジスタ３０１のエミッタ電極と接地電位との間に接続されている。トランジスタ３０１のコレクタ電極は、ミキサーコア３９１への出力電流路を形成している。
【００１８】
電流バイアス装置３９２は、トランジスタ３０２を有している。トランジスタ３０２は、エミッタ電極が接地電位に直接接続し、ベース電極が抵抗３１２を介して端子３６１に接続している。またトランジスタ３０２は、コレクタ電極からミキサーコア３９１に対して電流信号を与える。キャパシタ３５１は、トランジスタ３０２のコレクタ電極と接地電位との間に接続されている。
【００１９】
ミキサーコア３９１は４つのトランジスタ３０３〜３０６を有している。トランジスタ３０３、３０４は、お互いのエミッタ電極が結合し、増幅回路３９０からの出力電流信号を受信する。また、トランジスタ３０５、３０６は、お互いのエミッタ電極が結合し、バイアス装置３９２から電流を与えられる。トランジスタ３０３、３０５のコレクタ電極は、お互いに接続し、また出力端子３２０に接続している。トランジスタ３０４、３０６のコレクタ電極は、お互いに接続し、また出力端子３２１に接続している。ミキサーコア３９１は、トランジスタ３０３〜３０６のベース電極と局部発振ドライバ回路３９３の差動出力との接合点において、局部発振ドライバ回路３９３によって制御されている。トランジスタ３０３、３０６は、ベース電極がお互いに接続し、また局部発振ドライバ回路３９３の第１の出力に接続している。また、トランジスタ３０４、３０５は、ベース電極がお互いに接続し、また局部発振ドライバ回路３９３のもう一方の出力に接続している。
【００２０】
増幅回路３９０は、入力端子３３０で、ＲＦ電圧信号を受信し、これを電流信号に変換する。変換された電流信号は、トランジスタ３０１のベース電極に与えられる。従って、増幅回路３９０は、高インピーダンス電源を構成する。キャパシタ３５０は、入力信号のあらゆるｄｃ要素を阻止すべく動作する。トランジスタ３０１のＤＣバイアスは、抵抗３１１及び端子３６０に印加されるバイアス電位によって実行される。トランジスタ３０１のエミッタ接地電流利得βの複雑な特性により、インンダクタ３１０は、トランジスタ３０１のベースエミッタ回路において直列負帰還を実行する。
【００２１】
インダクタ３１０は非雑音素子であり、特定の周波数領域において周波数に無関係の負帰還を実行する。この周波数領域は、インダクタ３１０の値及び所望の周波数におけるトランジスタ３０１のベースエミッタ抵抗に左右される。またインダクタ３１０の値は増幅回路３９０の利得及び線形性に影響を及ぼす。抵抗をインダクタ３１０の代わりに使用することもできるが、インダクタ３１０を使用する方が増幅回路３９０においてより多くの線形特性及び優良な雑音特性を得ることができる。
【００２２】
インダクタ３１０は、全体もしくは一部分において、ＩＣ実装の寄生インダクタンス、及び／もしくはボンディングワイヤー、及び／もしくは、接続ピンによって構成することができる。
【００２３】
トランジスタ３０１は、ベースエミッタ抵抗による雑音の発生を軽減するために、広域エミッタ領域を有するトランジスタであることが望ましい。しかし、エミッタ領域の大きいトランジスタは寄生容量も高く、従って、リーク及び低電流密度による電流利得βの低減が生じる。従って、特定のミキサー回路に組み込まれるトランジスタ領域及び駆動電流を選択する際に、雑音特性を優先するか利得を優先するかを選択する必要がある。
【００２４】
ミキサー回路３００の入力インピーダンスは、インダクタ３１０の値及び、トランジスタ３０１のｆT （トランジション周波数） によって決定される。
【００２５】
バイアス装置３９２は、トランジスタ３０２のコレクタ電極からミキサーコア３９１のトランジスタ３０５、３０６にバイアス電流を与えるために動作する。抵抗３１２は、トランジスタ３０２のベース電極をバイアス電位が印加されている端子３６１に接続する。キャパシタ３５１は、トランジスタ３０２のコレクタ電極における信号のａｃ要素の低インピーダンス接地を実行する。この信号のｄｃ要素は、適度に一定に保たれる。
【００２６】
局部発振ドライバ回路３９３の条件は、局部発振ドライバ回路の入力端に入力される電圧信号を変換して出力端に与えることと、この入力信号に応じた出力端で接地電位基準の同相出力インピーダンスを高くすることが必要である。これに対する理由は、下記に述べるミキサーコア３９１の動作の説明の中で明らかにする。
【００２７】
