JPH10209761A - ミキサ回路装置 - Google Patents
ミキサ回路装置Info
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- JPH10209761A JPH10209761A JP10015077A JP1507798A JPH10209761A JP H10209761 A JPH10209761 A JP H10209761A JP 10015077 A JP10015077 A JP 10015077A JP 1507798 A JP1507798 A JP 1507798A JP H10209761 A JPH10209761 A JP H10209761A
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/14—Balanced arrangements
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- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズ特性を改良したミキサ回路装置を提供
する。 【解決手段】 ミキサ回路装置５００は、ミキサコア４
９１と増幅装置５９０とにより構成される。増幅装置５
９０により改良されたノイズ特性は、抵抗４５０と端子
４４０の電位適応により形成される電源によりベ−ス動
作が成されるトランジスタ４０３、４０４にカスコード
で接続されるトランジスタ４０１、４０３の効果によ
る。負帰還インダクタ４６０は、非ノイズ要素と考えら
れ、トランジスタが用いられたときよりも良いノイズ特
性でミキサ回路装置５００が与えられる。トランジスタ
４０３、４０４は、それぞれのコレクタ電極に相補型電
流信号が与えられる分相器として動作する。負帰還は、
抵抗５２０とキャパシタ５１０の挿入によりトランジス
タ４０１において達成される。ミキサコア４９１は、端
子４２０、４２１における局部発振信号とトランジスタ
４０３、４０４からの電流信号とを混合する。
する。 【解決手段】 ミキサ回路装置５００は、ミキサコア４
９１と増幅装置５９０とにより構成される。増幅装置５
９０により改良されたノイズ特性は、抵抗４５０と端子
４４０の電位適応により形成される電源によりベ−ス動
作が成されるトランジスタ４０３、４０４にカスコード
で接続されるトランジスタ４０１、４０３の効果によ
る。負帰還インダクタ４６０は、非ノイズ要素と考えら
れ、トランジスタが用いられたときよりも良いノイズ特
性でミキサ回路装置５００が与えられる。トランジスタ
４０３、４０４は、それぞれのコレクタ電極に相補型電
流信号が与えられる分相器として動作する。負帰還は、
抵抗５２０とキャパシタ５１０の挿入によりトランジス
タ４０１において達成される。ミキサコア４９１は、端
子４２０、４２１における局部発振信号とトランジスタ
４０３、４０４からの電流信号とを混合する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ミキサ回路装置、
特にシングルエンド入力と差分出力とを有するミキサ回
路装置に関する。
特にシングルエンド入力と差分出力とを有するミキサ回
路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＲＦミキサは、近代無線システム
の基本として知られており、システムの主要な特性を決
定付けていた。最も一般的なミキサ回路の形態としてギ
ルバートセルとマイクロミキサがあり、それぞれを図
３、図４、に示す。
の基本として知られており、システムの主要な特性を決
定付けていた。最も一般的なミキサ回路の形態としてギ
ルバートセルとマイクロミキサがあり、それぞれを図
３、図４、に示す。
【０００３】ギルバートセル及びマイクロミキサのそれ
ぞれのミキサ回路は、シングルエンドＲＦ入力信号を入
力端子で受信し、最初に増幅された入力信号と後に混合
された局部発振器からの信号との差分信号による出力で
示す。これら両方の回路は、容易にＩＣフォームに用い
られ、自動車電話等に用いられるように広く一般に使用
されている。
ぞれのミキサ回路は、シングルエンドＲＦ入力信号を入
力端子で受信し、最初に増幅された入力信号と後に混合
された局部発振器からの信号との差分信号による出力で
示す。これら両方の回路は、容易にＩＣフォームに用い
られ、自動車電話等に用いられるように広く一般に使用
されている。
【０００４】図３に示されるギルバートセル回路１００
は、端子１３０でシングルエンド入力電圧信号と、端子
１４０、１４１で差分局部発振電圧信号を受信する。ト
ランジスタ１０３、１０４、１０５、１０６は、標準ミ
キサコア１５０を形成する間に、トランジスタ１０１、
１０２、抵抗１１０、１１１、電源１１５は、差分変換
コンダクタンス増幅器１６０を形成する。入力端子１３
０における入力電圧の変位は、トランジスタ１０１のコ
レクタ端子から電流信号を変換したり、または、増幅し
たりする。電源１１５と抵抗１１０、１１１は、相補型
電流信号がトランジスタ１０２のコレクタ電極から流れ
ることを確保する。これらの電流信号は、電源１１５が
一定電源に保たれる場合に、平衡が取れているものであ
る。
は、端子１３０でシングルエンド入力電圧信号と、端子
１４０、１４１で差分局部発振電圧信号を受信する。ト
ランジスタ１０３、１０４、１０５、１０６は、標準ミ