局部発振ドライバ回路３９３は、変成器として適用することができる。局部発振ドライバ回路３９３が、全ミキサー回路３００と同一のチップ上に搭載されなければならない場合においては、図２に示されるような局部発振ドライバ回路４９３を適用することができる。
【００２８】
ドライバ回路４９３は、ロングテイルトランジスタ組であるトランジスタ４０１、４０２を有し、トランジスタ４０１、４０２は、ベース電極がそれぞれ局部発振器信号入力端子３４０、３４１に接続しいる。抵抗４１０、４１１はそれぞれトランジスタ４０１、４０２のコレクタ電極を供給電圧端子４４０に接続している。抵抗４１２はトランジスタ４０１及び４０２のエミッタ電極の間に接続されている。局部発振ドライバ回路出力端子４３０、４３１は、トランジスタ４０２、４０１のコレクタ電極にそれぞれ接続され、これら出力端子４３０、４３１は、図１に示されるミキサーコア３９１のトランジスタ３０３〜３０６のベース電極への接続を形成する。
【００２９】
局部発振ドライバ回路４９３は、局部発振器信号入力端子３４０、３４１に入力される局部発振器信号によって制御される。トランジスタ４０１、４０２は、交互に動作し、また正の電圧を交互に出力端子４３０、４３１に与えるよう、局部発振器信号によって「ハード切り換え」がされる。この電圧は、トランジスタ３０４、３０５、及びトランジスタ３０３、３０６を交互にＯＮに切り換える。
【００３０】
トランジスタ３０４、３０５がＯＮになるとき、トランジスタ３０１のコレクタ電流は、トランジスタ３０４のエミッタ電極を通過しトランジスタ３０４のベース電極及びコレクタ電極へと送られる。出力端子３２１へと送られるトランジスタ３０４のコレクタ電流は、ベース電流に比例し、トランジスタの電流利得係数βに応じて増大する。トランジスタ３０５の入力インピーダンスが、局部発振ドライバ回路４９３の同相出力インピーダンスに比べて低いという条件の下、トランジスタ３０４のベース電極からの信号電流は、主としてトランジスタ３０５のベース電極へと送られ、またトランジスタ３０５のコレクタ電流は、トランジスタ３０４のコレクタ電流を補足する。接地への入力信号を基準とする同相出力インピーダンスが、トランジスタ３０５の入力インピーダンスよりも十分に高い場合、差動出力端子３２０、３２１において平衡出力が得られる。
【００３１】
ミキサーコアの出力の平衡は、さらにトランジスタ３０３、３０６及びトランジスタ３０４、３０５によるインピーダンスバイアスによって制御することができ、この制御は、端子３６０、３６１に印加される電位を変化させることで得ることができる。
【００３２】
トランジスタ３０３、３０６がＯＮに切り換えられるとき、トランジスタ３０１のコレクタ電流は、逆の差動出力端子３２０へと送られ、相補形出力は、もう一方の出力端子３２１へと送られる。
【００３３】
従って、シングルエンド入力信号から差動出力信号への変換は、ミキサーコア３９１自体で実行され、これによりミキサー回路の実施において使用されるトランジスタ数は削減され、使用される供給電圧は低減される。
【００３４】
トランジスタ３０５、３０６の相補形電流は、トランジスタ３０３、３０４のエミッタ領域をトランジスタ３０５、３０６のそれよりも大きく設定することで増加させることができる。例えば、関連する周波数に応じて３：２または、２：１の比率で設定することができる。このことにより、トランジスタ３０３、３０４のベース電流は高くなり、ミキサーコアにおけるトランジスタの寄生容量による損失が補われる。
【００３５】
局部発振ドライバ回路４９３の同相出力インピーダンスは、抵抗４１０、４１１によって決定される。これら抵抗の値は、ドライバ回路４９３の適切な動作に対応してできるだけ高い方が望ましい。通常、抵抗４１０、４１１は、抵抗４１２よりもかなり大きく、抵抗４１２の抵抗は、局部発振ドライバ回路４９３の差動出力インピーダンスを決定するものである。抵抗４１０、４１１を双方とも同様に適当なインダクタと交換してもほとんど同様の効果を得ることができる。
【００３６】
本実施の形態は、ｎｐｎ二極性トランジスタについてのみ説明がなされているが、本発明はこれに限定されるものではなく、同様に、ｐｎｐ二極性トランジスタまたは、電界効果トランジスタでも実現が可能である。上述のコレクタ電極及びエミッタ電極は、電界効果トランジスタの第１及び第２の主電極としてのドレイン電極及びソース電極に対応する。
【００３７】
【発明の効果】
上記の説明のように、本発明に係るミキサー回路装置において、シングルエンド入力信号から差動出力信号への変換は、ミキサーコア３９１自体で実行され、これによりミキサー回路の実施において使用されるトランジスタ数は削減され、使用される供給電圧は低減される。また、非雑音素子である負帰還インダクタ３１０の適用により雑音値は軽減される。従って、雑音の少ない低電圧二重平衡型ミキサー回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態であるミキサー回路装置を示す図である。
【図２】 本発明の実施の形態である図１のミキサー回路に適当な局部発振ドライバ回路を示す図である。
【図３】 従来のギルバートセルミキサー回路を示す図である。
【図４】 従来のマイクロミキサー回路を示す図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ ミキサー回路
１０１〜１０６、２０１〜２０７、
３０１〜３０６、４０１、４０２ トランジスタ
１１０、１１１、２１０〜２１２、
３１１、３１２、４１０〜４１３ 抵抗
１１５ 電源
１２０、１２１、２２０、２２１、
３２０、３２１、４３０、４３１ 出力端子
１３０、１４０、１４１、２３０、２４０、２４１、
３３０、３４０、３４１ 入力端子
１５０、２５０、３９１ ミキサーコア
１６０、２６０、３９０ 増幅回路
３１０ インダクタ
３５０、３５１ キャパシタ
３６０、３６１ バイアス電位の端子
３９２ バイアス装置
３９３、４９３ 局部発振ドライバ回路
４４０ 供給電圧端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、ミキサー回路装置に関し、特にシングルエンド入力と差動出力とを有するミキサー回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＲＦミキサー回路は、最新の無線システムにおいて重要な構成部であり、このミキサー回路のパラメータが、ミキサー回路が使用されるシステムの主な特性を決定する。従来、最も一般的なミキサー回路構成は、ギルバートセル構成もしくはマイクロミキサー構成であり、図３及び図４に示されている。
【０００３】
図３及び図４において、各ミキサー回路は、入力端子において、シングルエンドｒｆ入力信号を受信し、出力端子において、差動信号を出力する。この差動信号は、入力信号を増幅し、続いてそれを局部発振器からの信号と混合したものである。両ミキサー回路とも、容易にＩＣ構成で実施することができ、自動車電話等においてよく使用される。しかし、従来のこのような回路構成を有するミキサー回路は、雑音特性が悪い。また、このようなミキサー回路においては、２．７Ｖあるいはそれ以上の供給電圧が必要であり、これは電源と接地との間に３つのトランジスタが直列に配置されているからである。従って、これらミキサー回路は、低電圧適用に適さない場合がある。
【０００４】
図３は、従来のミキサー回路である、ギルバートセル回路を示す図である。図３によると、ギルバートセル回路１００は、入力端子１３０でシングルエンド入力電圧信号を受信し、入力端子１４０、１４１で局部発振器電圧の差動信号を受信する。トランジスタ１０１、１０２、抵抗１１０、１１１、及び電源１１５は、差動型相互コンダクタンス増幅回路１６０を形成し、トランジスタ１０３〜１０６はミキサーコア１５０を形成する。入力端子１３０における入力電圧の増加は、トランジスタ１０１のコレクタ電極からの信号電流を増加させる。電源１１５及び抵抗１１０、１１１は、トランジスタ１０２のコレクタ電極から相補形減少電流が送られることを確実にする。これら電流信号は、電源１１５が定電流源として適用されている場合、平衡調整される。
【０００５】
ミキサーコア１５０は、入力端子１４０、１４１において局部発振器の差動信号を受信する。入力端子１４０の電圧が正の場合、入力端子１４１の電圧は負になり、トランジスタ１０４、１０５は、ＯＮに切り換えられ、トランジスタ１０３、１０６は、ＯＦＦに切り換えられる。従って、トランジスタ１０１のコレクタ電流は出力端子１２１へと送られ、トランジスタ１０２のコレクタ電流は、出力端子１２０へと送られる。トランジスタ１０１、１０２のコレクタ電流は、入力端子１４１の電圧が入力端子１４０よりも高い場合、逆の出力端子１２１、１２０に切り換えられる。
【０００６】
図４は、従来のミキサー回路である、マイクロミキサー回路を示す図である。図４によると、マイクロミキサー回路２００は、入力端子２３０においてシングルエンド入力信号を受信し、出力端子２４０、２４１において、局部発振器の差動信号を受信する。トランジスタ２０１〜２０３及び抵抗２１０〜２１２は、相互コンダクタンス増幅回路２６０を形成し、トランジスタ２０４〜２０７は、ミキサーコア２５０を形成する。