キサコア１５０を形成する間に、トランジスタ１０１、
１０２、抵抗１１０、１１１、電源１１５は、差分変換
コンダクタンス増幅器１６０を形成する。入力端子１３
０における入力電圧の変位は、トランジスタ１０１のコ
レクタ端子から電流信号を変換したり、または、増幅し
たりする。電源１１５と抵抗１１０、１１１は、相補型
電流信号がトランジスタ１０２のコレクタ電極から流れ
ることを確保する。これらの電流信号は、電源１１５が
一定電源に保たれる場合に、平衡が取れているものであ
る。
【０００５】ミキサコア１５０は、実質的に端子１４
０、１４１における差分電圧信号として正弦局部発振信
号を受信する。端子１４０における電圧がプラスの時
に、端子１４１における電圧は、トランジスタ１０４及
びトランジスタ１０５がスイッチオンされ、トランジス
タ１０３及びトランジスタ１０６がスイッチオフされる
ことによりマイナスとなる。従って、トランジスタ１０
２のコレクタ電流が、出力端子１２０に流れる時に、ト
ランジスタ１０１のコレクタ電流は、出力電極１２１に
流れる。端子１４１が、端子１４０よりも高い電位の時
に、トランジスタ１０１、１０２のコレクタ電流は、明
らかに反対の出力端子１２０、１２１に流れる。
０、１４１における差分電圧信号として正弦局部発振信
号を受信する。端子１４０における電圧がプラスの時
に、端子１４１における電圧は、トランジスタ１０４及
びトランジスタ１０５がスイッチオンされ、トランジス
タ１０３及びトランジスタ１０６がスイッチオフされる
ことによりマイナスとなる。従って、トランジスタ１０
２のコレクタ電流が、出力端子１２０に流れる時に、ト
ランジスタ１０１のコレクタ電流は、出力電極１２１に
流れる。端子１４１が、端子１４０よりも高い電位の時
に、トランジスタ１０１、１０２のコレクタ電流は、明
らかに反対の出力端子１２０、１２１に流れる。
【０００６】このミキサ回路の形態における不十分なノ
イズ特性は、主電流路に直接ノイズを生成する抵抗１１
０及び抵抗１１１の熱ノイズに大きく依存するものであ
る。電源１１５もまた、入力端子と出力端子においてか
なり大きな電圧の振れを生じるため、出力信号にノイズ
を発生させる。また、トランジスタ１０１、１０２のベ
ース抵抗が直列配置されていることで、出力端子１２
０、１２１においてかなり大きなノイズが生じる。
イズ特性は、主電流路に直接ノイズを生成する抵抗１１
０及び抵抗１１１の熱ノイズに大きく依存するものであ
る。電源１１５もまた、入力端子と出力端子においてか
なり大きな電圧の振れを生じるため、出力信号にノイズ
を発生させる。また、トランジスタ１０１、１０２のベ
ース抵抗が直列配置されていることで、出力端子１２
０、１２１においてかなり大きなノイズが生じる。
【０００７】図４に示されるマイクロミキサ回路２００
は、入力端子２３０でシングルエンド入力信号を受信
し、また、端子２４０及び端子２４１において、差分局
部発振電圧信号を受信する。抵抗２０４、２０５、２０
６、２０７が、標準ミキサコア２５０を形成する間に、
トランジスタ２０１、２０２、２０３と、抵抗２１０、
２１１、２１２は、変換コンダクタンス増幅器２６０を
形成する。
は、入力端子２３０でシングルエンド入力信号を受信
し、また、端子２４０及び端子２４１において、差分局
部発振電圧信号を受信する。抵抗２０４、２０５、２０
６、２０７が、標準ミキサコア２５０を形成する間に、
トランジスタ２０１、２０２、２０３と、抵抗２１０、
２１１、２１２は、変換コンダクタンス増幅器２６０を
形成する。
【０００８】入力端子２３０における電圧の増加は、ト
ランジスタ２０２のコレクタ電極から流れる電流量が増
加したことと、トランジスタ２０３のコレクタ電極から
流れる電流量が減少したためである。それ故に本発明の
ミキサ回路は、シングルエンド入力と差分出力とを有す
る変換コンダクタンス増幅器として作動する。増幅器２
６０からの出力は、ミキサコア２５０による差分電流信
号として、トランジスタ２０２及びトランジスタ２０３
のコレクタ電極から取り出される。
ランジスタ２０２のコレクタ電極から流れる電流量が増
加したことと、トランジスタ２０３のコレクタ電極から
流れる電流量が減少したためである。それ故に本発明の
ミキサ回路は、シングルエンド入力と差分出力とを有す
る変換コンダクタンス増幅器として作動する。増幅器２
６０からの出力は、ミキサコア２５０による差分電流信
号として、トランジスタ２０２及びトランジスタ２０３
のコレクタ電極から取り出される。
【０００９】ミキサコア２５０は、図３のミキサ回路に
示されるミキサコア１５０と同じ方法で機能する。
示されるミキサコア１５０と同じ方法で機能する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
のギルバートセル回路及びマイクロミキサ回路を用いて
構成されるミキサは、不十分なノイズ特性を示す。特定
の入力インピーダンスにギルバートセル回路をデザイン
することも難しい。これは、インピーダンスを整合する
ときに、初段増幅が必要である。
のギルバートセル回路及びマイクロミキサ回路を用いて
構成されるミキサは、不十分なノイズ特性を示す。特定
の入力インピーダンスにギルバートセル回路をデザイン
することも難しい。これは、インピーダンスを整合する
ときに、初段増幅が必要である。
【００１１】また、マイクロミキサ回路は、直線特性を
持つと同時に、無線周波数において大きなダイナミック
レンジを有するものであるが、主電流路に用いられる多
数の抵抗のために、ギルバート回路よりも悪いノイズ特
性となる。そのため、ノイズ特性が改良されたミキサ回
路が必要となる。
持つと同時に、無線周波数において大きなダイナミック
レンジを有するものであるが、主電流路に用いられる多
数の抵抗のために、ギルバート回路よりも悪いノイズ特
性となる。そのため、ノイズ特性が改良されたミキサ回
路が必要となる。
【００１２】本発明は、上記事情に鑑みなされたもの
で、低ノイズ特性のミキサ回路装置を提供することを目
的とする。
で、低ノイズ特性のミキサ回路装置を提供することを目
的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のミキサ回路装置
は、第１のトランジスタと第２のトランジスタを有する
ミキサ回路装置において、第１のトランジスタと前記第
２のトランジスタは、それぞれの制御電極が互いに接続
し、また第１電源に接続され、第１のトランジスタと第
２のトランジスタは、ミキサコアへの入力信号に対して
それぞれの第１主電極に相補型電流信号を出力し、ミキ
サコアは、差分出力信号を生成するために相補型電流信
号と発振信号を混合することで配置されることを特徴と
する。
は、第１のトランジスタと第２のトランジスタを有する
ミキサ回路装置において、第１のトランジスタと前記第
２のトランジスタは、それぞれの制御電極が互いに接続
し、また第１電源に接続され、第１のトランジスタと第
２のトランジスタは、ミキサコアへの入力信号に対して
それぞれの第１主電極に相補型電流信号を出力し、ミキ
サコアは、差分出力信号を生成するために相補型電流信
号と発振信号を混合することで配置されることを特徴と
する。
【００１４】
【発明の実施の形態】次に、本発明に関するミキサ回路
装置の実施形態について図面を参照して詳細に説明す
る。
装置の実施形態について図面を参照して詳細に説明す
る。
【００１５】図１は、本発明による二重平衡ミキサ回路
装置のシングルエンド入力と、差分出力を示すものであ
る。
装置のシングルエンド入力と、差分出力を示すものであ
る。
【００１６】ミキサ回路４００は、増幅装置４９０とミ
キサコア４９１とにより構成される。ミキサコア４９１
は、従来のギルバートセル回路とマイクロミキサ回路の
両方に用いられたミキサコアと実質的に同じものであ
る。図１に示されるミキサ回路のノイズ特性は、増幅装
置４９０が改良されたことで、従来のミキサ回路のノイ
ズ特性よりも良いものである。
キサコア４９１とにより構成される。ミキサコア４９１
は、従来のギルバートセル回路とマイクロミキサ回路の
両方に用いられたミキサコアと実質的に同じものであ
る。図１に示されるミキサ回路のノイズ特性は、増幅装
置４９０が改良されたことで、従来のミキサ回路のノイ
ズ特性よりも良いものである。
【００１７】端子４１０は、入力端子であり、端子４３
０、４３１は、ミキサ回路出力端子である。局部発信信
号は、動作中に差分電圧信号として端子４２０、４２１
に適用される。電圧は、抵抗４５０、４５１、４５２の
それぞれにバイアス電位を形成するための端子４４０、
４４１、４４２に適用される。
０、４３１は、ミキサ回路出力端子である。局部発信信
号は、動作中に差分電圧信号として端子４２０、４２１
に適用される。電圧は、抵抗４５０、４５１、４５２の
それぞれにバイアス電位を形成するための端子４４０、
４４１、４４２に適用される。
【００１８】増幅装置４９０は、トランジスタ４０１を
基本とする変換コンダクタンス増幅器と、インダクタ４
６０と、トランジスタ４０３及びトランジスタ４０４を
基本とする分相器とによって構成される。トランジスタ
４０２は、単にトランジスタ４０４への電流バイアスを
供給する。
基本とする変換コンダクタンス増幅器と、インダクタ４
６０と、トランジスタ４０３及びトランジスタ４０４を
基本とする分相器とによって構成される。トランジスタ
４０２は、単にトランジスタ４０４への電流バイアスを
供給する。
【００１９】トランジスタ４０３が、トランジスタ４０
４にベース結合されている間に、トランジスタ４０１及
びトランジスタ４０３は、カスコード構成で接続され
る。負帰還インダクタ４６０は、トランジスタ４０１の
エミッタ電極と接地電位との間に接続されている。無線
周波数におけるトランジスタ４０１の共通エミッタ電流
利得の複雑な構成により、インダクタ４６０は、トラン
ジスタ４０１のベースエミッタ回路において直列負帰還
とする効果がある。
４にベース結合されている間に、トランジスタ４０１及
びトランジスタ４０３は、カスコード構成で接続され
る。負帰還インダクタ４６０は、トランジスタ４０１の
エミッタ電極と接地電位との間に接続されている。無線
周波数におけるトランジスタ４０１の共通エミッタ電流
利得の複雑な構成により、インダクタ４６０は、トラン
ジスタ４０１のベースエミッタ回路において直列負帰還
とする効果がある。
【００２０】電圧は、トランジスタ４０１のベース電極
に接続される端子４１０への入力信号として適用され
る。トランジスタ４０１は、入力電圧をトランジスタ４
０３のエミッタ電極に供給される出力電流へと変換する
変換コンダクタンスとして機能する。
に接続される端子４１０への入力信号として適用され
る。トランジスタ４０１は、入力電圧をトランジスタ４
０３のエミッタ電極に供給される出力電流へと変換する