【０００７】
入力端子２３０における電圧の増加は、トランジスタ２０２のコレクタ電極から送られる電流を増加させ、トランジスタ２０３のコレクタ電極から送られる電流を減少させる。従って、このミキサー回路は、シングルエンド入力と差動出力とを有する、相互コンダクタンス増幅回路として機能する。増幅回路２６０からの出力は、差動電流信号としてトランジスタ２０２、２０３のコレクタ電極に与えられ、ミキサーコア２５０に出力される。
【０００８】
ミキサーコア２５０は、図３に示されるミキサー回路におけるミキサーコア１５０と同様に機能する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図３に示されるギルバートセル回路において、雑音特性が悪いのは、主に抵抗１１０、１１１による熱雑音によるところが大きく、抵抗１１０、１１１は、電流路に直接雑音を生じさせる。電源１１５もまた出力信号に雑音を発生させる。これは、電源１１５の入力端子と出力端子にかけて大きな電圧の振れが生じるからである。また、トランジスタ１０１、１０２は、ベース抵抗が直列に配置されているため、出力端子１２０、１２１においてかなり大きな雑音が発生することになる。
【００１０】
図４に示されるマイクロミキサー回路は、非常に線形的な特性と無線周波数における大きなダイナミックレンジとを有している。しかし主電流路において使用される抵抗の数が多いため、雑音特性は、ギルバートセル回路よりもむしろ悪い。
【００１１】
本発明は、上記事情に鑑みなされたもので、より優れた雑音特性と低電圧供給条件とを有するミキサー回路装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ミキサーコアと、シングルエンド増幅段とを有するミキサー回路装置において、前記ミキサーコアは、第１の信号入力で前記増幅段からのシングルエンド出力信号を受信し、該シングルエンド出力信号に対応して差動出力信号を出力することを特徴とする。
【００１３】
本発明は、入力される信号に応じて差動出力信号を出力し、ミキサーコアと、シングルエンド増幅段と、バイアス手段とを有するミキサー回路装置において、前記ミキサーコアは、第１の電流信号入力と、第２の電流信号入力と、第１の局部発振器信号入力と、第２の局部発振器信号入力とを有し、前記シングルエンド増幅段は、前記入力信号に応じて前記ミキサーコアの前記第１の電流信号入力に電流信号を与え、前記バイアス手段は、低ａｃインピーダンスを有し、前記ミキサーコアの前記第２の信号入力にバイアス電流を与えることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明に係るミキサー回路の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００１５】
図１は、本発明の実施の形態である二重平衡型ミキサー回路を示す図である。
【００１６】
図１において、ミキサー回路３００は、増幅回路３９０と、バイアス装置３９２とミキサーコア３９１と、局部発振器ドライバ回路３９３によって構成される。その動作において、局部発振器の差動信号が入力端子３４０、３４１に入力され、バイアス電位が端子３６０、３６１に印加され、シングルエンド入力信号が入力端子３３０に入力され、差動出力信号が出力端子３２０、３２１で得られる。
【００１７】
増幅回路３９０は、トランジスタ３０１の周辺に配置されている。トランジスタ３０１のベース電極は、抵抗３１１を介して端子３６０に接続し、またキャパシタ３５０を介して入力端子３３０に接続している。インダクタ３１０は、トランジスタ３０１のエミッタ電極と接地電位との間に接続されている。トランジスタ３０１のコレクタ電極は、ミキサーコア３９１への出力電流路を形成している。
【００１８】
電流バイアス装置３９２は、トランジスタ３０２を有している。トランジスタ３０２は、エミッタ電極が接地電位に直接接続し、ベース電極が抵抗３１２を介して端子３６１に接続している。またトランジスタ３０２は、コレクタ電極からミキサーコア３９１に対して電流信号を与える。キャパシタ３５１は、トランジスタ３０２のコレクタ電極と接地電位との間に接続されている。
【００１９】