変換コンダクタンスとして機能する。
【００２１】トランジスタ４０３及びトランジスタ４０
４は、相補型コレクタ電流を有している。トランジスタ
４０１におけるコレクタ電流の変化は、トランジスタ４
０３及びトランジスタ４０４のベース電極間と、コレク
タ電極間にある抵抗４５０に流れる実質的な定電流の配
電によって直接変化を生じる。抵抗４５０は、適正定電
流を供給するために重要なものである。トランジスタ４
０３及びトランジスタ４０４は、トランジスタ４０１の
電源によって駆動しているため、ごく僅かなレベルでは
あるが電流内に雑音を生じる。図３に示される増幅装置
４９０の実践によると、増幅装置４９０におけるノイズ
値は、カスコード回路を単独で使用した時よりも、高く
ないことが分かる。
４は、相補型コレクタ電流を有している。トランジスタ
４０１におけるコレクタ電流の変化は、トランジスタ４
０３及びトランジスタ４０４のベース電極間と、コレク
タ電極間にある抵抗４５０に流れる実質的な定電流の配
電によって直接変化を生じる。抵抗４５０は、適正定電
流を供給するために重要なものである。トランジスタ４
０３及びトランジスタ４０４は、トランジスタ４０１の
電源によって駆動しているため、ごく僅かなレベルでは
あるが電流内に雑音を生じる。図３に示される増幅装置
４９０の実践によると、増幅装置４９０におけるノイズ
値は、カスコード回路を単独で使用した時よりも、高く
ないことが分かる。
【００２２】トランジスタ４０３は、トランジスタ４０
１、抵抗４５１、端子４４１に適用される電位によって
バイアスされる。トランジスタ４０４は、トランジスタ
４０２、抵抗４５２、端子４４２に適用される電位とに
よってバイアスされる。トランジスタ４０３、４０４が
独立してバイアスされているのは、それぞれのコレクタ
電極からの電流信号出力の平衡制御を供給するためであ
る。
１、抵抗４５１、端子４４１に適用される電位によって
バイアスされる。トランジスタ４０４は、トランジスタ
４０２、抵抗４５２、端子４４２に適用される電位とに
よってバイアスされる。トランジスタ４０３、４０４が
独立してバイアスされているのは、それぞれのコレクタ
電極からの電流信号出力の平衡制御を供給するためであ
る。
【００２３】カスコード回路は、それ自体が優良なノイ
ズ特性を持つことで知られている。図１によると、この
ような優良なノイズ特性が生じるのは、トランジスタ４
０３が、トランジスタ４０１のコレクタ電極が振れるの
を防ぎ、これにより実質的なミラー効果を回避するから
である。
ズ特性を持つことで知られている。図１によると、この
ような優良なノイズ特性が生じるのは、トランジスタ４
０３が、トランジスタ４０１のコレクタ電極が振れるの
を防ぎ、これにより実質的なミラー効果を回避するから
である。
【００２４】インダクタ４６０は、非ノイズ要素であり
特定の周波数領域において周波数に無関係の負帰還を供
給する。この周波数領域は、インダクタ４６０の値、ま
たは、所望の周波数におけるトランジスタ４０１のベー
スエミッタ抵抗に関係する。インダクタ４６０の値もま
た、増幅装置４９０の利得、及びその直線性に影響を及
ぼす。抵抗をインダクタ４６０の代わりに用いることも
できるが、インダクタ４６０を用いるほうが、増幅装置
４９０を用いるよりも多くの直線特性と優良なノイズ特
性を得ることができる。
特定の周波数領域において周波数に無関係の負帰還を供
給する。この周波数領域は、インダクタ４６０の値、ま
たは、所望の周波数におけるトランジスタ４０１のベー
スエミッタ抵抗に関係する。インダクタ４６０の値もま
た、増幅装置４９０の利得、及びその直線性に影響を及
ぼす。抵抗をインダクタ４６０の代わりに用いることも
できるが、インダクタ４６０を用いるほうが、増幅装置
４９０を用いるよりも多くの直線特性と優良なノイズ特
性を得ることができる。
【００２５】インダクタ４６０は、全体、あるいは一部
分において、ＩＣ実装、接合ワイヤ、接続ピンによる寄
生インダクタタンスによって実行される。
分において、ＩＣ実装、接合ワイヤ、接続ピンによる寄
生インダクタタンスによって実行される。
【００２６】低ノイズ適用で用いられるトランジスタ
は、通常、広域なエミッタ領域で作られている。これら
のトランジスタは、エミッタ領域の狭いトランジスタに
比べてベースエミッタ抵抗が低く、また低ノイズであ
る。
は、通常、広域なエミッタ領域で作られている。これら
のトランジスタは、エミッタ領域の狭いトランジスタに
比べてベースエミッタ抵抗が低く、また低ノイズであ
る。
【００２７】トランジスタ４０１、４０３、４０４は、
広域なエミッタ領域のトランジスタであることが好まし
く、また、トランジスタ４０１は、トランジスタ４０３
及びトランジスタ４０４のエミッタ領域よりも広域なも
のがより好ましい。トランジスタ４０１のサイズは、増
幅装置４９０における多くの特性を決定付けるために特
に重要である。広域なエミッタ領域を持つトランジスタ
は、インピーダンス入力が低くなるため、優良ノイズを
得ることができる。しかしながら、広域なエミッタ領域
を持つトランジスタは、また、高い寄生容量、リーク、
及び低電流密度による低電流利得βを生じる。
広域なエミッタ領域のトランジスタであることが好まし
く、また、トランジスタ４０１は、トランジスタ４０３
及びトランジスタ４０４のエミッタ領域よりも広域なも
のがより好ましい。トランジスタ４０１のサイズは、増