ミキサーコア３９１は４つのトランジスタ３０３〜３０６を有している。トランジスタ３０３、３０４は、お互いのエミッタ電極が結合し、増幅回路３９０からの出力電流信号を受信する。また、トランジスタ３０５、３０６は、お互いのエミッタ電極が結合し、バイアス装置３９２から電流を与えられる。トランジスタ３０３、３０５のコレクタ電極は、お互いに接続し、また出力端子３２０に接続している。トランジスタ３０４、３０６のコレクタ電極は、お互いに接続し、また出力端子３２１に接続している。ミキサーコア３９１は、トランジスタ３０３〜３０６のベース電極と局部発振ドライバ回路３９３の差動出力との接合点において、局部発振ドライバ回路３９３によって制御されている。トランジスタ３０３、３０６は、ベース電極がお互いに接続し、また局部発振ドライバ回路３９３の第１の出力に接続している。また、トランジスタ３０４、３０５は、ベース電極がお互いに接続し、また局部発振ドライバ回路３９３のもう一方の出力に接続している。
【００２０】
増幅回路３９０は、入力端子３３０で、ＲＦ電圧信号を受信し、これを電流信号に変換する。変換された電流信号は、トランジスタ３０１のベース電極に与えられる。従って、増幅回路３９０は、高インピーダンス電源を構成する。キャパシタ３５０は、入力信号のあらゆるｄｃ要素を阻止すべく動作する。トランジスタ３０１のＤＣバイアスは、抵抗３１１及び端子３６０に印加されるバイアス電位によって実行される。トランジスタ３０１のエミッタ接地電流利得βの複雑な特性により、インンダクタ３１０は、トランジスタ３０１のベースエミッタ回路において直列負帰還を実行する。
【００２１】
インダクタ３１０は非雑音素子であり、特定の周波数領域において周波数に無関係の負帰還を実行する。この周波数領域は、インダクタ３１０の値及び所望の周波数におけるトランジスタ３０１のベースエミッタ抵抗に左右される。またインダクタ３１０の値は増幅回路３９０の利得及び線形性に影響を及ぼす。抵抗をインダクタ３１０の代わりに使用することもできるが、インダクタ３１０を使用する方が増幅回路３９０においてより多くの線形特性及び優良な雑音特性を得ることができる。
【００２２】
インダクタ３１０は、全体もしくは一部分において、ＩＣ実装の寄生インダクタンス、及び／もしくはボンディングワイヤー、及び／もしくは、接続ピンによって構成することができる。
【００２３】
トランジスタ３０１は、ベースエミッタ抵抗による雑音の発生を軽減するために、広域エミッタ領域を有するトランジスタであることが望ましい。しかし、エミッタ領域の大きいトランジスタは寄生容量も高く、従って、リーク及び低電流密度による電流利得βの低減が生じる。従って、特定のミキサー回路に組み込まれるトランジスタ領域及び駆動電流を選択する際に、雑音特性を優先するか利得を優先するかを選択する必要がある。
【００２４】
ミキサー回路３００の入力インピーダンスは、インダクタ３１０の値及び、トランジスタ３０１のｆT （トランジション周波数） によって決定される。
【００２５】
バイアス装置３９２は、トランジスタ３０２のコレクタ電極からミキサーコア３９１のトランジスタ３０５、３０６にバイアス電流を与えるために動作する。抵抗３１２は、トランジスタ３０２のベース電極をバイアス電位が印加されている端子３６１に接続する。キャパシタ３５１は、トランジスタ３０２のコレクタ電極における信号のａｃ要素の低インピーダンス接地を実行する。この信号のｄｃ要素は、適度に一定に保たれる。
【００２６】
局部発振ドライバ回路３９３の条件は、局部発振ドライバ回路の入力端に入力される電圧信号を変換して出力端に与えることと、この入力信号に応じた出力端で接地電位基準の同相出力インピーダンスを高くすることが必要である。これに対する理由は、下記に述べるミキサーコア３９１の動作の説明の中で明らかにする。
【００２７】
局部発振ドライバ回路３９３は、変成器として適用することができる。局部発振ドライバ回路３９３が、全ミキサー回路３００と同一のチップ上に搭載されなければならない場合においては、図２に示されるような局部発振ドライバ回路４９３を適用することができる。
【００２８】
ドライバ回路４９３は、ロングテイルトランジスタ組であるトランジスタ４０１、４０２を有し、トランジスタ４０１、４０２は、ベース電極がそれぞれ局部発振器信号入力端子３４０、３４１に接続しいる。抵抗４１０、４１１はそれぞれトランジスタ４０１、４０２のコレクタ電極を供給電圧端子４４０に接続している。抵抗４１２はトランジスタ４０１及び４０２のエミッタ電極の間に接続されている。局部発振ドライバ回路出力端子４３０、４３１は、トランジスタ４０２、４０１のコレクタ電極にそれぞれ接続され、これら出力端子４３０、４３１は、図１に示されるミキサーコア３９１のトランジスタ３０３〜３０６のベース電極への接続を形成する。
【００２９】
局部発振ドライバ回路４９３は、局部発振器信号入力端子３４０、３４１に入力される局部発振器信号によって制御される。トランジスタ４０１、４０２は、交互に動作し、また正の電圧を交互に出力端子４３０、４３１に与えるよう、局部発振器信号によって「ハード切り換え」がされる。この電圧は、トランジスタ３０４、３０５、及びトランジスタ３０３、３０６を交互にＯＮに切り換える。
【００３０】
トランジスタ３０４、３０５がＯＮになるとき、トランジスタ３０１のコレクタ電流は、トランジスタ３０４のエミッタ電極を通過しトランジスタ３０４のベース電極及びコレクタ電極へと送られる。出力端子３２１へと送られるトランジスタ３０４のコレクタ電流は、ベース電流に比例し、トランジスタの電流利得係数βに応じて増大する。トランジスタ３０５の入力インピーダンスが、局部発振ドライバ回路４９３の同相出力インピーダンスに比べて低いという条件の下、トランジスタ３０４のベース電極からの信号電流は、主としてトランジスタ３０５のベース電極へと送られ、またトランジスタ３０５のコレクタ電流は、トランジスタ３０４のコレクタ電流を補足する。接地への入力信号を基準とする同相出力インピーダンスが、トランジスタ３０５の入力インピーダンスよりも十分に高い場合、差動出力端子３２０、３２１において平衡出力が得られる。
【００３１】
ミキサーコアの出力の平衡は、さらにトランジスタ３０３、３０６及びトランジスタ３０４、３０５によるインピーダンスバイアスによって制御することができ、この制御は、端子３６０、３６１に印加される電位を変化させることで得ることができる。
【００３２】
トランジスタ３０３、３０６がＯＮに切り換えられるとき、トランジスタ３０１のコレクタ電流は、逆の差動出力端子３２０へと送られ、相補形出力は、もう一方の出力端子３２１へと送られる。
【００３３】
従って、シングルエンド入力信号から差動出力信号への変換は、ミキサーコア３９１自体で実行され、これによりミキサー回路の実施において使用されるトランジスタ数は削減され、使用される供給電圧は低減される。
【００３４】
トランジスタ３０５、３０６の相補形電流は、トランジスタ３０３、３０４のエミッタ領域をトランジスタ３０５、３０６のそれよりも大きく設定することで増加させることができる。例えば、関連する周波数に応じて３：２または、２：１の比率で設定することができる。このことにより、トランジスタ３０３、３０４のベース電流は高くなり、ミキサーコアにおけるトランジスタの寄生容量による損失が補われる。
【００３５】
局部発振ドライバ回路４９３の同相出力インピーダンスは、抵抗４１０、４１１によって決定される。これら抵抗の値は、ドライバ回路４９３の適切な動作に対応してできるだけ高い方が望ましい。通常、抵抗４１０、４１１は、抵抗４１２よりもかなり大きく、抵抗４１２の抵抗は、局部発振ドライバ回路４９３の差動出力インピーダンスを決定するものである。抵抗４１０、４１１を双方とも同様に適当なインダクタと交換してもほとんど同様の効果を得ることができる。
【００３６】
本実施の形態は、ｎｐｎ二極性トランジスタについてのみ説明がなされているが、本発明はこれに限定されるものではなく、同様に、ｐｎｐ二極性トランジスタまたは、電界効果トランジスタでも実現が可能である。上述のコレクタ電極及びエミッタ電極は、電界効果トランジスタの第１及び第２の主電極としてのドレイン電極及びソース電極に対応する。
【００３７】
【発明の効果】
上記の説明のように、本発明に係るミキサー回路装置において、シングルエンド入力信号から差動出力信号への変換は、ミキサーコア３９１自体で実行され、これによりミキサー回路の実施において使用されるトランジスタ数は削減され、使用される供給電圧は低減される。また、非雑音素子である負帰還インダクタ３１０の適用により雑音値は軽減される。従って、雑音の少ない低電圧二重平衡型ミキサー回路を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態であるミキサー回路装置を示す図である。
【図２】 本発明の実施の形態である図１のミキサー回路に適当な局部発振ドライバ回路を示す図である。
【図３】 従来のギルバートセルミキサー回路を示す図である。
【図４】 従来のマイクロミキサー回路を示す図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ ミキサー回路