幅装置４９０における多くの特性を決定付けるために特
に重要である。広域なエミッタ領域を持つトランジスタ
は、インピーダンス入力が低くなるため、優良ノイズを
得ることができる。しかしながら、広域なエミッタ領域
を持つトランジスタは、また、高い寄生容量、リーク、
及び低電流密度による低電流利得βを生じる。
【００２８】トランジスタ４０１に流れる電流のサイズ
は、トランジスタ４０１のインピーダンスに影響を及ぼ
し、従って増幅装置４９０における特性にも影響を及ぼ
す。トランジスタ４０１を低電流で作動することは、優
良なノイズ特性を得ることにはなるが、同時に、高電流
で作動するよりも低電流利得βが低くなってしまう。
は、トランジスタ４０１のインピーダンスに影響を及ぼ
し、従って増幅装置４９０における特性にも影響を及ぼ
す。トランジスタ４０１を低電流で作動することは、優
良なノイズ特性を得ることにはなるが、同時に、高電流
で作動するよりも低電流利得βが低くなってしまう。
【００２９】特定のミキサ回路に適用するトランジスタ
領域やバイアス電流が選択されるときに、ノイズ値と利
得の間で交換が行われる必要がある。
領域やバイアス電流が選択されるときに、ノイズ値と利
得の間で交換が行われる必要がある。
【００３０】高周波数において、トランジスタ４０３及
びトランジスタ４０４の動作は、これらトランジスタ４
０３、４０４のベースエミッタとベースコレクタの両方
の接合部に存在する寄生容量によって変化する。トラン
ジスタ４０３及びトランジスタ４０４の間に不均衡が生
じることでトランジスタ４０３のエミッタ電極とベース
電極の間にリークが生じる。
びトランジスタ４０４の動作は、これらトランジスタ４
０３、４０４のベースエミッタとベースコレクタの両方
の接合部に存在する寄生容量によって変化する。トラン
ジスタ４０３及びトランジスタ４０４の間に不均衡が生
じることでトランジスタ４０３のエミッタ電極とベース
電極の間にリークが生じる。
【００３１】この欠点は、トランジスタ４０３のエミッ
タ領域をトランジスタ４０４のエミッタ領域よりも大き
くすることにより解消できる。この広域なエミッタ領域
を持つトランジスタは、低電流密度と低電流利得βをも
たらす。これにより、寄生容量における電流損を補うた
めにトランジスタ４０３のベースに流れる余分な電流を
生じる。
タ領域をトランジスタ４０４のエミッタ領域よりも大き
くすることにより解消できる。この広域なエミッタ領域
を持つトランジスタは、低電流密度と低電流利得βをも
たらす。これにより、寄生容量における電流損を補うた
めにトランジスタ４０３のベースに流れる余分な電流を
生じる。
【００３２】出力信号の平衡が必要なトランジスタ４０
３及び４０４のエミッタ領域は、低電流利得βが周波数
によって、また、トランジスタ４０３、４０４を駆動す
るバイアス電流によって左右されるため、ミキサ回路４
００の駆動における周波数によって左右される。
３及び４０４のエミッタ領域は、低電流利得βが周波数
によって、また、トランジスタ４０３、４０４を駆動す
るバイアス電流によって左右されるため、ミキサ回路４
００の駆動における周波数によって左右される。
【００３３】トランジスタ４０２と抵抗４５２は、端子
４４２における電位からトランジスタ４０４のための直
流電源を形成する。キャパシタ４７０及びキャパシタ４
７１は、トランジスタ４０４のコレクタ電極において電
流の交流成分が接地されるように接続されている。
４４２における電位からトランジスタ４０４のための直
流電源を形成する。キャパシタ４７０及びキャパシタ４
７１は、トランジスタ４０４のコレクタ電極において電
流の交流成分が接地されるように接続されている。
【００３４】トランジスタ４０１は、抵抗４５１と端子
４４１に印加される電位により形成されるバイアス電位
によってバイアスされている。キャパシタ４７４は、直
流ブロックキャパシタとして供給される。
４４１に印加される電位により形成されるバイアス電位
によってバイアスされている。キャパシタ４７４は、直
流ブロックキャパシタとして供給される。
【００３５】ミキサコア４９１の動作は、技術的知識の
あるものによって知られるものである。簡単にいえば、
差分出力端子４３０と差分出力端子４３１との間にある
増幅装置４９０の差分出力のスイッチングを交互に行う
ことと、端子４２０及び端子４２１に適用される信号の
周波数と同じ周波数において達成されるものである。
あるものによって知られるものである。簡単にいえば、
差分出力端子４３０と差分出力端子４３１との間にある
増幅装置４９０の差分出力のスイッチングを交互に行う
ことと、端子４２０及び端子４２１に適用される信号の
周波数と同じ周波数において達成されるものである。
【００３６】キャパシタ４７２及びキャパシタ４７３
は、ミキサコアの入力で通常発生する局部発振信号にお
ける第２同調のフィルタとして供給される。この同調
は、ミキサコア４９１におけるトランジスタ４０５、４
０６、４０７、４０８のスイッチＯＮとスイッチＯＦＦ
の遅れの差によって発生する。また、この同調は、通常
ミキサコア４９１による入力信号と同じように混合さ
れ、出力端子４３０及び出力端子４３１での局部発振周
波数における寄生信号を生成する。キャパシタ４７２及
びキャパシタ４７３の値は、フィルタ効果とミキサコア
４９１への入力信号の変化効果との間での交換条件とし
て選択されるものである。