１０１〜１０６、２０１〜２０７、
３０１〜３０６、４０１、４０２ トランジスタ
１１０、１１１、２１０〜２１２、
３１１、３１２、４１０〜４１３ 抵抗
１１５ 電源
１２０、１２１、２２０、２２１、
３２０、３２１、４３０、４３１ 出力端子
１３０、１４０、１４１、２３０、２４０、２４１、
３３０、３４０、３４１ 入力端子
１５０、２５０、３９１ ミキサーコア
１６０、２６０、３９０ 増幅回路
３１０ インダクタ
３５０、３５１ キャパシタ
３６０、３６１ バイアス電位の端子
３９２ バイアス装置
３９３、４９３ 局部発振ドライバ回路
４４０ 供給電圧端子
Claims (10)
- ａ）シングルエンド入力端とシングルエンド出力端とを有する増幅段と、
ｂ）第１及び第２電流信号入力端と、同相入力インピーダンスを有する局部発振ドライバー側第１及び第２入力端と、第１及び第２差動出力端とを配置したミキサーコアの構成であり、且つこの第１電流信号入力端を前記増幅段の前記シングルエンド出力端に接続するミキサーコアと、
ｃ）接地部と、前記ミキサーコアの前記第２電流信号入力端との間に配したＤＣ電流源を有するバイアス回路と、
ｄ）前記バイアス回路の出力部と前記接地部のそれぞれに接続するキャパシタと
を備えており、更に、
ｅ）発振入力端を配置して且つ第１及び第２発振出力端を配置した局部発振ドライバー回路の前記第１及び第２発振出力端を、前記ミキサーコアの局部発振ドライバー側第１及び第２入力端へそれぞれ接続すると共に、この局部発振ドライバー側第１及び第２入力端の同相入力インピーダンスが、前記局部発振ドライバー回路の前記第１及び第２発振出力端における同相出力インピーダンスに比べて低い関係を成す前記局部発振ドライバー回路とを備えたことを特徴とするミキサー回路。 - 前記ミキサーコアが二重平衡型である請求項１に記載のミキサー回路。
- 前記増幅段が相互コンダクタンス増幅器として動作する増幅用トランジスタを含む請求項１に記載のミキサー回路。
- 前記増幅段のトランジスタは、その制御電極を前記シングルエンド入力端からの信号入力端にして、このトランジスタの第１主電極を前記シングルエンド出力端に接続して、更に、第２主電極を接地部に接続する請求項３に記載のミキサー回路。
- 前記増幅段のトランジスタの前記制御電極にＤＣバイアスを与えて、更に、入力キャパシタを介して前記シングルエンド入力端に接続する請求項４に記載のミキサー回路。
- 前記増幅段のトランジスタの前記第２主電極と前記接地部との間にインダクタを接続する請求項４に記載のミキサー回路。
- 前記バイアス回路が、ＤＣバイアスする制御電極と、この出力部とする第１主電極と、前記接地部に接続する第２主電極と有するバイアス用トランジスタを含む請求項１に記載のミキサー回路。
- 前記局部発振ドライバー回路が、２つの前記発振入力端と、第１及び第２トランジスタとを有するものであって、前記第１及び第２トランジスタのそれぞれが制御電極と第１及び第２主電極とを備え、
そして、
前記第１トランジスタの制御電極を一方の前記発振入力端に接続して、
前記第２トランジスタの制御電極を他方の前記発振入力端に接続して、
前記第１及び第２トランジスタの各第２主電極を互いに接続して且つ電流源に接続して、前記第１及び第２トランジスタの各第１主電極を、前記局部発振ドライバー回路の前記第１及び第２発振出力端のそれぞれに接続する請求項１に記載のミキサー回路。 - 前記第１トランジスタの前記第１主電極と電圧供給源との間に第１の抵抗を接続して、前記第２トランジスタの前記第１主電極と前記電圧供給源との間に第２の抵抗を接続する請求項８に記載のミキサー回路。
- 前記局部発振ドライバー回路が、更に、第３の抵抗を前記第１及び第２トランジスタの各前記第１主電極間に接続する請求項９に記載のミキサー回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9700486A GB2321149B (en) | 1997-01-11 | 1997-01-11 | Low voltage double balanced mixer |
| GB9700486.5 | 1997-01-11 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209760A JPH10209760A (ja) | 1998-08-07 |
| JPH10209760A5 JPH10209760A5 (ja) | 2004-10-07 |
| JP4698776B2 true JP4698776B2 (ja) | 2011-06-08 |
Family
ID=10805819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01507698A Expired - Fee Related JP4698776B2 (ja) | 1997-01-11 | 1998-01-09 | 低電圧二重平衡型ミキサー回路装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6211718B1 (ja) |
| EP (1) | EP0853376B1 (ja) |
| JP (1) | JP4698776B2 (ja) |
| DE (1) | DE69706954T2 (ja) |
| GB (1) | GB2321149B (ja) |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
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| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
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-
1997
- 1997-01-11 GB GB9700486A patent/GB2321149B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-16 DE DE69706954T patent/DE69706954T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-16 EP EP97310154A patent/EP0853376B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-01-07 US US09/003,908 patent/US6211718B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-09 JP JP01507698A patent/JP4698776B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0853376B1 (en) | 2001-09-26 |
| GB2321149B (en) | 2001-04-04 |
| DE69706954T2 (de) | 2002-04-11 |
| GB9700486D0 (en) | 1997-02-26 |
| EP0853376A1 (en) | 1998-07-15 |
| GB2321149A (en) | 1998-07-15 |
| JPH10209760A (ja) | 1998-08-07 |
| US6211718B1 (en) | 2001-04-03 |
| DE69706954D1 (de) | 2001-10-31 |
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| Date | Code | Title | Description |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20070216 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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|
| A02 | Decision of refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
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|
| A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
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|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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