は、ミキサコアの入力で通常発生する局部発振信号にお
ける第２同調のフィルタとして供給される。この同調
は、ミキサコア４９１におけるトランジスタ４０５、４
０６、４０７、４０８のスイッチＯＮとスイッチＯＦＦ
の遅れの差によって発生する。また、この同調は、通常
ミキサコア４９１による入力信号と同じように混合さ
れ、出力端子４３０及び出力端子４３１での局部発振周
波数における寄生信号を生成する。キャパシタ４７２及
びキャパシタ４７３の値は、フィルタ効果とミキサコア
４９１への入力信号の変化効果との間での交換条件とし
て選択されるものである。
【００３７】図２は，本発明により改良されたミキサ回
路を示す回路図である。図３に示される同部分には、同
符号が与えられている。
路を示す回路図である。図３に示される同部分には、同
符号が与えられている。
【００３８】ミキサ回路５００は、図３に示されるミキ
サ回路４００に用いられるミキサコア４９１と同じ形態
が用いられている。増幅装置５９０は、図３の増幅装置
４９０に改良が加えられたもので、抵抗５００とキャパ
シタ５１０は、ミキサ回路５００の直線性を改良し、変
化する入力インピーダンスを許容するように付け加えら
れたものである。
サ回路４００に用いられるミキサコア４９１と同じ形態
が用いられている。増幅装置５９０は、図３の増幅装置
４９０に改良が加えられたもので、抵抗５００とキャパ
シタ５１０は、ミキサ回路５００の直線性を改良し、変
化する入力インピーダンスを許容するように付け加えら
れたものである。
【００３９】抵抗５２０は、トランジスタ４０１とトラ
ンジスタ４０３の間に接続され、そこから流れる電流か
らトランジスタ４０１のコレクタ電極において電位を形
成する。ここで用いられる抵抗は、２０Ωから３０Ωと
いった小さい値のものだけで、それにより出力に対して
のノイズを抑えるものである。インダクタ４６０は、９
０゜位相でベース電極における電圧を導くためにトラン
ジスタ４０１のエミッタ電極において電圧を生じる。こ
れにより、トランジスタ４０１のコレクタ電極における
電圧は、９０°位相でベース電極における電圧を遅らせ
る。従って、負帰還はトランジスタ４０１のベース電極
及びコレクタ電極を横切ってキャパシタ５１０に接続す
ることで達成される。この帰還は、トランジスタ４０１
によって作り出されるノイズを縮小化し、ミキサ回路５
００全体のノイズ値を改良するものである。ミキサ回路
５００は、直線特性も改良するものである。
ンジスタ４０３の間に接続され、そこから流れる電流か
らトランジスタ４０１のコレクタ電極において電位を形
成する。ここで用いられる抵抗は、２０Ωから３０Ωと
いった小さい値のものだけで、それにより出力に対して
のノイズを抑えるものである。インダクタ４６０は、９
０゜位相でベース電極における電圧を導くためにトラン
ジスタ４０１のエミッタ電極において電圧を生じる。こ
れにより、トランジスタ４０１のコレクタ電極における
電圧は、９０°位相でベース電極における電圧を遅らせ
る。従って、負帰還はトランジスタ４０１のベース電極
及びコレクタ電極を横切ってキャパシタ５１０に接続す
ることで達成される。この帰還は、トランジスタ４０１
によって作り出されるノイズを縮小化し、ミキサ回路５
００全体のノイズ値を改良するものである。ミキサ回路
５００は、直線特性も改良するものである。
【００４０】キャパシタ５１０と抵抗５２０もまた、ト
ランジスタ４０１の入力インピーダンスにおいて効果が
あり、またミキサ回路５００にも効果がある。これによ
り、ミキサ回路のデザインを変えるインピーダンスを許
容するものである。入力インピーダンスを全くの実数に
することも可能である。
ランジスタ４０１の入力インピーダンスにおいて効果が
あり、またミキサ回路５００にも効果がある。これによ
り、ミキサ回路のデザインを変えるインピーダンスを許
容するものである。入力インピーダンスを全くの実数に
することも可能である。
【００４１】ｎｐｎ二極性抵抗に関する実施例について
記載したが、本発明は、そのように限定されるものでな
く、ｐｎｐ二極性抵抗や電界効果トランジスタを用いて
も同様の効果を得られるものである。コレクタ電極とエ
ミッタ電極に関して言えば、エミッタ電極とコレクタ電
極に入れ変えたり、または、ｐｎｐ二極性抵抗あるいは
電界効果トランジスタの第１主電極と第２主電極のよう
に、ソース電極とドレイン電極をドレイン電極とソース
電極に入れ換えることも可能である。
記載したが、本発明は、そのように限定されるものでな
く、ｐｎｐ二極性抵抗や電界効果トランジスタを用いて
も同様の効果を得られるものである。コレクタ電極とエ
ミッタ電極に関して言えば、エミッタ電極とコレクタ電
極に入れ変えたり、または、ｐｎｐ二極性抵抗あるいは
電界効果トランジスタの第１主電極と第２主電極のよう
に、ソース電極とドレイン電極をドレイン電極とソース
電極に入れ換えることも可能である。
【図１】本発明の実施形態であるミキサ回路装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の実施形態である改良されたミキサ回路
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
【図３】従来のギルバートミキサ回路を示す回路図であ
る。
る。
【図４】従来のマイクロミキサ回路を示す回路図であ
る。
る。
１００ ギルバートセル回路 １０１、１０２、１０３、１０４、１０５、 １０６ ２０１、２０２、２０３、２０４、 ２０５、２０６、２０７、４０１、４０２、 ４０３、４０４、４０５、４０６、４０７、４０８ ト
ランジスタ １１０、１１１、２１０、２１１、 ２１２ ４５０、４５１、４５２、５２０ 抵抗 １１５ 電源 １５０、２５０、４９１ ミキサコア １６０ 差分変換コンダクタンス増幅器 ２００ マイクロミキサ回路 ２６０ 変換コンダクタンス増幅器 ４００、５００ ミキサ回路 ４６０ インダクタ ４７０、４７１、４７２、４７３、４７４、５１０ キ
ャパシタ ４９０、５９０ 増幅装置
ランジスタ １１０、１１１、２１０、２１１、 ２１２ ４５０、４５１、４５２、５２０ 抵抗 １１５ 電源 １５０、２５０、４９１ ミキサコア １６０ 差分変換コンダクタンス増幅器 ２００ マイクロミキサ回路 ２６０ 変換コンダクタンス増幅器 ４００、５００ ミキサ回路 ４６０ インダクタ ４７０、４７１、４７２、４７３、４７４、５１０ キ
ャパシタ ４９０、５９０ 増幅装置
Claims (9)
- 【請求項１】 第１のトランジスタと第２のトランジス
タを有するミキサ回路装置において、 前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは、
それぞれの制御電極が互いに接続し、また第１電源に接
続され、 前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタは、
ミキサコアへの入力信号に対してそれぞれの第１主電極
に相補型電流信号を出力し、 前記ミキサコアは、差分出力信号を生成するために前記
相補型電流信号と発振信号を混合することで配置される
ことを特徴とするミキサ回路装置。 - 【請求項２】 第３のトランジスタが、制御電極で前記
入力信号を受信するために設置され、前記第３のトラン
ジスタの第１主電極は、前記第１のトランジスタの前記
第２主電極に電気的に接続され、該構成により前記第１
のトランジスタと前記第２のトランジスタは、前記入力
信号に対して相補型電流信号を出力することを特徴とす
る請求項１記載のミキサ回路装置。 - 【請求項３】 前記第３のトランジスタの前記第２主電
極と接地電位との間にインダクタが接続されていること
を特徴とする請求項２記載のミキサ回路装置。 - 【請求項４】 前記インダクタは、接合ワイヤ、接続ピ
ン、ＩＣ実装の少なくともいずれか１つから部分的に形
成されることを特徴とする請求項３記載のミキサ回路装
置。 - 【請求項５】 前記第２のトランジスタは、電流バイア
スされていることを特徴とする請求項１から４のいずれ
か１項に記載のミキサ回路装置。 - 【請求項６】 前記第２のトランジスタは、制御電極が
第１電位への抵抗に接続され、また、第１主電極が前記
第２のトランジスタの前記第２主電極に接続される第４
のトランジスタによって電流バイアスされることを特徴
とする請求項５記載のミキサ回路装置。 - 【請求項７】 前記第２のトランジスタの前記第２主電
極は、第１キャパシタによって交流接地されていること
を特徴とする請求項５または６に記載のミキサ回路装
置。 - 【請求項８】 前記第１のトランジスタの前記第２主電
極と前記第３のトランジスタの前記第１主電極は、共に
帰還抵抗に接続され、 前記第３のトランジスタの前記第１主電極と前記制御電
極は、共に帰還キャパシタによって接続されていること
を特徴とする請求項２から７のいずれか１項に記載のミ
キサ回路装置。 - 【請求項９】 前記第３のトランジスタの前記制御電極
は、第２電位に接続され、直流ブロック入力キャパシタ
による前記入力信号を受信することを特徴とする請求項
２から８のいずれか１項に記載のミキサ回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9700484A GB2321148B (en) | 1997-01-11 | 1997-01-11 | Double balanced mixer |
| GB9700484.0 | 1997-01-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209761A true JPH10209761A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=10805817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10015077A Pending JPH10209761A (ja) | 1997-01-11 | 1998-01-09 | ミキサ回路装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0853373A1 (ja) |
| JP (1) | JPH10209761A (ja) |
| GB (1) | GB2321148B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111245373A (zh) * | 2020-01-16 | 2020-06-05 | 中国科学技术大学 | 一种采用部分有源负反馈技术及正反馈技术的超宽带低噪声放大器 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1145423A2 (en) * | 1998-11-04 | 2001-10-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Combined cmos mixer and vco circuit |
| US6205325B1 (en) * | 1998-12-31 | 2001-03-20 | Nokia Mobile Phones, Limited | Active radio frequency mixer circuit with feedback |
| FR2836305B1 (fr) * | 2002-02-15 | 2004-05-07 | St Microelectronics Sa | Melangeur differentiel classe ab |
| US9071196B2 (en) | 2004-07-06 | 2015-06-30 | Qiuting Huang | Double balanced mixer with switching pairs complementary to each other |
| GB2423427A (en) * | 2004-07-06 | 2006-08-23 | Qiuting Huang | Double balanced mixer with improved even-order intercept points |
| TWI282213B (en) * | 2005-09-20 | 2007-06-01 | Realtek Semiconductor Corp | Amplifier with single-end input and differential output |
| US7468634B2 (en) | 2006-09-13 | 2008-12-23 | Realtek Semiconductor Corp. | Apparatus for converting single-ended signal into differential signal |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5474618A (en) * | 1977-11-28 | 1979-06-14 | Toshiba Corp | Frequency conversion circuit |
| IT1212776B (it) * | 1983-09-29 | 1989-11-30 | Ates Componenti Elettron | Stadio d'ingresso amplificatore e miscelatore a transistori per un radioricevitore. |
| DE3545006A1 (de) * | 1985-12-19 | 1987-07-02 | Philips Patentverwaltung | Modulator |
| GB2239143B (en) * | 1989-12-16 | 1993-06-16 | Stc Plc | Cross-coupled mixer stage for zero if radio |
| US5105165A (en) * | 1990-12-17 | 1992-04-14 | At&T Bell Laboratories | Low distortion, low noise, amplifier |
| US5448772A (en) * | 1994-08-29 | 1995-09-05 | Motorola, Inc. | Stacked double balanced mixer circuit |
| JPH08223065A (ja) * | 1995-02-13 | 1996-08-30 | Toshiba Corp | 周波数変換器 |
-
1997
- 1997-01-11 GB GB9700484A patent/GB2321148B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-16 EP EP97310151A patent/EP0853373A1/en not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-01-09 JP JP10015077A patent/JPH10209761A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111245373A (zh) * | 2020-01-16 | 2020-06-05 | 中国科学技术大学 | 一种采用部分有源负反馈技术及正反馈技术的超宽带低噪声放大器 |
| CN111245373B (zh) * | 2020-01-16 | 2022-10-28 | 中国科学技术大学 | 一种采用部分有源负反馈技术及正反馈技术的超宽带低噪声放大器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0853373A1 (en) | 1998-07-15 |
| GB2321148A (en) | 1998-07-15 |
| GB9700484D0 (en) | 1997-02-26 |
| GB2321148B (en) | 2000-10-25 |
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